Способ обработки сверхширокополосных сигналов

Изобретение относится к способам обработки сверхширокополосных сигналов (СШС) с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) в радио и акустических системах локации, навигации и связи при наличии искажений этих сигналов за счет нелинейности фазочастотных характеристик приемопередающих трактов и канала распространения. Технический результат состоит в осуществлении компенсации фазовых искажений ЛЧМ. Для этого принятый входной сигнал сначала умножают на опорный сигнал, согласованный с сигналом передатчика, с образованием двух квадратурных каналов, затем в каждом квадратурном канале всех N дальностных каналов осуществляют обработку, согласованную с пачками из подымпульсов, формируя матрицу комплексных сигналов в виде двух квадратурных составляющих и далее, исходя из матрицы S, осуществляют оценку фазовых искажений Δψko в каждом подымпульсе и эти поправки вносят в соответствующие по номеру сигнала подымпульсов всех каналов, которые затем в каждом дальностном канале суммируют, формируя результирующие N комплексных выборок выходного сигнала. 6 з.п. ф-лы, 19 ил.

 

Изобретение относится к способам обработки сверхширокополосных сигналов (СШС) с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) в радио и акустических системах локации, навигации и связи с учетом искажений этих сигналов при прохождении ими приемопередающих трактов и канала распространения от передатчика до приемника.

Характеристики систем локации, навигации и связи во многом определяются шириной частотного спектра используемого сигнала. Расширение ширины спектра, переход от узкополосных сигналов к сложным широкополосным, а тем более переход к СШС, когда ширина спектра сигнала ΔF становится соизмеримой или даже больше минимальной частоты Fмин этого спектра, увеличивает разрешение и точность определения координат объектов при локации и навигации, скорость передачи информации в системах связи, помехозащищенность систем, скрытность их работы и т.д. При этом использование сигнала большой длительности (БД) не только улучшает помехозащищенность, скрытность и пр., но и обеспечивает большие дальности работы систем.

Во всех системах локации, навигации и связи для увеличения соотношения сигнал/шум в приемных устройствах используется, как правило, обработка входного сигнала, согласованная с формируемым в передатчике сигналом. Это может быть согласованная фильтрация (см., например, «Справочник по радиолокации» под редакцией М. Сколник, Москва, «Сов. Радио», 1976 г., том 1, стр. 8 и 111), корреляционная обработка (см., например, «Теоретические основы радиолокации», под ред. Я.Д. Ширмана, изд. «Сов. Радио», М., 1970 г., стр. 100) или корреляционно-фильтровая обработка (см., например, статью Брызгалова А.П., Карауловой Е.В., Хныкина А.В. «Аналого-цифровая обработка информации в радиолокаторах с синтезированной апертурой, использующих сверхширокополосные сигналы с линейной частотной модуляцией» в журнале «Цифровая обработка сигналов» №4, 2004 г.). При этом во всех случаях полагают, что полезный сигнал на входе согласованной обработки известен и с точностью до таких параметров, как задержка и доплеровское смещение частоты, соответствует формируемому в передатчике сигналу . При этом, например при согласованной фильтрации в отсутствии доплеровского смещения используют фильтр, импульсная переходная функция которого в комплексном представлении , где точка над переменной означает, что она комплексная, а знак (*) - комплексное сопряжение.

Однако для получения согласованной обработки надо не только знать форму сигнала, формируемого в передатчике, но и необходимо, чтобы в полосе сигнала фазочастотные характеристики приемопередающего тракта и всего тракта распространения сигнала были линейны. Только в этом случае форма сигнала, его модуляция не меняются после прохождения сигналом этого тракта и могут быть заложены в согласованный фильтр. Но и приемопередающий тракт (включая антенны, усилители, фильтры и пр.), и канал распространения имеют указанную линейность на ограниченном интервале частот. Обычно на практике линейность приемопередающего тракта может быть обеспечена в частотном интервале, не превышающем ±(10-15)% от значения несущей частоты сигнала.

В случае нелинейности фазочастотной характеристика тракта, проходимого сигналом от момента его формирования в передатчике до согласованной обработки в приемнике, сигнал на выходе такой обработки искажается. Как правило, падает его амплитуда, происходит расширение длительности главного лепестка отклика обработки на одиночный точечный отражатель, возрастает уровень боковых лепестков и пр. Например, в книге Ч. Кука и М. Бернфельда «Радиолокационные сигналы» (М. Изд-во «Советское радио», 1971) показывается появление боковых лепестков в виде «парного эхо». Для учета искажений сигнала в тракте необходим переход к квазисогласованной адаптивной обработке.

Для обеспечения линейности тракта, в общем случае, помимо линейности фазочастотной характеристики тракта, проходимого сигналом, требуется постоянство его амплитудно-частотной характеристики. Часто для СШС это не выполняется. В некоторых случаях нелинейность амплитудно-частотной характеристики практически не сказывается на форме сигнала на выходе согласованного фильтра и поэтому может не учитываться при обработке. В некоторых случаях начальная компенсация непостоянства амплитудно-частотной характеристики может быть выполнена, в том числе и по априорным данным, в некоторых случаях может возникнуть необходимость адаптивной настройки согласованной обработки на априорно неизвестную неравномерность амплитудно-частотной характеристики тракта в полосе СШС. Однако в практически важных случаях искажения сигнала на выходе согласованной обработки при амплитудных и при фазовых искажениях входного ЛЧМ сигнала могут считаться независимыми (см., в указанной ранее книге Ч. Кука и М. Бернфельда, стр. 399), и поэтому методы их компенсации могут рассматриваться раздельно.

В любом случае, согласованная обработка, не учитывающая фазовые искажения сигнала, может не только ухудшить характеристики системы, ее использующей, но и привести к ее полной неэффективности.

В качестве аналога системы обработки входного сигнала, учитывающей искажения сигнала при прохождении тракта, можно рассматривать систему связи с одновременной передачей информационного и опорного сигналов. При этом полагается, что искажения обоих сигналов при прохождении тракта одинаковы. Принятый опорный сигнал используется при корреляционной или корреляционно-фильтровой квазисогласованной обработке принятого информационного сигнала. Для узкополосных сигналов в целях уменьшения их взаимного влияния эти два сигнала, как правило, несколько разносят по частоте, но сохраняют в полосе частот, в которой искажения обоих сигналов одинаковые. Для СШС БД это невыполнимо, и требуются специальные методы, обеспечивающие прием информационного сигнала даже при его перекрытии по частотному диапазону с опорным сигналом. В частности, такая система связи может быть выполнена за счет смещения одного из параметров опорного сигнала относительно информационного в соответствии с патентом на изобретение (Брызгалов А.П., Волков П.В. «Способ передачи и приема информации». Патент РФ №2106066 и Евразийский патент №000732 с приоритетом от 27.02.1996).

За прототип изобретения принят один из наиболее близких к заявляемому техническому решению по технической сущности способов, изложенный в указанной ранее статье Брызгалова А.П., Карауловой Е.В и Хныкина А.В. Это способ согласованной корреляционно-фильтровой обработки когерентной пачки ЛЧМ импульсов в радиолокаторах с синтезированной апертурой (РСА). В соответствии с этим способом принятый входной сигнал умножают на опорный СШС (сигнал гетеродина) в виде пачки ЛЧМ импульсов. При этом сигнал гетеродина согласован с сигналом передатчика, и настроен на определенные параметры этого сигнала, связанные с прохождением сигналом тракта, что в рассматриваемом прототипе определяется взаимными положением и скоростями летательного аппарата (ЛА) - носителя РСА и лоцируемого участка. В частности, сигнал гетеродина может быть настроен на прием сигнала, отраженного от некоторой точки на местности.

При умножении образуют два квадратурных канала (см., например, указанную книгу под ред. Я.Д. Ширмана, стр. 108). В каждом квадратурном канале сигналы оцифровывают и затем обрабатывают в N дальностных каналах. Каждый дальностный канал настроен на определенную точку на местности. Для этого сигнал после умножителя обрабатывают в х N каналах с учетом отличия параметров сигнала каждого канала (задержки и коэффициента временной трансформации р=1-2vr/c, где vr - радиальная составляющая скорости носителя РСА относительно лоцируемой точки, с - скорость света) от параметров сигнала гетеродина. При этом формируют N выборок выходного сигнала приемника для задаваемых точек местности, формируя, тем самым, радиолокационное изображение (РЛИ) лоцируемой местности.

Вместе с тем, следует отметить, что рассмотренный способ корреляционно-фильтровой обработки может использоваться и при решении других задач радиолокации, а также навигации и связи, а количество импульсов в пачке может уменьшаться до одного импульса. В других задачах в качестве параметров обработки могут выступать другие параметры, связанные, например, с пространственным, временным, частотным и иным различием дальностных каналов.

Как видно из описания прототипа, два импульса: входной сигнал, соответствующий некоторому дальностному каналу, и импульс гетеродина - могут быть смещены относительно друг друга и частично не перекрываться по времени. Такое смещение приводит, в частности, к энергетическим потерям, уменьшая эффективную длительность зондирующих импульсов. Чтобы эти потери были несущественными, необходимо, чтобы рассматриваемое смещение было значительно меньше длительности импульса.

Как уже отмечалось, такая согласованная обработка хорошо работает при отсутствии искажений сформированного в передатчике сигнала, в частности из-за нелинейности фазочастотной характеристики тракта, проходимого этим сигналом. При наличии искажений эти искажения, как правило, априорно неизвестны и, в общем случае, требуют применения адаптивных методов.

Технической задачей изобретения является разработка способа адаптивной квазисогласованной обработки СШС в виде одиночного ЛЧМ импульса БД или пачки таких импульсов с учетом искажений, которые этот сигнал получает при прохождении им всего тракта от формирования в передатчике до обработки в приемнике за счет нелинейности фазочастотной характеристики тракта. Создание такого способа позволит решить одну из основных проблем, связанную с применением СШС, - проблему искажения СШС в тракте в силу нелинейности этого тракта.

Сущность предлагаемого способа обработки сверхширокополосных сигналов в виде пачки из Nпач импульсов с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) при Nпач≥1, осуществляемого с использованием корреляционно-фильтрового способа, в соответствии с которым принятый входной сигнал сначала умножают на опорный сигнал, согласованный с сигналом, сформированным в передатчике, с образованием двух квадратурных каналов, в каждом из которых сигналы оцифровывают и затем обрабатывают в N дальностных каналах, формируя N пар квадратурных составляющих комплексного выходного сигнала обработки для задаваемых параметров обработки, таких как задержка сигнала по времени, его смещение по частоте и пр., и далее находят амплитуды этих сигналов, которые определяют N выборок модуля выходного сигнала обработки, при том что при обработке входного сигнала, искаженного вследствие нелинейности фазочастотных характеристик тракта, проходимого этим сигналами от формирования в передатчике до обработки в приемнике, с интервалом временной корреляции искажений , каждый импульс опорного сигнала разбивают на Кподымп узкополосных подымпульсов, и в каждом квадратурном канале всех N дальностных каналов осуществляют обработку, согласованную с Кподымп пачками из Nпач подымпульсов, формируя матрицу S комплексных сигналов в виде двух квадратурных составляющих

Snkc, Snks,

где k=1, …, Kподымп - порядковый номер подымпульса,

n=1, …, N-номер дальностного канала,

и далее, исходя из матрицы S, осуществляют оценку фазовых искажений Δψko в каждом подымпульсе и эти поправки вносят в соответствующие по номеру k сигналы подымпульсов всех каналов, которые затем в каждом дальностном канале суммируют, формируя результирующие N комплексных выборок выходного сигнала.

Причем длительность подымпульса τподымп выбирают такой, чтобы она была не менее чем в 5 раз меньше , но не менее чем в 5 раз больше интервала заданных значений задержек входных сигналов по времени, а отношение сигнал/шум при согласованной обработке пачки подымпульсов значительно (не менее чем в 5 раз) превышало 1, а при оцифровывании сигнала такт временного квантования выбирают таким, чтобы число выборок сигнала на один подымпульс было не меньше 10.

При этом для оценки фазовых искажений Δψko сначала, исходя из матрицы S, формируют исходный выходной сигнал для всех N каналов и по исходному сигналу выбирают M-й дальностный канал, амплитуда выходного сигнала которого не менее чем в 5 раз превосходит амплитуды выходных сигналов других дальностных каналов, не совпадающих с M-м каналом по временной задержке или не разрешенных с ним ни по одному из параметров обработки, и далее по сигналам осуществляют оценку фазовых искажений Δψko.

При этом формирование исходного выходного сигнала осуществляют путем суммирования в каждом n-м дальностном канале или модулей сигналов всех Kподымп подымпульсов, или сигналов .

Оценку фазовых искажений Δψko в выбранном M-м канале целесообразно выполнять, исходя из сигналов , оценивая фазу ψMk по каждому подымпульсу как ψMk=arctg(SMks/SMkc) и формируя вектор ψм=(ψМ1, … ψMKподымп), и далее зависимость ψMk от k аппроксимируют полиномом ψko=а+bk+ck2, где a, b и с находят по методу наименьшего квадратичного отклонения, исходя из минимизации значения

.

Далее определяют поправки по фазе для корректировки искажений СШС в каждом k-м подымпульсе, исходя из выражения ΔψkoMkko.

Для упрощения обработки изменение ψMk по k аппроксимируют также прямой линией ψko=а+bk.

Несмотря на некоторые ограничения на применение предлагаемого способа, при его использовании поставленная задача адаптивной квазисогласованной обработки, учитывающей фазовые искажения ЛЧМ СШС в тракте его распространения, решается во многих важных для практики случаях.

Перечень чертежей:

На фиг. 1 приведено РЛИ в цветовой (яркостной) палитре в координатах XY при лоцировании РСА точечного отражателя в отсутствии других отражателей, шумов и искажений сигнала.

На фиг. 2 приведено то же РЛИ, что и на фиг. 1, но уже трехмерное при виде сбоку.

На фиг. 3 и 4 показано РЛИ для того же случая, что на фиг. 1 и фиг. 2, но уже при наличии фазовых искажений сигнала после прохождения им тракта.

На фиг. 5 и фиг. 6 приведено РЛИ для того случая, но при компенсации искажений.

На фиг. 7 приведено РЛИ при уменьшении количества подымпульсов с 15 до 10.

На фиг. 8 рассмотрен случай согласованной обработки при лоцировании двух отражателей, когда искажения отсутствуют, и компенсация не проводится.

На фиг. 9 приведены результаты случая, что и для фиг. 8, но когда имеются искажения фазы входного сигнала в форме синусоиды с размахом 60 град и периодом 0.5 τимп. Компенсация не проводится.

На фиг. 10 приведены результаты моделирования случая, что на фиг. 9, но при наличии и искажений, и компенсации.

На фиг. 11…13 приведены результаты моделирования при граничных условиях по разрешению по дальности.

На фиг. 14…16 приведены результаты моделирования при расстоянии между двумя отражателями меньше разрешения по дальности.

На фиг. 17…19 приведены результаты моделирования обработки при равенстве дальности до двух отражателей.

Техническая реализация предлагаемого способа и его эффективность могут быть пояснены на примере применения его к прототипу - к пространственно-временной обработке когерентной пачки ЛЧМ импульсов в РСА. Выходом этой обработки является РЛИ, состоящее из множества N отдельных элементов изображения - пикселей, соответствующих отражениям от участков поверхности. Поэтому согласованная обработка для каждого участка должна осуществляться с учетом его параметров, связанных с его положением и скоростью относительно антенны РСА при каждом зондировании на интервале синтезирования, т.е. согласованная обработка должна осуществляться в N каналах, условно названных дальностными. При корреляционно-фильтровой обработке это соответствует трем ее этапам.

На первом этапе осуществляют перемножение входного сигнала на сигнал гетеродина с образованием двух квадратурных каналов. При этом сигнал гетеродина по форме соответствует зондирующему сигналу, а его параметры выбираются, исходя из задачи лоцирования, например из заданного для лоцирования участка местности. Это этап аналоговой обработки. Он завершается полосовыми фильтрами, которые выделяют сигналы разностной частоты, и аналого-цифровыми преобразователями (АЦП). На втором этапе завершают обработку, согласованную для каждого импульса зондирования во всех N дальностных каналах. Для этого в каждом канале выборки оцифрованный сигнал за каждый импульс умножают на соответствующий множитель, учитывающий различие параметров сигнала гетеродина и сигнала, отраженного от конкретного участка, и суммируют выборки за импульс. Тем самым, по сумме двух этапов осуществляют свертку входных импульсов с соответствующими импульсами опорных сигналов (согласованную обработку всех импульсов). Затем на третьем этапе осуществляется межпериодная обработка пачек импульсов, полученных на интервале синтезирования. Для этого для каждого дальностного канала результаты свертки на втором этапе умножаются на коэффициенты, рассчитываемые для соответствующего элемента местности (дальностного канала), и суммируются. При наличии нескольких приемных модулей вводится 4 этап, на котором должно быть проведено суммирование результатов обработки в разных приемных модулях.

Влияние фазовых искажений в прототипе можно проиллюстрировать результатами численного моделирования РСА. Имитировалось движение носителя РСА, непрерывное излучение формируемых в передатчике зондирующих ЛЧМ импульсов, их отражение от точечных объектов, расположенных на заданном удалении от РСА (с заданными координатами XY на местности), и согласованная обработка принятых сигналов - синтезирование РЛИ введенных отражателей. При необходимости имитировались также собственные шумы приемного устройства РСА (при требуемом соотношении сигнал/шум).

Далее приведены результаты моделирования при имитации полета носителя РСА в координатах XY на высоте hн:

- исходные координаты носителя: Xн=0, Yн=-500 м, hн=1000 м, единственная ненулевая составляющая скорости носителя Vун=100 м/с;

- одиночный отражатель расположен в точке с координатами Хотр=10000 м, Yотр=0;

- гетеродин настроен на отражатель, т.е. Хг=10000 м, Yг=0;

- параметры формируемой в передатчике и используемой при синтезировании пачки ЛЧМ импульсов: длительность импульса τимп=1 мс, период повторения импульсов Тп=0,1 с, начальная несущая частота f0=1 ГГц, девиация частоты в каждом импульсе fдев=200 МГц;

- длина интервала синтезирования Dсинт=1000 м,

- для подавления боковых лепестков помимо согласованной обработки используется дополнительная весовая обработка по Хеммингу.

На фиг. 1 и 2 приведен отклик согласованной пространственно-временной обработки на воздействие на входе когерентной пачки ЛЧМ импульсов с указанными выше параметрами в отсутствие искажений этого сигнала при прохождении им всего тракта, т.е. приведено РЛИ при лоцировании РСА точечного отражателя в отсутствии других отражателей, шумов и искажений. На фиг. 1 дано РЛИ в цветовой (яркостной) палитре в координатах XY. На фиг. 2 показан тот же отклик, но дан вид сбоку, при котором хорошо виден главный лепесток отклика и низкий уровень боковых лепестков. На фиг. 3 и 4 приведен тот же отклик, но при наличии фазовых искажений в принимаемом сигнале, имитируемых путем ввода дополнительного изменения фазы ЛЧМ импульса по синусоиде с амплитудой 30 градусов с периодом τимп/2.266 с. Как видно из фиг. 3 и 4, искажения входного сигнала привели к некоторому уменьшению главного лепестка, к его расширению, но, главное, к появлению значительных боковых лепестков, что исказит РЛИ лоцируемой местности и, можно считать, полностью нарушит работу РСА.

На фиг. 5 и 6 приведено РЛИ для рассматриваемого случая при вводе компенсации фазовых искажений в соответствии с пп. 4 и 7 предлагаемой формулы. Из сравнения фиг. 2 и фиг. 6 видно, что после компенсации главный лепесток отклика практически не изменился, а уровень боковых лепестков хотя и увеличился (примерно с -42 дБ до -35 дБ), но вполне соответствует требуемому уровню при практических реализациях весовой обработки.

Для осуществления компенсации фазовых искажений приходящих отраженных сигналов на втором этапе при внутриимпульсной обработке в каждом дальностном канале опорный импульс разбивают на Kподымп подымпульсов, тем самым разбивая СШС на сумму узкополосных сигналов, так как девиация подымпульса по сравнению с девиацией исходного ЛЧМ импульса уменьшается в Kподымп раз. При этом можно считать, что искажения в подымпульсе незначительны, и ими можно пренебречь - поэтому для каждого подымпульса и для пачки таких подымпульсов одного частотного диапазона (номера подымпульса) проводят согласованную обработку. Важно компенсировать искажения между подымпульсами, что и достигается за счет вычисления и ввода при суммировании сигналов подымпульсов корректирующей фазовой поправки Δψko. При этом можно показать (см., в частности, названную ранее статью А.П. Брызгалова), что вводимая фаза при согласованной обработке сигнала за импульс путем суммировании сигналов подымпульсов в каждом дальностном канале (в том числе и в M-м канале) в отсутствие искажений аппроксимируется полиномом не выше второй степени. Отличие от такой аппроксимации вызвано искажениями входного сигнала. Поэтому, полагая, что канал с наибольшей амплитудой (M-й канал) и, соответственно, с наилучшим соотношением сигнал / (шум + мешающие отражения) может быть взят за эталон, можно записать, что ΔψkoMkko, где ψko есть аппроксимация изменения замеренных значений ψMk за Kподымп подымпульсов. Можно отметить, что с точки зрения влияния шумов и помех, такая аппроксимация и определение Δψko должна осуществляться после согласованной обработки не отдельных подымпульсов, а пачки из таких подымпульсов за интервал синтезирования. Однако особенно при моделировании в отсутствие шумов и помех можно использовать и результаты согласованной обработки подымпульсов одиночного импульса.

Необходимость условия, чтобы (в соответствии с формулой) длительность подымпульса τподымп была меньше интервала временной корреляции искажений входного сигнала , можно проиллюстрировать фиг. 7, на которой приведено РЛИ для рассматриваемого случая при уменьшенном количестве подымпульсов с 15 до 10. В рассматриваемом примере искажения носят периодический характер в виде синусоиды. Функция корреляции тоже периодическая. Очевидно, что в этом случае требование по корреляции эквивалентно тому, чтобы длительность подымпульса была много меньше периода корреляции. Видно, что при 10 подымпульсах, когда длительность подымпульса примерно равна 0.23 периода изменения искажений, даже после компенсации искажения в этом случае значительные, в то время как при 15 подымпульсах искажения выходного сигнала приемлемы.

Требование, чтобы интервал заданных значений задержек входных сигналов по времени был значительно меньше τподымп достаточно очевидно. При этом полагается, что задержка сигнала гетеродина соответствует этому интервалу, например, равна среднему значению этого интервала. Невыполнение указанного условия приведет к значительному смещению двух импульсов - сигнального и опорного - относительно друг друга и, как следствие, к потере энергетического потенциала и коэффициента сжатия, т.е. к снижению дальности работы, разрешения, точности и т.д.

При наличии нескольких отраженных сигналов с примерно равной интенсивностью для эффективной компенсации искажений необходимо, чтобы эти отражатели или совпадали по дальности либо были разрешены хотя бы по одному из параметров обработки. В рассматриваемом случае разрешение возможно по дальности (задержке) или по линейному разрешению по угловым координатам (по азимуту). При этом линейное разрешение по азимуту определяется разрешением в РСА, полученным при синтезировании. По дальности разрешение определяется разрешением одного подымпульса, так как компенсация производится по сигналам, полученным после обработки пачек подымпульсов. Учитывая, что девиация частоты в подымпульсе при ЛЧМ сигнале в Кподымп раз меньше девиации в импульсе, нетрудно получить, что при компенсации разрешение по дальности определяется выражением . В частности, при τимп=1 мс, Кподимп=20, fдев=500 МГц разрешение составит 6 м. Для этого случая было проведено моделирование при f0=500 МГц, Тп=1 с при двух точечных отражающих объектах с координатами Хотр1=9990 м, Хохр2=10010 м, Yотр1=Yотp2=0 м, hотр1=hотр2=0 и при движении носителя РСА вдоль оси Y со скоростью -100 м/с из начальной точки Хн=0, Yн=500 м, hн=100 м. На фиг. 8 приведено РЛИ для случая согласованной обработки, когда отсутствуют искажения и коррекция не проводится. На фиг. 9 приведены результаты, когда имеются искажения в виде аддитивного дополнительного изменения фазы входного сигнала в форме синусоиды с размахом 60 град и периодом 0.5 τимп. Компенсация не проводится. На фиг. 10 приведены результаты моделирования при наличии и искажений и компенсации (Кподымп=20). Из приведенных чертежей видно, что при компенсации практически полностью восстанавливается форма отклика РСА (его РЛИ), только незначительно возрастает уровень боковых лепестков, но он остается на уровне технических лепестков, имеющихся на практике.

На фиг. 11…13 приведены результаты моделирования при граничных условиях по разрешению по дальности - расстояние между двумя отражателями равно 5 м (Xотр1=9997.5 м, Хотр2=10002.5 м, Yотр1=Yотр2=0 м, hотр1=hотр2=0). Приведено РЛИ при согласованной обработке в отсутствие искажений, при наличии и при их компенсации предлагаемым по п. 7 формулы способом. На фиг. 14…16 приведены результаты моделирования при расстоянии между двумя отражателями, равном 2 м (Xотр1=9999 м, Хотр2=10001 м). Примерно то же получается при расстоянии между отражателями по оси X, равном 4 м. Из приведенных чертежей видно, что при уменьшении указанного расстояния до 4 и менее компенсация искажений нарушается.

Однако при Xотр1отр2 эффективность компенсации искажений восстанавливается. На фиг. 17…19 приведен результат моделирования обработки с компенсацией при Хотр1отр2=10000 м и Yотр1=-4 м, Yотр2=4 м. Эффективность компенсации высокая. Допускаемое при этом отличие по X определяется разрешающей способностью ЛЧМ импульса.

1. Способ обработки сверхширокополосных сигналов (СШС) в виде пачки из Nпач импульсов с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) при Nпач≥1, осуществляемый с использованием корреляционно-фильтрового способа, в соответствии с которым принятый входной сигнал сначала умножают на опорный сигнал, согласованный с сигналом, сформированным в передатчике, с образованием двух квадратурных каналов, в каждом из которых сигналы оцифровывают и затем обрабатывают в N дальностных каналах, формируя N пар квадратурных составляющих комплексного выходного сигнала обработки для задаваемых параметров, и далее находят амплитуды этих сигналов, которые определяют N выборок модуля выходного сигнала обработки, характеризующийся тем, что при обработке входного сигнала, искаженного вследствие нелинейности фазочастотных характеристик тракта, проходимого этими сигналами от формирования в передатчике до обработки в приемнике, с интервалом временной корреляции искажений τкор_иск, каждый импульс опорного сигнала разбивают на Кподымп узкополосных подымпульсов и в каждом квадратурном канале всех N дальностных каналов осуществляют обработку, согласованную с Кподымп пачками из Nпач подымпульсов каждая, формируя матрицу S комплексных сигналов в виде двух квадратурных составляющих

Snkc, Snks,

где k=1, …Кподымп - порядковый номер подымпульса,

n=1, …N - номер дальностного канала,

и далее, исходя из матрицы S, осуществляют оценку фазовых искажений Δψko в каждом подымпульсе и эти поправки вносят в соответствующие по номеру k сигналы подымпульсов всех каналов, которые затем в каждом дальностном канале суммируют, формируя результирующие N комплексных выборок выходного сигнала.

2. Способ по п. 1, характеризующийся тем, что длительность подымпульса τподымп выбирают такой, чтобы она была не менее чем в 5 раз меньше τкор_иск, но не менее чем в 5 раз больше интервала заданных значений задержек входных сигналов по времени, а отношение сигнал/шум при согласованной обработке пачки подымпульсов значительно превышало 1, а при оцифровывании сигнала такт временного квантования выбирают таким, чтобы число выборок сигнала на один подымпульс было не меньше 10.

3. Способ по п. 1, характеризующийся тем, что для оценки фазовых искажений Δψko сначала, исходя из матрицы S, формируют исходный выходной сигнал для всех N каналов и по исходному сигналу выбирают М-й дальностный канал, амплитуда выходного сигнала которого не менее чем в 5 раз превосходит амплитуды выходных сигналов других дальностных каналов, не совпадающих с М-м каналом по временной задержке или не разрешенных с ним ни по одному из параметров обработки, и далее по сигналам осуществляют оценку фазовых искажений Δψko.

4. Способ по п. 3, характеризующийся тем, что исходный выходной сигнал формируют за счет суммирования модулей сигналов всех Кподымп подымпульсов в каждом n-м дальностном канале.

5. Способ по п. 3, характеризующийся тем, что исходный выходной сигнал в каждом n-ом дальностном канале формируют путем суммирования Кподымп сигналов .

6. Способ по пп. 4 и 5, характеризующийся тем, что для оценки фазовых искажений Δψko в выбранном М-ом канале, исходя из сигналов , оценивают фазу ψMk по каждому подымпульсу, как ψМк=arctg(SMks/SMkc), формируя вектор ψM=(ψM1, …ψMKнодимп), далее зависимость ψMk от k аппроксимируют полиномом ψko=а+bk+ck2, где a, b и с находят по методу наименьшего квадратичного отклонения, исходя из минимизации значения

и далее определяют поправки по фазе для корректировки искажений СШС в каждом k-м подымпульсе, исходя из выражения ΔψkoMkko.

7. Способ по п. 6, характеризующийся тем, что для упрощения обработки ψMk аппроксимируют прямой линией ψko=а+bk.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС), в которых в качестве антенны используется активная фазированная антенная решетка.

Изобретение относится к радиолокации и предназначено для построения обзорных радиолокационных станций с цифровыми антенными решетками. Достигаемый технический результат - уменьшение времени обзора и повышение точности измерения координат объектов.

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в радиолокационных системах с зондирующими сигналами, кодированными по фазе (фазокодоманипулированными сигналами), для измерения поляризационной матрицы рассеяния объекта.

Изобретение относится к системе взимания платы за проезд. Технический результат изобретения заключается в повышении эффективности контроля проезжающих транспортных средств за счет размещения антенной системы вдоль продольного направления контролирующего транспортного средства.

Изобретение относится к радиолокации, в частности к радиолокационным измерениям, и может быть использовано при создании радиолокационных измерительных комплексов.

Изобретение относится к локационным способам и средствам измерения глубин морских акваторий с помощью эхолотов. Способ определения расстояния от объекта до источника электромагнитного поля путем излучения электромагнитного поля звукового диапазона в направлении дна, приема отраженного сигнала, измерения промежутка времени между моментом излучения до момента приема сигнала и вычисления по полученным результатам глубины посредством эхолота, в котором дополнительно измеряют скорость звука в диапазоне 1400-1600 м/с, с разрешением 0,001 м/с на горизонте установки излучателя и приемной антенны, а также на n-горизонтах по глубине в фиксированных точках, включая придонный горизонт, посредством профилографа скорости звука, установленного на автономном аппарате типа «SONOBOT», при этом также измеряют температуру воды, гидростатическое давление в диапазоне 10, 50, 100, 300 и 600 бар и электропроводность в тех же фиксированных точках, в которых измеряют скорость звука.

Изобретение относится к радиолокации и предназначено для построения обзорных радиолокационных станций с цифровыми антенными решетками. Достигаемый технический результат - уменьшение времени обзора и повышение точности измерения координат объектов.

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано для повышения вероятности обнаружения целей. Достигаемый технический результат - снижение уровня боковых лепестков корреляционной функции для любых зондирующих сигналов при априорно неизвестных характеристиках приемо-передающего тракта.

Изобретение относится к области радиосвязи. Техническим результатом является повышение надежности классификации движущихся транспортных средств, а также обеспечение возможности одновременно классифицировать несколько транспортных средств.

Изобретение относится к радионавигации и может быть использовано в локальных навигационных системах и сетях для управления движением мобильных объектов в локальных зонах навигации.

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано для обнаружения, сопровождения и получения координатной и некоординатной информации о ракетах-носителях и космических аппаратах в секторе электронного сканирования (СЭС), оценки помеховой обстановки в СЭС, а также обобщения информации о целевой и помеховой обстановке, полученной в активном и пассивном режимах функционирования. Достигаемый технический результат – обеспечение работы радиолокационной станции (РЛС) в непрерывном режиме, что позволяет максимально использовать ее временные и энергетические ресурсы, и возможность одновременного сопровождения и обнаружения объектов наблюдения в разных угловых направлениях за счет возможности приема и излучения сигналов в разных угловых направлениях, а также повышает надежность РЛС как в рабочем положении, так и при ее транспортировке. Указанный результат достигается за счет того, что мобильная радиолокационная станция включает в себя две раздельные антенные системы, приемную и передающую, представляющие собой цифровые активные фазированные решетки, расположенные на транспортных средствах, имеющих возможность размещения на удалении друг от друга, и систему управления, обработки и отображения информации, включающую в себя средства формирования диаграмм направленности и цифровой обработки и формирования сигналов на передачу и на прием, при этом каждая из антенных систем снабжена кожухом, состоящим из двух частей, каждая из которых выполнена с силовыми ребрами и опорами, имеющих возможность перемещения во взаимно противоположных направлениях до упора опор в поверхность, на которой расположено соответствующее транспортное средство. 2 з.п. ф-лы, 2 ил.

Изобретение относится к обзорным радиолокационным станциям (РЛС), конкретно к РЛС кругового обзора со стационарными антеннами, и может быть использовано в системах контроля и управления воздушным движением (УВД). Достигаемый технический результат - повышение производительности при одновременном увеличении дальности действия. Указанный результат достигается за счет того, что РЛС кругового обзора содержит секторную антенну кругового обзора, включающую четыре секторные антенны метрового диапазона электромагнитных волн, установленные по периметру правильного многоугольника, в центре которого установлены кабина управления и обработки радиолокационных сигналов, а также радиостанция цифровой связи и передачи данных и наземный радиозапросчик «свой-чужой». Средства, входящие в состав РЛС кругового обзора, определенным образом выполнены и взаимосвязаны между собой. 9 з.п. ф-лы, 11 ил.

Изобретение относится к радиолокации, в частности к способам определения эффективной площади рассеяния (ЭПР) объектов, и может быть использовано для расчета эффективной площади рассеяния летательных аппаратов в полете штатными средствами радиолокационных станций. Достигаемый технический результат – повышение точности определения ЭПР воздушных объектов (ВО). Указанный результат достигается за счет того, что облучают зондирующим сигналом ВО, принимают отраженный сигнал, измеряют мощность излучаемого сигнала, дальность до воздушного объекта, при определении значения ЭПР ВО для их классификации по критериям размерности «большая», «средняя», «малая» измеряют значение угла горизонтального ракурса ВО, измеряют амплитуду принятого сигнала, сравнивают амплитуду принятого сигнала с заранее заданным порогом, при превышении амплитудой принятого сигнала заранее заданного порога, записывают в запоминающее устройство измеренные значения мощности излучаемого сигнала, дальности до ВО, угла горизонтального ракурса ВО, амплитуды принятого сигнала, затем повторяют указанные выше операции до накопления в запоминающем устройстве массива, состоящего не менее чем из пяти измеренных значений мощности излученного сигнала, дальности до ВО, угла горизонтального ракурса ВО и амплитуды принятого сигнала, рассчитывают массив значений ЭПР ВО для каждого из запомненных измерений по определенной формуле, при этом, используя полученный массив значений ЭПР ВО и измеренный массив значений угла ракурса ВО, находят минимальное и максимальное значения углов ракурса ВО, определяют диапазон изменения угла горизонтального ракурса, затем определяют среднее значение ЭПР ВО в измеренном диапазоне углов горизонтального ракурса, после чего на основании полученного значения ЭПР проводят классификацию цели по заранее заданным критериям отнесения объекта к классам размерности «большая», «средняя», «малая». 1 ил.

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано при радиолокационном обзоре заданной зоны с помощью мобильных радиолокационных станций кругового обзора с антенной в виде одномерной фазированной антенной решетки с электронным управлением лучом по углу места и механическим вращением по азимуту. Достигаемый технический результат - уменьшение затрат временных и энергетических ресурсов на осмотр области зоны обзора с большими углами места при сохранении обнаружения целей и сопровождения их траекторий в этой области. Указанный результат достигается за счет того, что заданную зону обзора по азимуту делят на азимутальные сектора с постоянными границами, в каждом из которых независимо от других секторов осуществляют осмотр одной из двух частей зоны обзора, которые рассчитывают частично перекрывающимися в плоскости дальность - угол места, в каждом азимутальном секторе текущего периода обзора осуществляют выбор части зоны обзора для осмотра этого азимутального сектора на следующем периоде обзора в зависимости от положения сопровождаемых траекторий целей. 5 ил.

Изобретение относится к радиолокации, а именно к способам формирования диаграммы направленности цифровыми антенными решетками при обзоре пространства и земной поверхности, и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС). Технической проблемой, решаемой предлагаемым изобретением, является расширение функциональных возможностей антенны. А техническим результатом предлагаемого изобретения является повышение коэффициента усиления антенны на прием. Способ основан на том, что формируют подрешетками цифровой антенной решетки (ЦАР) передающую диаграмму направленности антенны (ДНА) вида cosec2 по углу места и игольчатую по азимуту и излучают зондирующий сигнал. Для достижения технического результата осуществляют прием отраженного сигнала каждой подрешеткой ЦАР, формируют приемную многолучевую ДНА по углу места и игольчатую по азимуту посредством цифрового диаграммообразования таким образом, что ее лучи по углу места перекрывают по ширине передающую ДНА cosec2, формируют массив комплексных амплитуд отраженных сигналов, принятых по каждому лучу ДНА. 3 ил.

Предлагаемые устройства относятся к радиолокационным и гидролокационным системам с импульсным сжатием многофазных кодов. Технический результат заключается в повышении качества сжатия сигналов, производится подавление боковых лепестков, возникающих в процессе сжатия, при котором обеспечивается увеличение числа многофазных кодов длины N, для всех значений временных сдвигов (отсчетов), исключая двух ±N, в которых относительный уровень боковых лепестков находится в диапазоне от -20 lgN -6 до -20 lgN -8 dB за счет использования симметрично усеченных кодов, образованных последовательным удалением равного числа первых и последних символов кодов большей длины. При этом ширина главного лепестка на уровне -6 dB равна 2τ, на уровне PSL лежит в диапазоне 3÷4τ, а потери сигнал/шум на выходе устройства составляют -1.7 dB. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии симметрично усеченных многофазных кодов длины N содержит соединенные по входу первый цифровой фильтр с КИХ порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, второй вход которого соединен с выходом линии задержки, а выход подключен ко второму входу сумматора. 3 н.п. ф-лы, 4 ил.

Изобретение относится к области электротехники, а именно к океанологическим измерениям, и может быть использовано для контроля солености морской воды на разных акваториях Мирового океана. В предложенном способе заданный контролируемый участок морской поверхности облучают СВЧ радиоволнами заданной частоты вертикальной поляризации, регистрируют рассеянный назад сигнал на той же поляризации (вертикальной), изменяют поляризацию излучателя и приемника на ортогональную и на той же частоте зондируют тот же участок морской поверхности, регистрируют рассеянный назад сигнал, после чего по данным двух последовательных зондирований вычисляют поляризационное отношение, по которому рассчитывают соленость. Повышение точности измерения солености морской воды за счет исключения влияния на результат измерений изменчивости шероховатости морской поверхности, является техническим результатом изобретения.

Изобретение относится к ультразвуковым системам обнаружения препятствий, предназначенным для регистрации и обработки сигналов, получаемых с акустических датчиков, и может быть использовано в подвижных дистанционно-управляемых объектах военного или двойного назначения для определения расстояний до препятствий. Ультразвуковая система обнаружения препятствий движению подвижного объекта содержит излучающие и приемные приборы средств обнаружения объектов, выполненные в виде n приемопередающих преобразователей (ППП) 1, располагающихся по периметру подвижного объекта (ПО) 2, блок обработки данных состоит из независимых каналов оцифровки (НКО) 3 аналоговых сигналов ППП 1, содержащих предварительные широкополосные операционные усилители (ШОУ) 4, усилители (У) 5 для согласования по уровню сигналов предварительных усилителей и аналого-цифровых преобразователей и аналого-цифровые преобразователи (АЦП) 6, обеспечивающие оцифровку аналоговых сигналов, устройства дальнейшей реализации алгоритма цифровой обработки и регистрации сигналов, выполненного на базе программируемой логической интегральной схемы (ПЛИС) 7, генератора тактовой частоты (ГТЧ) 8, импульсного преобразователя напряжения (ИПН) 9, преобразователя интерфейса USB 2.0 (ПИ) 10 для передачи результатов измерений, транзисторных ключей (К) 11, предназначенных для реализации цифрового управления ППП 1 по сигналам, поступающим с ПЛИС 7. Обеспечивается определение расстояния до препятствия с высокой точностью, работа в режиме локатора с возможностью измерения как очень малых, так и больших расстояний. 5 ил.

Изобретение относится к способам дистанционного охранного мониторинга местности и может быть использовано в случаях применения однопозиционного радиоволнового средства обнаружения (СО) для сигнализационного прикрытия двух лежащих рядом дорог, одна из которых имеет изгиб. Способ заключается в развертывании СО на участке дорог, где они лежат к друг другу на расстоянии, не превышающем 80% от максимально возможной длины зоны обнаружения (ЗО) СО, так, чтобы СО находилось с внешней стороны угла изгиба дороги, за дорогой с прямым участком; ось ЗО совпадала с биссектрисой угла изгиба дороги; выдаче сигнала тревоги СО в случае пересечения нарушителем его ЗО; анализе доплеровской добавки частоты отраженного сигнала на выходе схемы обработки сигналов СО в течение всего времени нахождения нарушителя в его ЗО; последующем применении алгоритма определения направления движения нарушителя по дороге с прямым участком по наличию положительной или отрицательной доплеровской добавки частоты отраженного сигнала и определения движения по дороге с изгибом по наличию знакопеременной доплеровской добавки частоты отраженного сигнала. Обеспечивается повышение точности указания направления движения обнаруженного нарушителя и получение высокой достоверности результата с применением только одного однопозиционного радиоволнового средства обнаружения. 8 ил.

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС). Достигаемый технический результат - обеспечение быстрого сканирования по азимуту и обеспечение высокого коэффициента усиления антенны при гибком управлении перемещением луча антенны в широко распространенных РЛС с фазированной антенной решеткой (ФАР), имеющих одномерное электронное сканирование по углу места. Указанный технический результат по первому варианту достигается тем, что в способе радиолокационного обзора пространства, заключающемся в электронном и механическом сканировании по углу места и механическом по азимуту с помощью фазированной антенной решетки при обзоре азимутального сектора с наибольшей вероятностью появления скоростных и малоразмерных целей электронное сканирование перемещают в азимутальную плоскость путем поворота ФАР вокруг оси, перпендикулярной к ее плоскости. Указанный технический результат по второму варианту достигается тем, что в способе радиолокационного обзора пространства, заключающемся в электронном и механическом сканировании по углу места и механическом по азимуту с помощью фазированной антенной решетки при обзоре азимутального сектора с наибольшей вероятностью появления скоростных или малоразмерных целей электронное сканирование перемещают в азимутальную плоскость путем поворота ФАР вокруг оси, перпендикулярной к ее плоскости, и выполняют дополнительно к механическому электронное сканирование в угломестной плоскости путем изменения несущей частоты зондирующего сигнала. 2 н.п. ф-лы, 2 ил.
Наверх