Антенна

Изобретение относится к области техники сверхвысоких частот. Особенностью заявленной антенны является то, что в нее дополнительно введен идентичный отрезок коаксиальной линии, расположенный перпендикулярно той же широкой стенке волновода и соединенный с ним идентично первому отрезку, при этом для обеспечения согласования с волноводом оба отрезка смещены от оси симметрии его широкой стенки к его узкой стенке, расстояние между погруженными во внутриволноводное пространство нижними концами внутренних проводников отрезков равно половине длины волны в волноводе, а удаленные концы излучающих проводников соединены гальванически с верхними концами внутренних проводников отрезков, верхние концы наружных проводников которых разомкнуты. Техническим результатом является создание антенны, имеющей меньшую ширину диаграммы направленности в плоскости вектора Е. 7 ил.

 

Предлагаемая волноводно-дипольная антенна (ВДА) относится к области техники сверхвысоких частот (СВЧ) и может быть использована как самостоятельный, отдельно установленный излучатель, так и как базовый элемент более сложных антенн (турникетные, кардиоидные и т.п.) радиолокационных, радионавигационных и телекоммуникационных систем с линейной поляризацией излучаемых радиоволн.

Актуальность совершенствования питаемых волноводами антенн обусловлена тем, что источники СВЧ сигнала (клистроны, магнетроны, полупроводниковые диодные генераторы) зачастую имеют волноводный выход (фланец), который должен быть сопряжен как электрически, так и конструктивно-технологически с дипольными излучателями, широко применяемыми в антенных системах с линейной поляризацией.

Известны ВДА, описанные в работе: Марков Г.Т., Сазонов Д.М., «Антенны», М.: Энергия, 1975, стр. 445. В этих антеннах диполи укрепляются на металлической пластине, которая припаивается к серединам узких стенок раскрыва прямоугольного волновода и располагается вне волновода в плоскости магнитного вектора Н его основной волны TE10. Пластина, будучи перпендикулярной электрическому вектору Е этой волны, не участвует в излучении. На пластине может быть закреплено один, два или четыре диполя в зависимости от требований к форме диаграммы направленности (ДН) антенны.

В случае одного диполя максимум излучения направлен по оси волновода в сторону, совпадающую с направлением распространения энергии в волноводе. При этом ширина ДН по уровню половинной мощности в плоскости Е антенны приблизительно равна 78° ( 2 θ 0.5 E = 78 ° ) при полуволновой его длине, о чем указывается в вышеупомянутой работе «Антенны», стр.63, рис.2-6 (6). В плоскости магнитного вектора Н антенны ширина ДН составляет примерно 165° ( 2 θ 0.5 H 165 ° ) .

В случае пары диполей ближний к раскрыву волновода диполь берется несколько короче полуволны, а дальний - несколько длиннее полуволны. Этим обеспечивается однонаправленное излучение вдоль оси волновода в сторону, противоположную направлению распространения энергии в волноводе. При этом ширина ДН в Е-плоскости практически не изменяется ( 2 θ 0.5 E = 78 ° ) , в то время как в Н-плоскости она сужается примерно до 120° ( 2 θ 0.5 H 120 ° ) .

В четырехдипольном излучателе происходит дополнительное сужение ДН в Н-плоскости до значений Е-плоскости ( 2 θ 0.5 H 2 θ 0.5 E 78 ° ) . При этом излучение будет также однонаправленным вдоль оси волновода.

Таким образом, описанные ВДА имеют ширину ДН в Е-плоскости порядка 78°, что не в полной мере удовлетворяет современным требованиям по степени направленности отдельных излучателей, являющихся базовыми элементами более сложных антенн и фазированных антенных решеток.

Известна также ВДА, содержащая питающий прямоугольный волновод и печатный дипольный излучатель, описанная в патенте США №3623112, H01Q 3/26, 1971 год. Упомянутый дипольный излучатель выполнен по технологии полосковых печатных плат на образующих сэндвич заготовках, расположенных посредине волновода в плоскости магнитного вектора Н основной волны TE10. При этом в отличие от ВДА, описанных в вышеупомянутой работе «Антенны», диполь возбуждается не раскрывом волновода (в упомянутом патенте вместо слова «раскрыв» использован термин "slot aperture" - «щелевая апертура»), а полосковой линией, проходящей внутри сэндвича сквозь весь отрезок питающего волновода от короткозамкнутого его торца до раскрыва и далее к диполю. Об этом свидетельствуют строки 68-71 столбца 2 Описания упомянутого патента: "Additionally, since the dipole is located directly on the neutral axis of the waveguide the fields within waveguide section 12 and radiated by slot aperture 15 cannot excite the dipole". Сам диполь удален от раскрыва волновода на четверть длины волны в свободном пространстве. В результате раскрыв волновода и диполь формируют комбинированный излучатель (combined dipole and waveguide radiator), максимум излучения которого направлен по оси волновода в направлении распространения энергии в нем при выполнении определенных условий фазирования полей, излучаемых диполем и раскрывом.

Фазирование осуществляется обособленным коммутируемым полосковым устройством (приспособлением - switching means), имеющим вход 40 и два выхода 63 и 64, расположенном вне собственно волновода. Первый выход 63 этого устройства возбуждает в волноводе основную волну TE10 посредством размещенного внутри волновода малогабаритного полосково-дипольного возбудителя, а второй выход 64 возбуждает диполь посредством связанной с ним полосковой линии, проходящей внутри сэндвича от закорачивающей торец волновода пластины (waveguide-shorting plate) до диполя. Об этом свидетельствуют строки 19-23 столбца 3 Описания: "The switching means is comprised of input terminal 40 which is connected to a source of radar signal (not shown), and output terminal 63 which is connected to the dipole feed input 23 of Fig.1 and an output terminal 64 which is connected to the waveguide input feed terminal 17 of Fig.1". Изменением параметров фазирования осуществляется регулировка степени эллиптичности излучения с вращающейся поляризацией от почти круговой до практически линейной. При этом вращающаяся (как лево-, так и правосторонняя) поляризация обусловлена одновременным возбуждением как раскрыва волновода, так и диполя. Линейная же поляризация формируется либо при возбуждении только раскрыва (вертикальная поляризация), либо только диполя (горизонтальная поляризация), либо обоих вместе (плоскость поляризации ориентирована к горизонту под любым углом, зависящим от параметров обособленного формирователя; в данном случае вертикаль и горизонталь согласованы с фиг.1 Описания патента США). Об этом свидетельствует последний абзац столбца 3 Описания патента: "If no phase shift is introduced by phase-shifter 73, signal power will be recombined by hybrid 75 so that all the signal power will appear at terminal 64. In this case, since only the slot antenna is excited, the resultant radiated field will be linearly polarized. If a 180° phase shift is introduced by phase-shifter 73, hybrid 75 will recombine the signal power so that it all appears on terminal 63. In this case, only the dipole antenna is excited with the resultant radiated field being rotated 90° with respect to the slot radiated field. If no phase shift is introduced by phase-shifter 76, a linear field whose orientation varies in accordance with the phase shift introduced by phase-shifter 73 will be radiated by the antenna. If phase shift is now introduced by the phase-shifter 76 the radiated field -will become elliptical with an eccentricity dependent upon the setting of phase-shifter 76 and a major axis orientation generally dependent upon the setting of phase-shifter 73. In the limiting case a circularly polarized field of either rotation can be radiated".

Таким образом, описанная в патенте США №3623112 водноводно-дипольная антенна формирует линейно поляризованное излучение с произвольным наклоном плоскости поляризации к горизонту. Однако ширина диаграммы направленности в Е-плоскости (т.е., в плоскости поляризации) изменяется от величины, соответствующей полуволновому диполю ( 2 θ 0.5 E 78 ° ) , до величины, характерной для раскрыва прямоугольного волновода ( 2 θ 0.5 E 120 ° , см. вышеупомянутую работу «Антенны», стр.419), что также не удовлетворяет современным требованиям по степени направленности отдельно стоящих излучателей.

Известна также ВДА (линейная система вибраторов, возбуждаемых волноводом), описанная в работе: А.Л.Драбкин, В.Л.Зузенко, А.Г.Кислов, «Антенно-фидерные устройства», М.: Советское радио, 1974, стр.380. Один элемент этой ВДА (например, крайний из пяти элементов, изображенных на рис.XVI-47 только что упомянутой работы, стр.380) выбран в качестве прототипа предлагаемого изобретения. Упомянутая антенна содержит питающий прямоугольный волновод и излучающий полуволновый диполь, образованный двумя коллинеарными излучающими проводниками, параллельными оси симметрии широкой стенки волновода и расположенными над ней. Для возбуждения излучающих проводников используется четвертьволновое кбаксиально-щелевое симметрирующее устройство с парой продольных четвертьволновых щелей в наружном проводнике четвертьволнового отрезка коаксиала с противоположных его сторон. Поскольку волновод полностью отражает падающее на него излучение диполя, то максимум ДН такой антенны направлен перпендикулярно широкой стенке волновода. При этом ширина ДН в Н-плоскости составляет примерно 100° ( 2 θ 0.5 H 100 ° ), а в Е-плоскости она практически равна величине, характерной для уединенного полуволнового диполя ( 2 θ 0.5 E 78 ° ).

Таким образом, несмотря на сравнительно компактное и удобное конструктивно-технологическое сопряжение питающего прямоугольного волновода с излучающим диполем, ширина диаграммы направленности такой ВДА в Е-плоскости составляет 78°, что не удовлетворяет современным требованиям к уединенным излучателям по степени направленности.

Задачей предлагаемого изобретения является создание волноводно-дипольной антенны, имеющей меньшую ширину диаграммы направленности в плоскости вектора Е.

Решение поставленной задачи обеспечивается тем, что в известную волноводно-дипольную антенну, содержащую питающий прямоугольный волновод, два идентичных коллинеарных излучающих цилиндрических проводника, расположенных над его широкой стенкой параллельно ее оси симметрии так, что их смежные концы находятся в непосредственной близости, четвертьволновый отрезок коаксиальной линии, расположенный перпендикулярно упомянутой широкой стенке волновода, причем нижний конец наружного проводника отрезка гальванически соединен со стенкой волновода, а нижний конец его внутреннего проводника погружен во внутриволноводное пространство сквозь выполненное в широкой стенке волновода отверстие, диаметр которого меньше внутреннего диаметра наружного проводника отрезка, при этом один из излучающих проводников соединен гальванически с верхним концом внутреннего проводника отрезка, дополнительно введен идентичный отрезок коаксиальной линии, расположенный перпендикулярно той же широкой стенке волновода и соединенный с ним идентично первому отрезку, при этом оба отрезка для обеспечения согласования с волноводом смещены от оси симметрии его широкой стенки к его узкой стенке, расстояние между погруженными во внутриволноводное пространство нижними концами внутренних проводников отрезков равно половине длины волны в волноводе, а удаленные концы излучающих проводников соединены гальванически с верхними концами внутренних проводников отрезков, верхние концы наружных проводников которых разомкнуты.

На фиг.1 изображена предлагаемая ВДА; на фиг.2 - эквивалентное представление внутренней части питающего волновода; на фиг.3 - эквивалентное представление заявляемой ВДА в целом; на фиг.4 изображены три стадии трансформации излучающей системы, иллюстрирующие формирование синусоидального распределения тока проводимости вдоль излучающих проводников; на фиг.5 - теоретическая и экспериментальная частотные характеристики входного коэффициента отражения заявляемой ВДА; на фиг.6 - теоретическая и экспериментальная диаграммы направленности в Е-плоскости; на фиг.7 - теоретическая и экспериментальная диаграммы направленности в Н-плоскости.

Предлагаемая ВДА (фиг.1) содержит питающий прямоугольный волновод 1, два коллинеарных излучающих цилиндрических проводника 2 и 3, расположенных над его широкой стенкой 4 параллельно ее оси симметрии 5 так, что их смежные концы 6 и 7 находятся в непосредственной близости. Последнее означает, что расстояние d67 между концами 6 и 7 много меньше длины λ излучаемой волны в свободном пространстве, например: d67=λ/100. При этом оба излучающих проводника удовлетворяют общепринятым требованиям «тонкоцилиндровости», когда их диаметр D (D=2а, а - радиус проводников 2 и 3) составляет (1…2)% от λ. Антенна содержит также два идентичных четвертьволновых отрезка 8 и 9 коаксиальной линии с волновым сопротивлением ρ, расположенных перпендикулярно широкой стенке 4 волновода 1 и смещенных к его узкой стенке на одинаковое расстояние dотр от оси симметрии 5 широкой стенки. Каждый из отрезков 8 и 9 имеет наружные 10, 11 и внутренние 12, 13 цилиндрические проводники, причем нижние концы внутренних проводников 12 и 13 погружены во внутриволноводное пространство сквозь выполненные в широкой стенке 4 отверстия, диаметр которых меньше внутреннего диаметра наружных проводников 10 и 11 отрезков 8 и 9. При этом внутренние проводники 12 и 13 фиксируются внутри наружных проводников 10 и 11 по их осям посредством небольших диэлектрических шайб из сверхвысокочастотного материала (например: фторопласт-4, полиэтилен, материал САМ и т.п.), которые на фиг.1 условно не показаны. Нижние концы наружных проводников 10 и 11 соединены гальванически (например, пайкой) с широкой стенкой 4, а верхние их концы разомкнуты (в состоянии холостого хода). Расстояние S между внутренними проводниками 12 и 13 (отсчитываемое, как правило, между их осями ввиду малого радиуса этих проводников: r12=r13=0,6…1,0 мм) равно половине длины волны λв в волноводе, а верхние их концы соединены гальванически (например, также пайкой) с удаленными концами излучающих проводников 2 и 3 соответственно.

Принцип действия заявляемой ВДА состоит в следующем. Пусть в волноводе 1 распространяется слева направо основная волна ТЕ10, длина λв которой определяется как:

λ в = λ 1 ( λ 2 a * ) 2 , ( 1 )

где а* - внутренний размер широкой стенки 4 волновода 1. Поскольку расстояние S между внутренними проводниками 12 и 13 равно S=λв/2, то на погруженных во внутриволноводное пространство нижних их концах наводятся противофазные поверхностные токи проводимости. Пусть, например, в нижнем конце внутреннего проводника 12 ток направлен снизу вверх [иными словами, вовнутрь четвертьволнового отрезка 8 коаксиальной линии (фиг.1)]. Тогда в нижнем конце внутреннего проводника 13 ток будет направлен сверху вниз [т.е. изнутри четвертьволнового отрезка 9 в волновод (фиг.1)]. Поэтому возможно составить эквивалентное представление внутренней части волновода 1, заменив погруженные во внутриволноводное пространство нижние концы внутренних проводников 12 и 13 эквивалентными противофазными источниками электродвижущих сил (ЭДС) е2 (фиг.2, позиция 14) и е3 (фиг.2, позиция 15) соответственно, причем |е2|=|е3|. Поскольку вектор напряженности E 10 электрического поля основной волны ТЕ ю направлен между широкими стенками волновода (т.е. параллельно погруженным во внутриволноводное пространство нижним концам внутренних проводников 12 и 13), то величины этих ЭДС определяются как линейный интеграл от скалярного произведения ( E 10 , d l ) вдоль длины l* погруженной части:

| e 2 | = | e 3 | = 0 l * ( E 10 , d l ) = | E 10 | l * , ( 2 )

где d l - дифференциально малый, направленный вдоль погруженных нижних концов отрезок внутренних проводников 12 и 13, которые также удовлетворяют условиям «тонкоцилиндровости» (другими словами, являются «электрически тонкими»).

В результате возможно эквивалентное представление заявленной ВДА в виде возвышающегося над волноводом на высоту Н (фиг.1) отрезка 16 симметричной двухпроводной линии, нагруженной коллинеарными излучающими проводниками 2 и 3 (фиг.3, волновод 1 и отрезки 8, 9 развернуты на 90° по сравнению с фиг.1). При этом роль отрезка 16 двухпроводной линии выполняют оба отрезка 8 и 9 коаксиальных линий, причем особенностью отрезка 16 является тот факт, что внутренние проводники 12 и 13 в пределах отрезка 16 (т.е., вне волновода) между собой не связаны из-за отсутствия электромагнитного взаимодействия по общему окружающему их вне волновода полю.

Полученное эквивалентное представление заявляемой ВДА (фиг.3) позволяет установить закон распределения тока проводимости I(z), -l≤z≤l вдоль излучающих проводников 2 и 3, где z - продольная координата (фиг.3) с началом декартовой системы, расположенном между смежными концами 6 и 7 излучающих проводников 2 и 3, l - их длина. Именно этот, изменяющийся во времени t по гармоническому закону с циклической частотой f=с/λ (с=3·108 м/сек) ток проводимости I=Imsin (2πft+φ), φ - произвольная начальная фаза, создает в окружающем антенну безграничном пространстве линейно поляризованное электромагнитное излучение. Поскольку излучающие проводники 2 и 3 отвечают требованиям «тонкоцилиндровости» [D=2а=(0,01…0,02)λ], то плоскость поляризации [иными словами, плоскость электрического вектора Е (Е-плоскость)] будет проходить через ось z, вдоль которой ориентированы излучающие проводники. Поэтому плоскость yoz (фиг.3) будет Е-плоскостью, а плоскость хоу - Н-плоскостью (плоскостью магнитного вектора Н) заявляемой ВДА в целом. Интенсивность ее излучения, характеризуемая пространственной ДН, в значительной мере подвержена влиянию проводящей поверхности широкой стенки 4 волновода 1 (фиг.1) и будет зависеть как от расстояния Н между волноводом 1 и излучающими проводниками 2 и 3, так и от закона распределения I(z) тока проводимости вдоль них.

Для определения этого закона воспользуемся методикой, рекомендованной для электрически «тонких» линейных проводников, обтекаемых током проводимости I(z) [другими словами: несущих на себе токи проводимости I(z)], описанной в работе: Balanis С.A. «Antenna Theory», 3-rd Edition, John Wiley & Sons Inc., Hoboken, New Jersey, 2005, pp.17-20.

Согласно этой методике отрезок 16 двухпроводной линии мыслится запитанным симметричной ЭДС, образованной суммой ЭДС e2 и e3, (фиг.3). При этом точка 17 их последовательного соединения (фиг.3) имеет нулевой потенциал относительно стенок волновода и может быть как соединена с внутренней поверхностью широкой стенки 4 волновода, так и не соединена (на фиг.3 изображено последнее). Сам отрезок 16 мыслится нагруженным излучающими проводниками 2 и 3 так, что эти проводники на участке длиной l являются продолжениями внутренних проводников 12 и 13 отрезка 16 (фиг.4, позиция 18) и являются пока на данном этапе рассмотрения параллельными и разомкнутыми на концах. При этом в системе возникает стоячая волна тока проводимости с максимумом Im, а для упрощения прорисовки элементов фиг.4 (но не в ущерб общности анализа) принято, что все радиусы равны: a=r12=r13. Затем излучающие проводники 2 и 3 выполняются с наклоном (фиг.4, позиция 19), но при их наклоне распределение тока I(z) практически не изменяется. Это отражено на фиг.4 штриховкой одной из полуволн тока. Поскольку в соседних полуволнах стоячей волны тока каждого из проводников 2 и 3 его (тока) направления противоположны, то противоположными будут также направления токов в соответствующих полуволнах стоячих волн обоих проводников 2 и 3, что иллюстрируется стрелками на фиг.4. В предельном случае при угле наклона 90° получается система (фиг.4, позиция 20), аналогичная эквивалентному представлению заявляемой ВДА, показанному на фиг.3. При этом на фиг.4 (позиции 16, 20) внутренние проводники 12 и 13 заключены в заземленный экран 21, поперечное сечение которого близко к форме «гантели» с весьма узкой по сравнению с длиной волны λ перемычкой. При такой перемычке область поперечного сечения экрана хотя и получается трехсвязной, но узость перемычки позволяет пренебречь влиянием электромагнитного поля проводника 12 на проводник 13 и считать электромагнитные поля каждого из проводников 12 и 13 локализованными вокруг них в пределах «гантельной» окружности. Это обстоятельство дополнительно свидетельствует об эквивалентности системы с предельным наклоном 90° излучающих проводников 2 и 3 (фиг.4, позиция 20) и эквивалентного представления заявляемой ВДА, изображенного на фиг.3.

В результате можно констатировать, что, поскольку стоячие волны тока в разомкнутой двухпроводной линии (фиг.4, позиция 18) распределены по синусу, то и распределение тока при предельном наклоне 90° проводников 2 и 3 (фиг.4, позиция 20) останется почти синусоидальным. С учетом того, что смежные концы 6 и 7 проводников 2 и 3 (фиг.1) расположены в непосредственной близости (d67≈λ/100 или меньше), а начало координат находится между ними, то, пренебрегая расстоянием d67 по сравнению с длиной l проводников 2 и 3 (d67<<l), можно записать уравнение для искомого распределения тока проводимости вдоль излучающих проводников 2 и 3:

I ( z ) = { I m sin ( k z ) , 0 < z l , I m sin ( k z ) , 0 > z l , ( 3 )

где k=2π/λ - волновое число свободного пространства.

Последующий расчет пространственной диаграммы направленности заявляемой ВДА производится по методике, описанной в работе: Айзенберг Г.З., «Антенны УКВ», М.: Гос. изд-во лит-ры по вопросам связи и радио, 1957, глава XIV, стр. 317-321. Эта методика рекомендована для дипольных излучателей, несущих на себе ток проводимости с определенным законом распределения I(z). Поскольку излучающие проводники 2 и 3 заявляемой В ДА (фиг.1) коллинеарны, то они образуют линейный излучатель, расчет ДН которого также можно проводить по данной методике, так как и сам диполь является линейным излучателем. Рассматривая излучающие проводники 2 и 3 (фиг.1) как сумму большого (в пределе - бесконечного) числа элементарных диполей Герца, можно диаграмму направленности для заявляемой ВДА получить путем интегрирования выражения для диаграммы направленности диполя Герца по всей длине излучающих проводников 2 и 3 (т.е., от -l до +l) с учетом уже найденного распределения (3) тока проводимости. При этом можно варьировать размеры Н, D и l (фиг.3) при заданной рабочей длине волны λ с целью получения ДН с необходимыми свойствами. Такая процедура сопровождается большим объемом вычислений и необходимостью применения методов численного интегрирования, например метода Симпсона. При этом широкая стенка 4 волновода 1 (фиг.1) моделируется согласно данной методике металлической лентой (см. упомянутую работу «Антенны УКВ», стр.309-317), шириной а*.

После обработки результатов интегрирования и оптимизации для рабочей длины волны λ=174 мм (f=1.72 ГГц) и размера широкой стенки а*=109.2 мм (само сечение стандартного волновода МЭК-22 составляет 109.2 мм × 54.6 мм) найдены следующие оптимальные размеры заявляемой ВДА (фиг.1, фиг.3):

H = 43 м м ; D = 1.8 м м ; l = 68 м м , ( 4 )

которые обеспечивают ширину ДН в Е-плоскости 2 θ 0.5 E = 59 ° , что в 1.3 раза меньше, чем у прототипа, имеющего 2 θ 0.5 E 78 ° .

На заключительном этапе реализации заявляемой ВДА необходимо обеспечить ее согласование с питающим волноводом 1 (фиг.1). Это достигается подбором (настройкой антенны) расстояния dотр от оси симметрии 5 широкой стенки 4 до осей погруженных во внутриволноводное пространство внутренних проводников 12 и 13 отрезков коаксиальных линий 8 и 9 (фиг.1), их волнового сопротивления ρ, а также глубины l* погружения проводников 12 и 13 внутрь волновода. Расчет входного сопротивления Z заявляемой ВДА в рабочей полосе частот fL…fR (fL<f<fR) с учетом эффекта излучения энергии в окружающее пространство в присутствии волновода 1 представляет собой весьма сложную электродинамическую задачу, на решение которой нет указаний в вышеупомянутой работе Айзенберга Г.З. «Антенны УКВ». Наибольшую трудность представляет нахождение в аналитической форме выражений для входного сопротивления Z* (фиг.3) отрезков 8 и 9 коаксиальных линий со стороны волновода 1 с учетом глубины l* погружения внутренних проводников 12 и 13 внутрь него, которые, в свою очередь, нагружены излучающими проводниками 2 и 3. И хотя этапы анализа с использованием интегро-дифференциальных уравнений Максвелла общеизвестны, конкретные пошаговые процедуры не позволяют получить аналитические выражения для частотной зависимости комплексных сопротивлений Z и Z* в замкнутой форме, которые были бы быть пригодны для анализа и исследований на экстремум согласования с волновым сопротивлением ρ T E 10 основной волны ТЕ10 прямоугольного волновода 1 (фиг.1).

По этой причине для анализа и оптимизации (другими словами: настройки) заявляемой ВДА по минимуму коэффициента отражения S11 [коэффициента стоячей волны Кст.U=(1+|S11|)/(1-|S11|)] в волноводе целесообразно применить одну из существующих программ трехмерного электродинамического моделирования. Такие программные продукты показали свою эффективность при решении задач излучения и согласования антенн, образованных произвольным сочетанием металло-диэлектрических структур с весьма сложными по форме поверхностями и объемами. Поэтому далее для решения задачи согласования заявляемой ВДА с уже найденной ранее диаграммой направленности и размерами (4) используется программный продукт «WIPL-D», свободно продающийся на рынке в виде приложения (на компакт-диске) к работе: В.М. Kolundzija, J.S. Ognjanovic, and Т.К. Sarkar, «WIPL-D: Microwave circuit and 3D EM simulation for RF and microwave applications. Software and user's manual», Norwood, MA: Artech House, 2005. После обработки результатов анализа и многошаговой оптимизации для выбранной выше рабочей длины волны λ=174 мм найдены следующие оптимальные размеры и параметры элементов заявляемой ВДА:

d о т р = 48.7 м м , l * = 35.8 м м , ρ = 72 О м , ( 5 )

которые в сочетании с размерами (4) обеспечили минимальное значение |S11(f=1.72 ГГц)|=0.031 (соответствующий Кст.U=1.064; фиг.5, позиция 22).

Таким образом, результаты анализа предлагаемой ВДА свидетельствуют о заметном сужении ее ДН в E-плоскости (фиг, 6, позиция 23), ширина 2 θ 0.5 E которой в 1.3 раза меньше, чем у прототипа.

Что касается ДН в H-плоскости (фиг.7, позиция 24) и уровня кросс-поляризационного излучения, то, согласно результатам анализа по вышеупомянутой работе «Антенны УКВ» (ДН в H-плоскости) и программе «WIPL-D» (кросс-поляризация), эти характеристики заявляемой ВДА соответствуют тем же характеристикам ВДА-прототипа. Иными словами, введение второго четвертьволнового отрезка 9 (фиг.1) не ухудшает поляризационные характеристики и степень согласования антенны. Это позволяет рекомендовать предлагаемую ВДА для использования в антенных системах различного назначения при повышенных требованиях к направленности проектируемого излучателя в E-плоскости при волноводном его питании.

Более того, в качестве питающего волновода можно взять круглый волновод, работающий на волне ТЕ11. Такие волноводы весьма широко применяются в антеннах базовых станций сотовой связи и телекоммуникационных систем. Анализ такой ВДА проводится аналогично с заменой, согласно рекомендаций вышеупомянутой работы «Антенны УКВ», металлической ленты на проводящий цилиндр. Кроме того, вследствие симметрии поперечного сечения круглого волновода из процесса оптимизации (настройки ВДА) исключается размер dотр, что будет способствовать сокращению времени вычислений. Если же в области гальванического соединения отрезков 8 и 9 с круглым волноводом разместить перпендикулярную к ним металлическую пластину, то в анализе следует вернуться к рекомендациям, относящимся к металлической ленте. Возможно также использование эллиптических волноводов, как и волноводов с поперечным сечением в виде букв «Н» и «П», с последующей модификацией процедуры анализа и оптимизации.

Для экспериментального подтверждения работоспособности предлагаемой ВДА обследована конструкция с размерами (4) и (5). Согласование антенны измерялось на панорамном измерителе частотных характеристик в составе «ГКЧ-53» (с соответствующим генераторным блоком) и индикатор Я2Р-67, для чего был предусмотрен специально изготовленный коаксиально-волноводный ввод энергии, рассчитанный по общеизвестной методике для возбуждения основной волны TE10. Диаграммы направленности измерялись с использованием генератора Г3-22 и поворотных установок с точностью установки измеряемой ВДА и стандартной излучающей рупорной антенны ±1°.

Результаты экспериментальных исследований (фиг.5, позиция 25 - кружки; фиг.6, позиция 26 - кружки; фиг.7, позиция 27 - кружки) свидетельствуют об успешном решении поставленной задачи - реализации волноводно-дипольной антенны с шириной ДН в E-плоскости, в 1.3 раза меньшей, чем у прототипа, и о перспективности предлагаемой ВДА для практического использования в антенных устройствах систем радиолокации, навигации и телекоммуникаций с линейной поляризацией излучаемых радиоволн.

Антенна, содержащая питающий прямоугольный волновод, два идентичных коллинеарных излучающих цилиндрических проводника, расположенных над его широкой стенкой параллельно ее оси симметрии так, что их смежные концы находятся в непосредственной близости, четвертьволновый отрезок коаксиальной линии, расположенный перпендикулярно упомянутой широкой стенке волновода, причем нижний конец наружного проводника отрезка гальванически соединен со стенкой волновода, а нижний конец его внутреннего проводника погружен во внутриволноводное пространство сквозь выполненное в широкой стенке волновода отверстие, диаметр которого меньше внутреннего диаметра наружного проводника отрезка, при этом один из излучающих проводников соединен гальванически с верхним концом внутреннего проводника отрезка, отличающаяся тем, что в нее дополнительно введен идентичный отрезок коаксиальной линии, расположенный перпендикулярно той же широкой стенке волновода и соединенный с ним идентично первому отрезку, при этом для обеспечения согласования с волноводом оба отрезка смещены от оси симметрии его широкой стенки к его узкой стенке, расстояние между погруженными во внутриволноводное пространство нижними концами внутренних проводников отрезков равно половине длины волны в волноводе, а удаленные концы излучающих проводников соединены гальванически с верхними концами внутренних проводников отрезков, верхние концы наружных проводников которых разомкнуты.



 

Похожие патенты:

Настоящее изобретение относится к области систем радиосвязи, более конкретно к устройствам систем радиосвязи, содержащим антенну с возможностью электронного управления лучом.

Изобретение относится к области радиосвязи. Заявлены антенная система и базовая станция, содержащая данную антенную систему; причем особенностью заявленной антенной системы является то, что модуль массива TRX выполнен с возможностью передавать сигналы передачи во входной порт модуля матрицы Батлера; модуль матрицы Батлера выполнен с возможностью генерировать первые сигналы посредством обработки сигналов передачи и передавать первые сигналы во входные порты модуля фидерной сети через выходные порты модуля матрицы Батлера; а модуль фидерной сети выполнен с возможностью генерировать вторые сигналы посредством обработки первых сигналов и передавать вторые сигналы в модуль массива антенных элементов через выходные порты модуля фидерной сети; модуль матрицы Батлера выполнен так, что сигналы, подаваемые на первый входной порт и второй входной порт модуля матрицы Батлера, представляют собой разные сигналы передачи, а сигналы, выводимые из выходных портов с первого по четвертый модуля матрицы Батлера, представляют собой первые сигналы, соответствующие упомянутым разным сигналам передачи.

Изобретение относится к антенной технике. Техническим результатом является формирование провалов в диаграммах направленности (ДН) плоских фазированных антенных решеток (ФАР) в нескольких заданных направлениях, имеющих угловые координаты в сферической системе кординат.

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к средствам приема и передачи радиоволн. Приемо-передающий модуль активной фазированной антенной решетки содержит передающий и приемный каналы, первое, второе и третье направленное устройство разделения падающей и отраженной мощностей, защитное устройство, выпрямитель, согласованную нагрузку, обратноходовой преобразователь.

Использование: для формирования компенсационной диаграммы направленности в плоской антенной решетке. Сущность изобретения заключается в том, что осуществляют прием сигналов антенными элементами плоской антенной решетки с электронным сканированием лучом и суммируют их, формируя остронаправленную сканирующую диаграмму направленности плоской антенной решетки с использованием выбранных комплексных амплитуд антенных элементов с учетом требуемого превышения уровня компенсационной диаграммы направленности над уровнем боковых лепестков остронаправленной сканирующей диаграммы направленности.

Изобретение относится к полосковой СВЧ антенной технике, в частности к распределительной системе для фазированной антенной решетки. Технический результат - формирование оптимальных амплитудных распределений для суммарной и разностной диаграмм направленности (ДН), возможность реализации в сантиметровом и дециметровом диапазонах длин волн.

Изобретение относится к радиолокации, точнее к фазированным антенным решеткам (ФАР) СВЧ диапазона, и может быть использовано в пассивной и активной радиолокации для осуществления непрерывного параллельного контроля пространства.

Изобретение относится к радиолокации, а именно к широкополосным антенным системам, рабочий диапазон частот которых перекрывает несколько октав. Технический результат - расширение диапазона рабочих частот комбинированной антенной системы, работающей в активном и пассивном режимах.

Изобретение относится к области радиотехники. Технический результат - повышение предела подавления помеховой импульсной мощности в узкополосных приемно-передающих каналах радиотехнических систем, работающих в диапазоне СВЧ, в условиях короткоимпульсных помеховых воздействий большой мощности при проведении испытаний на электромагнитную совместимость.

Изобретение относится к фазированным (ФАР) и активным фазированным антенным решеткам (АФАР), состоящим из приемных каналов, выходные сигналы которых оцифровываются с помощью аналогово-цифровых преобразователей и обрабатываются в процессорах бортовых цифровых вычислительных машин радиолокационных станций, головок самонаведения или систем радиопротиводействия.

Изобретение относится к области радиотехники и связи. Особенностью заявленного способа обработки сигналов в модульной адаптивной антенной решетке при приеме коррелированных сигналов и помех является то, что сигналы, соответствующие ответвленной части мощности, преобразуют в М сигналов, в которых исключена составляющая полезного сигнала, выполняют с учетом информации о диаграммах направленности модулей такое изменение М преобразованных сигналов в Ма помеховых сигналов, чтобы комплексные амплитуды составляющих помех в них приближались к комплексным амплитудам помех в выходных сигналах соответствующих модулей, а с помощью полученных Ма сигналов формируют ковариационную матрицу помех А размером Ма×Ма, находят оптимальный для модульной адаптивной антенной решетки по критерию максимума отношения сигнал/(помеха+шум) вектор комплексных весовых коэффициентов, сигналы, соответствующие прошедшей части мощности, суммируют в Ма модулях с заданными комплексными весовыми коэффициентами. Техническим результатом является повышение эффективности подавления помех, коррелированных с полезным сигналом. 6 ил.

Изобретение относится к области антенной техники. Особенностью заявленного способа определения диаграммы направленности фазированной антенной решетки является то, что задают набор направлений луча, охватывающий область видимости фазированной антенной решетки, плоскость раскрыва фазированной антенной решетки, электрические длины от элементов которой до входа измерительной аппаратуры произвольны, располагают под углом относительно фронта плоской электромагнитной волны, изменяя с помощью фазовращателей сдвиги фаз сигналов, проходящих через элементы фазированной антенной решетки, устанавливают луч фазированной антенной решетки в одно из направлений набора, измеряют амплитуду и фазу сигнала, затем операции повторяют, каждый раз устанавливая луч фазированной антенной решетки последовательно в остальные направления, амплитуды сигнала, измеренные при каждом направлении луча, умножают на заранее определенные для этих направлений амплитуды сигнала от одного элемента в составе фазированной антенной решетки, а фазы сигнала, измеренные при каждом направлении луча, складывают с заранее определенными для этих направлений фазами сигнала от одного элемента в составе фазированной антенной решетки. Техническим результатом является повышение точности и уменьшение времени определения диаграммы направленности фазированных антенных решеток. 1 ил.
Наверх