Зарядное устройство емкостного накопителя энергии



Зарядное устройство емкостного накопителя энергии
Зарядное устройство емкостного накопителя энергии
Зарядное устройство емкостного накопителя энергии
Зарядное устройство емкостного накопителя энергии
Зарядное устройство емкостного накопителя энергии
Зарядное устройство емкостного накопителя энергии
Зарядное устройство емкостного накопителя энергии
Зарядное устройство емкостного накопителя энергии

 

H03K3/53 - Импульсная техника (измерение импульсных характеристик G01R; механические счетчики с электрическим входом G06M; устройства для накопления /хранения/ информации вообще G11; устройства хранения и выборки информации в электрических аналоговых запоминающих устройствах G11C 27/02; конструкция переключателей для генерации импульсов путем замыкания и размыкания контактов, например с использованием подвижных магнитов, H01H; статическое преобразование электрической энергии H02M;генерирование колебаний с помощью схем, содержащих активные элементы, работающие в некоммутационном режиме, H03B; импульсная модуляция колебаний синусоидальной формы H03C;H04L ; схемы дискриминаторов с подсчетом импульсов H03D;

Владельцы патента RU 2601437:

Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" (Госкорпорация "Росатом") (RU)

Изобретение относится к зарядным устройствам емкостных накопителей энергии и может быть использовано в высоковольтных электрофизических установках большой мощности с высоким уровнем накапливаемой энергии. В зарядное устройство емкостного накопителя энергии, содержащее входной трехфазный мостовой выпрямитель, LC-фильтр, зарядный преобразователь с дозирующими конденсаторами, датчик выходного напряжения, введен дополнительный конденсатор фильтра, транзистор, зашунтированный обратным диодом и резистором, драйвер управления транзистором, RS-триггер, логический элемент 2И-НЕ, два компаратора, а также источник задающего напряжения и датчик напряжения обратного диода. Введение этих элементов позволяет повысить надежность работы зарядного устройства и расширить его функциональные возможности. 4 ил.

 

Изобретение относится к зарядным устройствам (ЗУ) емкостных накопителей энергии (ЕНЭ) и может быть использовано в высоковольтных электрофизических установках большой мощности с высоким уровнем накапливаемой энергии.

В настоящее время в таких установках широко применяются ЗУ, построенные на базе транзисторных зарядных преобразователей повышенной частоты с дозирующими конденсаторами [1, 2], которые осуществляют дозированную передачу энергии в ЕНЭ в процессе его зарядки до заданного значения напряжения. Стабилизация заданного значения зарядного напряжения ЕНЭ в этих устройствах осуществляется путем периодического выключения/включения транзисторного зарядного преобразователя по сигналу с датчика выходного напряжения при достижении напряжением ЕНЭ заданного максимального/минимального значения соответственно. В результате, в режиме стабилизации напряжения зарядки ЕНЭ оно колеблется между заданными значениями, а зарядный преобразователь работает с пониженной частотой, компенсируя небольшой (единицы процентов от номинального зарядного тока) ток утечки ЕНЭ.

Известно ЗУ ЕНЭ, содержащее входной трехфазный мостовой выпрямитель, к выходу которого подключены параллельно соединенные емкостный фильтр и зарядный преобразователь повышенной частоты с дозированной передачей энергии в ЕНЭ [3].

Емкостный фильтр блокирует гармоники тока, потребляемого зарядным преобразователем, исключая протекание их по фазам сети.

Недостаток такого устройства состоит в том, что в высоковольтных установках большой мощности при питании ЗУ от сети с собственным сопротивлением, соизмеримым с сопротивлением конденсатора фильтра, снижаются его блокирующие свойства и в токе, потребляемом ЗУ, содержатся гармоники, кратные частоте работы зарядного преобразователя. Это ведет к необходимости увеличения емкости конденсатора фильтра до значений тысячи мкФ, что приводит к возрастанию массы, габаритов и стоимости ЗУ.

Этого недостатка лишено ЗУ [4], выбранное в качестве прототипа, содержащее входной трехфазный мостовой выпрямитель, к выходу которого присоединен L-C фильтр, к обкладкам конденсатора которого подключен зарядный преобразователь с дозирующими конденсаторами, датчик выходного напряжения.

Параметры элементов фильтра рассчитывают исходя из условия блокирования высших гармоник тока, потребляемого зарядным преобразователем, кратных его рабочей частоте , на интервале зарядки ЕНЭ [4] при непрерывном характере тока дросселя фильтра.

В этом случае кривая тока, потребляемого ЗУ из сети, не содержит, практически, составляющих, кратных рабочей частоте , и идентична кривой тока неуправляемого выпрямителя, работающего на активную нагрузку [4]. Это обеспечивает высокое значение коэффициента мощности kм, равное kм≈0,96, независимо от сопротивления и напряжения фаз сети при малой энергоемкости элементов фильтра [5]. Так, например, при выходной мощности ЗУ единицы-десятки кВт требуемая емкость конденсатора фильтра Сф не превышает значений Сф=(5÷10)Ск, где Ск - емкость дозирующих конденсаторов, что на практике составляет единицы-десятки мкФ.

В режиме стабилизации напряжения ЕНЭ, когда среднее значение мощности на выходе ЗУ невелико, ток дросселя фильтра, а также входного выпрямителя становится прерывистым. На интервалах бестоковых пауз конденсатор фильтра, выполняя функцию промежуточного накопителя энергии, разряжается импульсами тока, потребляемого зарядным преобразователем. Подзарядка конденсатора фильтра происходит при снижении его напряжения до сетевого импульсами тока полуволновой формы, потребляемого из сети, следующими с частотой 300 Гц и имеющими длительность τи, определяемую из формулы

τ и L Σ C ф ,

где LΣ=Lф+2Lc - суммарная индуктивность цепи; Lф, Сф - индуктивность дросселя и емкость конденсатора входного фильтра соответственно: Lc - индуктивность фазы сети. При этом кривая фазного тока, потребляемого ЗУ, содержит в каждом полупериоде два импульса длительностью τи.

Недостаток известного устройства состоит в том, что в режиме стабилизации напряжения ЕНЭ при малой емкости Сф конденсатора фильтра длительность τи импульсов тока подзарядки конденсатора фильтра относительно невелика, что приводит к увеличению амплитуд высокочастотных гармонических составляющих фазных токов, которые могут быть соизмеримыми с амплитудами низкочастотных составляющих этих токов.

Это объясняется тем, что чем меньше относительная длительность импульсов, тем медленнее уменьшаются амплитуды гармонических составляющих с увеличением номера гармоники [6].

В результате, существенно снижается электромагнитная совместимость (ЭМС) известного устройства, поскольку в соответствии с требованиями международных и отечественных стандартов по ЭМС [7, 8] относительные амплитуды высших гармоник тока, потребляемого электрической нагрузкой, должны изменяться, приблизительно, обратно пропорционально их порядковому номеру.

При наличии высших гармоник с большой амплитудой в электрических цепях с сосредоточенными и распределенными параметрами, какими могут быть представлены блоки, узлы и распределительные сети системы электропитания, возникает опасность появления резонансных явлений. При возникновении резонансного или близкого к нему режима на какой-либо высшей гармонике тока или напряжения высокочастотная составляющая оказывается соизмеримой с амплитудным значением первой гармоники тока (напряжения) на тех же участках цепи, что может нарушить работоспособность отдельных элементов и узлов систем, питающихся от той же сети.

За счет этого происходит наведение помех в управляющих и информационных сетях ЗУ и электрофизических установок, особенно при большом числе одновременно работающих ЗУ в составе мощных электрофизических установок с высоким уровнем энергии, накапливаемой в ЕНЭ, что вызывает сбои в их работе и искажению информации, получаемой в ходе физического эксперимента. Это снижает надежность работы и может приводить к аварийным режимам ЗУ и электрофизических установок в целом, а также к необходимости повторения физических экспериментов, что увеличивает затраты на их проведение.

Кроме того, в моменты перехода в режим стабилизации напряжения ЕНЭ ЗУ выключается и энергия, накопленная в дросселе фильтра, и энергия из сети вводится в конденсатор фильтра, что при малой емкости конденсатора фильтра приводит к перенапряжениям на элементах силовой цепи известного устройства, что также снижает надежность его работы.

Таким образом, известное устройство имеет низкий уровень электромагнитной совместимости в режиме стабилизации напряжения ЕНЭ и превышение напряжения на элементах силовой цепи при переходе в этот режим. Это снижает надежность его работы и делает невозможным его использование в мощных электрофизических установках с высоким уровнем энергии, накапливаемой в ЕНЭ, что сужает функциональные возможности известного устройства и область его применения.

Предлагаемым изобретением решается задача расширения функциональных возможностей и повышения надежности работы ЗУ ЕНЭ.

Технический результат от использования изобретения состоит в повышении уровня электромагнитной совместимости ЗУ ЕНЭ в режиме стабилизации его выходного напряжения и снижении перенапряжений на элементах устройства при переходе в этот режим.

Указанный технический результат достигается тем, что в ЗУ ЕНЭ, содержащем входной трехфазный мостовой выпрямитель, к выходу которого присоединен LC-фильтр, к обкладкам основного конденсатора которою подключен зарядный преобразователь с дозирующими конденсаторами, датчик выходною напряжения, введен дополнительный конденсатор LC-фильтра, отрицательная обкладка которого соединена с отрицательной обкладкой основного конденсатора LC-фильтра, а положительная обкладка присоединена к коллектору транзистора, зашунтированного обратным диодом и резистором, эмиттер транзистора подключен к положительной обкладке основного конденсатора фильтра и к аноду обратного диода, а управляющий электрод и эмиттер транзистора присоединены к выходам драйвера, вход которого присоединен к выходу RS-триггера, вход S которого подключен к выходу логического элемента 2И-НЕ, входы которого подключены к выходам первого и второго компараторов, а вход R присоединен к выходу второго компаратора, прямой вход которого присоединен к датчику выходного напряжения, а его инверсный вход соединен с выходом источника задающего напряжения, при этом прямой вход первого компаратора подключен к выходу датчика напряжения обратного диода, а инверсный вход первого компаратора соединен с общей точкой датчиков напряжения, драйвера, триггера и источника задающего напряжения.

Введение указанных элементов обеспечивает подключение дополнительного конденсатора фильтра при переходе ЗУ в режим стабилизации напряжения зарядки ЕНЭ. Это позволяет увеличить длительность импульсов тока подзарядки конденсатора фильтра и уменьшить амплитуды высокочастотных составляющие фазных токов, потребляемых ЗУ из сети. За счет этого увеличивается уровень электромагнитной совместимости ЗУ ЕНЭ, а также уменьшаются перенапряжения на элементах силовой цепи устройства при переходе в режим стабилизации напряжения ЕНЭ и повышается надежность его работы.

На фиг. 1 представлена электрическая схема ЗУ ЕНЭ, где: 1 - входной трехфазный мостовой выпрямитель, 2 - фильтр, 3 - основной конденсатор фильтра, 4 - зарядный преобразователь, 5 - ЕНЭ, 6 - датчик выходного напряжения, 7 - дополнительный конденсатор фильтра, 8 - транзистор, 9 - обратный диод, 10 - резистор, 11 - драйвер, 12 - R-S триггер, 13 - логический элемент 2И-НЕ, 14, 15 - первый и второй компараторы соответственно, 16 - источник задающего напряжения, 17 - датчик напряжения обратного диода.

На фиг. 2 приведены диаграммы ЗУ ЕНЭ.

На диаграммах буквами обозначены: а - выходное напряжение выпрямителя 1 и конденсаторов 3, 7; б - фазный ток, потребляемый ЗУ на интервале 1/3 периода сетевого напряжения.

На фиг. 3 приведены временные диаграммы и спектральный состав фазного тока, потребляемого ЗУ в режиме стабилизации напряжения ЕНЭ при частоте работы преобразователя 4 в этом режиме , полученные на имитационных моделях прототипа и предлагаемого устройства при характерных для практики создания мощных ЗУ параметрах: емкость дозирующих конденсаторов зарядного преобразователя 4 Ск=0,9 мкФ; LΣ=600 мкГн: Сф=5 мкФ - в прототипе; CфΣ=105 мкФ - в предлагаемом устройстве. Мощность в моделях прототипа и предлагаемою устройства в режиме стабилизации напряжения ЕНЭ составляет 140 Вт.

На диаграммах буквами обозначены: в - фазный ток, потребляемый прототипом; г - спектр фазного тока, потребляемого прототипом; д - фазный ток, потребляемый предлагаемым устройством; е - спектр фазного тока, потребляемого предлагаемым устройством.

На фиг. 4 приведены временные диаграммы фазного тока, потребляемого ЗУ, и напряжения на конденсаторах фильтра при выключении и переходе преобразователя 4 в режим стабилизации напряжения ЕНЭ, полученные на имитационных моделях прототипа и предлагаемого устройства при параметрах: емкость дозирующих конденсаторов зарядного преобразователя 4 Ск=0,9 мкФ; LΣ=600 мкГн; Сф=5 мкФ - в прототипе; СфΣ=105 мкФ - в предлагаемом устройстве. Мощность в моделях прототипа и предлагаемого устройства в режиме зарядки ЕНЭ составляет 10 кВт, а в режиме стабилизации напряжения ЕНЭ равна 140 Вт.

На диаграммах буквами обозначены: ж - напряжение на конденсаторе фильтра в прототипе: з - фазный ток, потребляемый прототипом; и - напряжение на конденсаторах фильтра в предлагаемом устройстве; к - фазный ток, потребляемый предлагаемым устройством.

Устройство содержит входной трехфазный мостовой выпрямитель 1, к выходу которого присоединен LC-фильтр 2, содержащий дроссель и основной конденсатор фильтра 3, к обкладкам которого подключен зарядный преобразователь 4 с дозирующими конденсаторами. К выходу зарядного преобразователя 4 подключен ЕНЭ 5 и датчик выходного напряжения 6. К отрицательной обкладке основного конденсатора фильтра 3 присоединена отрицательная обкладка дополнительного конденсатора 7 фильтра 2, к положительной обкладке которого присоединен коллектор транзистора 8. Транзистор 8 зашунтирован обратным диодом 9 и резистором 10, причем эмиттер транзистора 8 присоединен к положительной обкладке основного конденсатора 3 фильтра 2 и к аноду обратного диода 9. Управляющий электрод и эмиттер транзистора 8 присоединены к выходам драйвера 11. Вход драйвера 11 подключен к выходу R-S триггера 12. Вход S триггера 12 присоединен к выходу логического элемента 2И-НЕ 13, входы которого подключены к выходам первого компаратора 14 и второго компаратора 15. К входу R триггера 12 присоединен выход второго компаратора 15. Прямой вход компаратора 15 присоединен к датчику выходного напряжения 6, а инверсный вход соединен с выходом источника задающего напряжения 16. Прямой вход первого компаратора 14 подключен к выходу датчика напряжения 17 обратного диода 9, а инверсный вход соединен с общей точкой датчиков напряжения 6 и 17, драйвера 11, триггера 12 и источника задающего напряжения 16.

Принцип работы предлагаемого устройства поясняется диаграммами, приведенными на фиг. 2, и заключается в следующем.

На интервале зарядки ЕНЭ 5 при значениях его напряжения, меньших величины, определяемой напряжением источника задающего напряжения 16, выходное напряжение второго компаратора 15 и на входе R триггера 12 равно нулю. При этом на выходе логического элемента 2И-НЕ 13 и на входе S триггера 12 сигнал логической единицы, а на выходе триггера 12 сигнал логического нуля. За счет этого выходное напряжение драйвера 11 равно нулю и транзистор 8 заперт. При выборе постоянной времени τ цепи «конденсатор 7 - резистор 10» из условия , где - рабочая частота зарядного преобразователя 4 на интервале зарядки ЕНЭ 5, дополнительный конденсатор 7 фильтра 2 заряжен до амплитудного значения напряжения основного конденсатора 3 фильтра 2 и, практически, не разряжается. Обратный диод 9 заперт, и конденсатор 7 не влияет на процессы в ЗУ. Выходное напряжение датчика 17 напряжения обратного диода отрицательно, выходное напряжение первого компаратора 14 равно нулю.

При достижении напряжением ЕНЭ 5 порогового уровня uпор, определяемого величиной выходного напряжения источника задающего напряжения 16 и близкого по величине к заданному уровню зарядки uзад, например uпор=(0,995÷0,996)uзад, задающее напряжение источника 16 сравнивается и затем становится меньше выходного напряжения датчика 6. При этом па выходе второго компаратора 15 и на входе R триггера 12 появляется сигнал высокого уровня, и триггер 12 переходит в режим хранения информации.

При дальнейшем возрастании выходного напряжения зарядного преобразователя 4 и напряжения ЕНЭ 5 до заданного значения uзад зарядный преобразователь 4 выключается и переходит в режим стабилизации выходного напряжения.

При выключении преобразователя 4 напряжение основного конденсатора 3 фильтра 2 начинает быстро возрастать за счет энергии, накопленной к этому моменту в магнитном поле дросселя фильтра 2, а также энергии, потребляемой из сети, и становится больше напряжения дополнительного конденсатора 7 фильтра 2. На обратном диоде 9 появляется прямое напряжение, и он отпирается. В этот момент времени выходное напряжение датчика 17 становится положительными и на выходе первого компаратора 14 появляется сигнал высокого уровня, а на выходе логическою элемента 2И-НЕ 13 - сигнал, равный логическому нулю. Триггер 12 переключается и на его выходе появляется сигнал высокого уровня, соответствующий логической единице, что вызывает формирование сигнала управления драйвером 11, и транзистор 8 отпирается. Начиная с этого момента времени конденсатор 7 через транзистор 8 и обратный диод 9 оказывается соединенным параллельно основному конденсатору 3 фильтра 2, что увеличивает общую емкость LC-фильтра.

Таким образом, при выключении зарядного преобразователя 4 энергия, накопленная в дросселе фильтра 2, и энергия из сети вводится в параллельно соединенные конденсаторы 3 и 7, что снижает величину перенапряжений на элементах устройства. Резистор 10 введен в схему для выравнивания напряжений конденсаторов 3 и 7 по окончании динамических процессов, например в режиме повторяющихся включений/выключений зарядного преобразователя 4.

В режиме стабилизации напряжения ЕНЭ рабочая частота и потребляемый ток преобразователя 4, определяемые относительно небольшой мощностью потерь от токов утечки ЕНЭ и измерительных цепей, значительно меньше, чем на интервале зарядки ЕНЭ.

Такой режим работы устройства сохраняется до тех пор, пока выходное напряжение датчика 6 превышает напряжение источника задающего напряжения 16. В противном случае, например после разряда ЕНЭ 5, устройство переходит в исходное состояние с небольшой емкостью основного конденсатора 3 фильтра 2 и вновь готово к очередному циклу зарядки.

При соответствующем выборе величины емкости дополнительного конденсатора 7 напряжение uф параллельно соединенных основного конденсатора 3 и дополнительного конденсатора 7 в режиме стабилизации напряжения ЕНЭ 5 при относительно небольшой выходной мощности ЗУ снижается медленно и превышает линейное напряжение сети uс в большей части (отрезок времени t1÷t4) интервала повторяемости t2÷t6 выходного напряжения входного выпрямителя 1, длительность которого равна 1/6 части периода сетевого напряжения. За счет этого напряжение параллельно соединенных конденсаторов 3 и 7 фильтра 2 снижается до уровня сетевого напряжения uс в момент времени t4, находящийся вблизи очередного максимума Um линейного напряжения. В тот момент начинается импульс потребляемого из сети тока длительностью (t5-t4), на котором выходное напряжение uв выпрямителя 1, равное до этого момента напряжению конденсаторов 3 и 7, принимает значения линейною напряжения сети uс. По окончании импульса тока энергия, накопленная в дросселе фильтра 2, и энергия из сети передается в эти конденсаторы. Их напряжение uф возрастает до значения, превышающего амплитуду сетевого напряжения Um, а затем снова начинает снижаться ступенями за счет разряда импульсами тока, потребляемого зарядным преобразователем 4.

В результате, в каждом полупериоде фазного тока, потребляемого ЗУ из сети, имеют место два импульса, близких по форме к полуволне синусоиды, длительность которых определяется в соответствии с приведенной выше формулой при значении СффΣ, где СфΣ - суммарная емкость параллельно соединенных основного конденсатора 3 и дополнительного конденсатора 7 фильтра 2.

Рассчитаем требуемое значение суммарной емкости СфΣ параллельно соединенных основного конденсатора 3 и дополнительного конденсатора 7, которое обеспечивает указанный характер фазного тока ЗУ, полагая, что первый интервал процесса их разряда начинается в момент достижения линейным напряжением сети uс амплитудного значения Um (фиг. 2). При этом за счет большой амплитуды импульса тока зарядки дозирующих конденсаторов зарядного преобразователя 4 их напряжение uф быстро снижается на величину ΔU, определяемую дозой переданной в них энергии. Если величина емкости CфΣ недостаточна, то напряжение конденсаторов uф спадает до значения линейного напряжения сети и импульс тока зарядки дозирующих конденсаторов потребляется из питающей сети. Если величина емкости СфΣ избыточна, этого не происходит. В граничном режиме имеет место касание кривых напряжения сети и напряжения основного конденсатора 3 и дополнительного конденсатора 7 фильтра 2 (фиг. 2). Следовательно, начальное напряжение конденсаторов 3 и 7 фильтра 2 и скорость изменения его усредненного значения uус должны быть такими, чтобы доза отдаваемой ими энергии в зарядный преобразователь 4 не вызывала снижение их напряжения ниже значения сетевого линейного напряжения uc.

Определим величину емкости СфΣ, при которой импульс потребляемого тока будет иметь место вблизи очередного максимума одного из линейных напряжений и в кривой этого тока не будет импульсов тока, потребляемого преобразователем 4, что возможно при выполнении условия

где uф и uc - мгновенные значения напряжений конденсатора фильтра и линейного напряжения 3-фазной питающей сети.

Мгновенные значения линейного напряжения сети и усредненного на полупериоде рабочей частоты преобразователя 4 напряжения uус параллельно соединенных основного конденсатора 3 и дополнительного конденсатора 7 фильтра 2 определяются по формулам

где Um - амплитуда линейного напряжения сети; Uус(0) - начальное на интервале разряда усредненное напряжение конденсатора фильтра; ωс - круговая частота сетевого напряжения; τ=RэCфΣ - постоянная времени цепи «параллельно соединенные конденсатор 3 и дополнительный конденсатор 7 фильтра 2 - преобразователь 4»; Rэ - эквивалентное сопротивление преобразователя 4 как электрической нагрузки. Значение Rэ может быть рассчитано по формуле

где Рст - мощность, потребляемая преобразователем 4 в режиме стабилизации; Uф - среднее значение напряжения конденсаторов 3 и 7 фильтра 2, которое может быть рассчитано по формуле [3]

Из формулы (2) в соответствии с временной диаграммой на фиг. 2 определим скорость изменения сетевого напряжения в граничном режиме в точке касания кривых uc и uф в момент времени, отстоящий от максимума кривой uс на полпериода T п 2 рабочей частоты преобразователя 4. Полагаем при этом, что начала «ступеней» кривой напряжения uф лежат на прямой MN касательной к кривой uс в точке равенства напряжений uф и uс

Из выражения (6) находим величину «ступени» ΔU

Учитывая, что круговая частота сетевого напряжения значительно меньше круговой частоты коммутации транзисторов преобразователя 4, выражение (3) может быть с достаточной точностью представлено двумя членами разложения его в ряд Маклорена

Из формулы (8), принимая во внимание, что кривая усредненного напряжения uус конденсатора фильтра, с учетом изложенного выше, параллельна касательной MN, и из очевидных геометрических соотношений фиг. 2, получаем следующие выражения:

где напряжение U1, в соответствии с (2) будет

Решая совместно (7), (9…11), находим искомое значение емкости СфΣ граничного режима

При выборе значений суммарной емкости параллельно соединенных конденсаторов 3 и 7 фильтра 2 из условия

наклон прямой усредненного напряжения uус будет меньше наклона прямой MN, что исключает пересечение кривых uф, uс, появление в фазных токах ЗУ импульсов тока, потребляемого преобразователем 4, и расширение частотного спектра фазных токов ЗУ.

Определим величину суммарной емкости конденсаторов 3 и 7 фильтра из условия ограничения на них перенапряжений, полагая, что при выключении зарядного преобразователя 4 и переходе его в режим стабилизации напряжения ЕНЭ ток дросселя фильтра 2 имеет значение I0, а напряжение на конденсаторах 3 и 7 фильтра и выходе трехфазного мостового выпрямителя 1 равны UC.

В этом случае процессы во входном фильтре без учета индуктивностей фаз питающей сети и потерь в обмотке дросселя описываются следующими зависимостями от времени тока i дросселя фильтра 2 и напряжения uC конденсаторов фильтра 3 и 7:

где

К моменту окончания тока в обмотке дросселя фильтра 2 (при ωt=π/2) величина перенапряжения на конденсаторах фильтра 3 и 7 в соответствии с (15) будет

Из формулы (16) следует, что для ограничения перенапряжения на уровне заданного значения Δ U C з а д , при выключении зарядного преобразователя 4 и переходе его в режим стабилизации напряжения ЕНЭ, величину суммарной емкости конденсаторов фильтра 3 и 7 фильтра необходимо выбирать из условия

Выбор величины суммарной емкости производят по большему из значений, определяемых согласно условиям (13) и (17).

Проведенные исследования показали, что величину суммарной емкости конденсаторов 3 и 7 фильтра следует выбирать из условия

СфΣ=(20÷30)Сф.

Из приведенного описания и расчетных выражений следует, что применение предлагаемого устройства позволяет за счет увеличения суммарной емкости фильтра в режиме стабилизации напряжения зарядки ЕНЭ и увеличения за счет этого длительности импульсов фазного тока ЗУ уменьшить амплитуды высокочастотных гармонических составляющих фазных токов (фиг. 3).

Из сопоставления частотных спектров тока, потребляемого прототипом (фиг. 3, кривая г), и предлагаемого устройства (фиг. 3, кривая е) следует, что амплитуды высших гармоник тока, потребляемого предлагаемым ЗУ, с увеличением их порядкового номера убывают значительно быстрее, чем в прототипе. Так, например, в предлагаемом устройстве амплитуда 19-й гармоники примерно в 1,5 раза меньше, чем в прототипе, а амплитуда 61-й гармоники в предлагаемом устройстве меньше, чем в прототипе, приблизительно в 25 раз.

В результате, повышается уровень электромагнитной совместимости ЗУ ЕНЭ, исключаются резонансные явления в питающей сети, что повышает надежность работы его и электрофизической установки, частью которой оно является.

Кроме того, увеличение суммарной емкости фильтра в предлагаемом устройстве в момент перехода его в режим стабилизации напряжения ЕНЭ позволяет при указанных выше параметрах снизить перенапряжение на конденсаторах фильтра до 40 В (фиг. 4, и). в то время как в прототипе величина перенапряжения составляет 215 В (фиг. 4, ж). При этом уменьшаются перенапряжения и на других элементах силовой цепи ЗУ, что также повышает надежность его работы.

Все это позволяет, в результате, использовать предлагаемое устройство в мощных высоковольтных электрофизических установках, содержащих значительное число параллельно работающих ЗУ с уровнем энергии, накапливаемой в ЕНЭ, до сотен МДж, что существенно расширяет его функциональные возможности.

Источники информации

1. Тиристорные схемы включения высокоинтенсивных источников света / О.Г. Булатов, B.C. Иванов. Д.И. Панфилов. - М.: Энергия, 1975. - с. 147.

2. Копелович Е.А., Хватов С.В., Ваняев В.В., Троицкий М.М., Флат Ф.А. Транзисторно-конденсаторные зарядные устройства мегаджоульных емкостных накопителей энергии. Электротехника. №7, 2010. - с. 11-16.

3. Н.J. Ryoo. S.R. Jang, Y.S. Jin, J.S. Kim. Y.B. Kim Design of High Voltage Capacitor Charger with Improved Efficiency, Power Density and Reliability // IEEE Transactions on Dielectrics and Electrical Insulation Vol. 20. No. 4. pp. 1076-1084, 2013.

4. Кириенко В.П., Ваняев СВ., Ваняев В.В. Электромагнитная совместимость силового импульсного преобразователя с накопительными конденсаторами и первичного источника электропитания // Сб. докл. X Росс. науч.-техн. конф. по электромагнитной совместимости технических средств и электромагнитной безопасности. ЭМС 2008. - СПб. - 2008. - с. 200-205.

5. Руденко B.C., Сенько В.И., Чиженко И.М. Преобразовательная техника. - Киев: Вища школа, 1983. - с. 78.

6. Зевеке Г.В. и др. Основы теории цепей. - М. - Л.: Госэнергоиздат, 1963.

7. ГОСТ Р 51317.3.2-2006 (МЭК 61000-3-2:2005). Совместимость технических средств электромагнитная. Эмиссия гармонических составляющих тока техническими средствами с потребляемым током не более 16 А (в одной фазе). Нормы и методы испытаний.

8. ГОСТ Р 51317.3.4-2006 (МЭК 61000-3-4-1998). Совместимость технических средств электромагнитная. Ограничение эмиссии гармонических составляющих тока техническими средствами с потребляемым током более 16 А, подключаемыми к низковольтным системам.

Зарядное устройство емкостного накопителя энергии, содержащее входной трехфазный мостовой выпрямитель, к выходу которого присоединен LC-фильтр, к обкладкам основного конденсатора которого подключен зарядный преобразователь с дозирующими конденсаторами, датчик выходного напряжения, отличающееся тем, что в устройство введен дополнительный конденсатор LC-фильтра, отрицательная обкладка которого соединена с отрицательной обкладкой основного конденсатора LC-фильтра, а положительная обкладка присоединена к коллектору транзистора, зашунтированного обратным диодом и резистором, эмиттер транзистора подключен к положительной обкладке основного конденсатора фильтра и к аноду обратного диода, а управляющий электрод и эмиттер транзистора присоединены к выходам драйвера, вход которого присоединен к выходу RS-триггера, вход S которого подключен к выходу логического элемента 2И-НЕ, входы которого подключены к выходам первого и второго компараторов, а вход R присоединен к выходу второго компаратора, прямой вход которого присоединен к датчику выходного напряжения, а инверсный вход второго компаратора соединен с выходом источника задающего напряжения, при этом прямой вход первого компаратора подключен к выходу датчика напряжения обратного диода, а инверсный вход первого компаратора соединен с общей точкой датчиков напряжения, драйвера, триггера и источника задающего напряжения.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к электронной технике. Технический результат - уменьшение и подавление на выходе паразитного сигнала, значительное увеличение уровня изоляции переключателя в выключенном состоянии при сохранении малых потерь во включенном состоянии за счет вариантов подключения коммутирующих и компенсирующих МОП транзисторов.

Изобретение относится к области цифровой техники и может быть использовано для формирования широтно-импульсной последовательности с заданной скважностью с высокой точностью и не зависящей от изменения частоты информационного сигнала. В основу изобретения поставлена задача получения широтно-импульсной последовательности с заданной скважностью с высокой точностью при изменении частоты информационного сигнала.

Изобретение относится к импульсной технике и может быть использовано в импульсных схемах различного назначения, питаемых от низковольтных источников. Достигаемый технический результат - обеспечение самозапуска генератора и возможность использования низковольтных источников питания.

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в электронных устройствах для формирования импульсов напряжения. Достигаемый технический результат - возможность получения импульсов напряжения с заданными параметрами в широком диапазоне по амплитуде от нуля до максимума амплитуды питающего напряжения и заданной длительности импульса.

Использование: для формирования высоковольтных импульсов. Сущность изобретения заключается в том, что в генератор импульсов введено, по крайней мере, одно LC-звено, состоящее из индуктивного накопителя и конденсатора, при этом индуктивный накопитель LC-звена одним выводом соединен с нагрузкой и к точке их соединения подключен диод, а другим выводом индуктивный накопитель LC-звена соединен со второй индуктивностью и к точке их соединения одним выводом подключен конденсатор LC-звена, соединенный другим выводом с землей.

Изобретение относится к импульсной технике и может использоваться для подачи высоковольтных импульсов на различные приборы и устройства. Техническим результатом является увеличение надежности блока электронных ключей за счет равномерного распределения напряжения, прикладываемого между отдельными ключевыми элементами.

Изобретение относится к управлению энергопотреблением в электронной схеме, в частности к управлению рабочими точками тактовой частоты и источника напряжения в электронной схеме.

Изобретение относится к высоковольтной импульсной технике и может быть использовано для создания наносекундных компактных генераторов. Достигаемый технический результат - уменьшение искажений выходного импульса генератора путем подавления высокочастотных колебаний переходного процесса.

Группа изобретений относится к импульсной технике и может быть использована для систем питания мощных лазеров. Техническим результатом является формирование импульсов напряжения с высокой частотой повторения импульсов.

Изобретение относится к импульсной высоковольтной технике и может быть использовано в составе высоковольтного оборудования. Сущность изобретения: корпус генератора импульсных напряжений, содержащий аппаратуру генератора импульсных напряжений, заполненный диэлектрической жидкостью, выполнен в виде герметичной емкости, на наружной поверхности которой герметично установлены два снабженных обратными клапанами компенсационных бачка, сопряженных с внутренним объемом корпуса и содержащих герметичные газовые полости и гибкие выпуклые мембраны, отделяющие эти полости от полостей, заполненных диэлектрической жидкостью.

Использование: для питания импульсных источников света, искровых камер, лазеров и ускорителей. Сущность изобретения заключается в том, что первая ступень умножения состоит из первого накопительного конденсатора, первого дросселя, общего коммутатора и внешнего накопительного конденсатора, соединенных последовательно, при этом один вывод внешнего накопительного конденсатора соединен с общей шиной, а другой подсоединен к выводу дополнительного источника зарядного напряжения с полярностью, противоположной полярности основного источника зарядного напряжения. Технический результат: увеличение максимума выходного напряжения генератора и энергии без увеличения числа ступеней умножения. 2 ил.
Наверх