Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии симметрично усеченных многофазных кодов (варианты)

Предлагаемые устройства относятся к радиолокационным и гидролокационным системам с импульсным сжатием многофазных кодов. Технический результат заключается в повышении качества сжатия сигналов, производится подавление боковых лепестков, возникающих в процессе сжатия, при котором обеспечивается увеличение числа многофазных кодов длины N, для всех значений временных сдвигов (отсчетов), исключая двух ±N, в которых относительный уровень боковых лепестков находится в диапазоне от -20 lgN -6 до -20 lgN -8 dB за счет использования симметрично усеченных кодов, образованных последовательным удалением равного числа первых и последних символов кодов большей длины. При этом ширина главного лепестка на уровне -6 dB равна 2τ, на уровне PSL лежит в диапазоне 3÷4τ, а потери сигнал/шум на выходе устройства составляют -1.7 dB. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии симметрично усеченных многофазных кодов длины N содержит соединенные по входу первый цифровой фильтр с КИХ порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, второй вход которого соединен с выходом линии задержки, а выход подключен ко второму входу сумматора. 3 н.п. ф-лы, 4 ил.

 

Предлагаемые устройства относятся к радиолокационным и гидролокационным системам с импульсным сжатием многофазных кодов, в которых с целью улучшения качества сжатия сигналов производится подавление боковых лепестков, возникающих в процессе сжатия.

В настоящее время в радиолокации и гидролокации широкое распространение получили фазокодированные импульсы на основе идеальных многофазных кодов Р3 и Р4 длины N. Эти коды формируются посредством соответствующей дискретной аппроксимации линейно-частотно модулированного (ЛЧМ) сигнала и поэтому обладают основными его достоинствами: относительно небольшими боковыми лепестками апериодической автокорреляционной функции (ААКФ) и большей по сравнению с двоичными последовательностями, включая коды Баркера, толерантностью к Доплеру. В то же время максимальный уровень боковых лепестков ААКФ кодов Р3/Р4 приблизительно равен , т.е. многократно превышает единичный уровень боковых лепестков кодов Баркера. Другими достоинствами сигналов на основе кодов Р3 и Р4 является то, что они существуют для любого значения N и имеют равномерный спектр, близкий к спектру шума.

Подробно проблема подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов исследуется в N. Levanon, Е. Mozeson. Radar signals. John Wiley & Sonsjnc, 2004. В данном источнике рассматривается возможность уменьшения боковых лепестков многофазных кодов Р3 и Р4 за счет сжатия сигнала в несогласованном фильтре с использованием амплитудного оконного взвешивания. Для этого применяются различные оконные функции, в частности функции Хэмминга, Кайзера-Бесселя, Блэкмана и др. Расчеты показывают, что максимальный уровень боковых лепестков относительно главного лепестка (PSL) для кодов Р3 и Р4 при использовании оконных функций Хэмминга и Блэкмана составляет величину не менее -201gN dB при энергетических потерях (уменьшении отношения сигнал/шум на выходе) порядка 1,5 dB и ширине главного лепестка на уровне PSL 3τ и 4.5τ соответственно, где τ длительность одного кодового элемента.

Известно также устройство подавления боковых лепестков при сжатии кодов Р3 и Р4 с помощью цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра) (W.K. Lee and H.D. Griffiths. Pulse compression filter generating optimal uniform range sidelobe level. Electron. Lett, 1999, 35(11), pp. 873-875), переходная импульсная характеристика которого равна разности (сумме) комплексно-сопряженных символов кода Р3 (Р4) и циклически сдвинутой на один разряд влево его копии. При этом PSL уменьшается до значения -201gN+2 dB, а ширина главного лепестка равна 2τ. Потери сигнал/шум на выходе этого устройства составляют -3 dB. В литературе это устройство известно как фильтр By (Woo).

В то же время в работе Uttara M.Kumaria, K.Rajearakeswari, Murali K.Krishna. Low sidelobe Pattern using Woo filter. Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU), 59(2005), pp. 499-501 было показано, что коды на основе суммы/разности кода Р4/Р3 и его циклических сдвигов на один разряд вправо или влево обладают примерно одинаковыми боковыми лепестками при их импульсном сжатии в согласованном фильтре.

Относительное улучшение PSL на 2 dB может быть получено при использовании устройства, содержащего фильтр By и формирователь корректирующего сигнала (W.К. Lee, H.D. Griffiths and R. Benjamin. Integrated sidelobe energy reduction technique using optimal polyphase code. Electronics Letters, 1999, vol. 35, No. 24, pp. 2090-2091 и Woo-Kyuing Lee and Hugh D. Griffiths. A New pulse compression technique generating optimal uniform range sidelobe and reducing sidelobe level. IEEE International radar conference, 2000, pp. 441-446.).

Устройства подавления боковых лепестков рассматриваются в российских и зарубежных патентных документах, в частности RU 2198465 С2, Н04В 7/26, 20.09.2002; RU 2236086 С2, Н04В 1/707, 20.01.2004; RU 2109401 C1, Н04В 1/62, 20.04.1998; US4,507,659 A, G01S 13/28, 26.03.1985 и др.).

Наиболее близким к предлагаемому устройству является устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов (варианты) (RU 2515768 C1, H03L 7/00, 21.01.2013), содержащее соединенные по входу цифровой фильтр By и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра) порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, причем введены линия задержки на длительность одного кодового элемента τ и двухвходовый сумматор/вычитатель, при этом выход фильтра By подключен к входу линии задержки и к первому входу сумматор/вычитателя, второй вход которого подключен к выходу линии задержки, а выход соединен со вторым входом сумматора.

В зависимости от типа входного многофазного кода выбирается тот или иной вариант устройства: с одним сумматором и вычитателем для кода Р3 или двумя сумматорами для кода Р4.

В основе данного устройства лежит метод импульсного сжатия с помощью согласованного фильтра многофазного кода Е_Р3/Е_Р4, являющегося разностью/суммой исходного кода Р3/Р4 и его циклически сдвинутой на одну позицию влево копии. Существенным недостатком данного метода является отличный от единицы (равный двум) пик-фактор и, как следствие, повышенные требования к линейности усилителя мощности при передаче и точности квантования сигнала при приеме (Uttara M. Kumaria, K. Rajearakeswari, Murali K.Krishna. Low sidelobe Pattern using Woo filter. Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU), 59(2005), pp. 499-501).

С целью устранения этого недостатка в устройстве подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов (RU 2515768 С1, 21.01.2013) формирование комбинированного кода Е_Р3/Е_Р4 выполняется не в передатчике, а в приемнике. В начале из входного фазокодированного импульса Р3/Р4 в приемнике формируется сигнал, являющийся разностью/суммой входного сигнала и его задержанной на длительность одного кодового элемента копии, а затем сжимается в фильтре с соответствующей КИХ с последующей корректировкой. В результате за счет энергетических потерь порядка -1.7 dB получается единичный пик-фактор излучаемого сигнала передатчика при таком же PSL=-301gN+1,33 dB, как при обработке кода Е_Р3/Е_Р4.

Недостатком ближайшего аналога является то, что подавление боковых лепестков с таким значением PSL реализуется в нем только для сигналов, образованных на основе циклического сдвига на один разряд влево кодов Р4 и Р3 произвольной длины. Для всех остальных циклических сдвигов кодов Р3/Р4 уровень боковых лепестков на выходе данного устройства оказывается неприемлемо высоким. В результате общее число различных кодов, получаемых таким способом, равно 2.

С целью увеличения числа различных кодов длины N с приемлемым значение PSL предлагается использовать симметрично усеченные многофазные коды Р3 и Р4, полученные из кодов Р3 и Р4 длины N+2A посредством усечения А первых и последних символов. Идея применения симметрично усеченных кодов Р3 и Р4 основывается на следующем. Известно, что многофазные коды Е_Р3 и Е_Р4 имеют отличную от единицы амплитуду. Причем в силу построения амплитуда первых и последних символов этих кодов существенно мала. Вклад этих символов в величину ААКФ будет также незначителен. Расчеты показывают, что такого рода конструкция ведет к монотонному росту боковых лепестков при увеличении Δ. Поэтому с учетом имеющегося запаса подавления относительно PSL=-201gN кодов Баркера, условно принятого в качестве эталонного уровня подавления, для заданного -301gN+1,33<PSL≤-201gN всегда существует Δ≠0. Так, расчеты показывают, что для N=1000 и PSL=-60 dB имеем Δ=44. Таким образом, за счет усечения кодов Р3 и Р4 в этом случае дополнительно получаем 2*44=88 новых кодов с полезными свойствами. Следует заметить, что применение амплитудного взвешивания (оконных функций) в приемнике при тех же потерях не позволяет получить PSL<-20 IgN dB.

Таким образом технический результат данного изобретения заключается в увеличении числа многофазных кодов с PSL≤-201gN dB за счет использования симметрично усеченных кодов Р3 и Р4 для всех значений временных сдвигов (отсчетов), исключая двух ±N, в которых относительный уровень боковых лепестков находится в диапазоне от -201gN -6 до -201gN -8 dB. При этом ширина главного лепестка на уровне -6 dB равна 2τ, на уровне PSL лежит в диапазоне 3÷4 τ, а потери сигнал/шум на выходе устройства составляют -1.7 dB.

Обозначим через СУКР3 и СУКР4 симметрично усеченные коды Р3 и Р4 длины N, образованные усечением кодов Р3 и Р4 длины N+2Δ.

Тогда указанный результат для симметрично усеченного кода Р3 четной длины N достигается устройством подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащим соединенные по входу первый цифровой фильтр с КИХ порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, второй вход которого соединен с выходом линии задержки, а выход подключен ко второму входу сумматора. При этом импульсная характеристика первого фильтра описывается выражением ((СУКР3-СУКР3-1)*)inv, а КИХ второго фильтра соответственно вектором (t, -t, 0, 0, 0, … 0, -t, t), где t=СУКР3(1). Здесь СУКР3-1 есть циклический сдвиг на 1 разряд влево кода СУКР3, знаком "-" обозначена операция арифметического вычитания над элементами (разрядами) кода, символом "*" обозначена операция комплексного сопряжения, применяемого ко всем N элементам вектора (СУКР3-СУКР3-1), индекс "inv" обозначает временное обращение (инверсию), СУКР3(1) - первый элемент кода СУКР3.

Блок-схема этого устройства представлена на Фиг. 1.

Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N содержит цифровой фильтр 1 с импульсной характеристикой ((СУКР3-СУКР3-1)inv и формирователь цифрового корректирующего сигнала 4, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код 2 и цифрового КИХ-фильтра 3 порядка N+1 с N+2 коэффициентами t, -t, 0, 0, … 0, -t, t, линию задержки 5 на длительность одного кодового элемента (τ), двухвходовый вычитатель 6 и сумматор 7.

Устройство работает следующим образом.

Входная последовательность комплексно-значных отсчетов кода СУКР3-1 четной длины, представленного суммой реальной и мнимой составляющих, поступает на вход цифрового фильтра 1 и на вход формирователя комплексно-значного корректирующего сигнала 4. Сигнал с выхода фильтра 1 поступает на первый вход вычитателя 6 и вход линии задержки 5, выход которой соединен со вторым входом вычитателя 6. В сумматоре 7 производится сложение корректирующего сигнала с выхода фильтра 3 и выходного сигнала вычитателя 6. В результате на выходе устройства реализуется сигнал, который в диапазоне [-N+1, N-1] совпадает с автокорреляционной функцией сигнала, являющегося разностью СУКР3 и его циклически сдвинутой на одну позицию влево копии, а на крайних сдвигах±N его абсолютное значение приблизительно равно 1. Заметим, что PSL сжатого выходного сигнала в диапазоне [-N+1, N-1] демонстрирует монотонный рост относительно PSL прототипа при увеличении Δ.

Схема обработки симметрично усеченного кода Р3 нечетной длины N совпадает со схемой, представленной на Фиг. 1, за тем исключением, что импульсная характеристика первого фильтра порядка N-1 описывается выражением ((СУКР3-(СУКР3m)-1)*)inv, а импульсная характеристика фильтра порядка N+1 имеет вид (-t, t, 0, 0, 0 …, 0, -t, t), где СУКР3m есть код СУКР3 с инвертированным первым элементом, (СУКР3m)-1 - циклический сдвиг на 1 разряд влево кода СУКР3m, t=СУКР3(l). Заметим, что входом для схемы является последовательность комплексно-значных отчетов (СУКР3m)-1.

Аналогичный результат реализуется для симметрично усеченного кода Р4 длины N в устройстве, представленном на Фиг. 2.

В этом случае в устройстве, содержащем фильтр с КИХ 8, формирователь корректирующего сигнала 11, состоящий из последовательно соединенных устройств преобразования 9 кода в комплексно сопряженный ему код и цифрового КИХ-фильтра 10 порядка N+1 с N+2 коэффициентами, линию задержки 12 на длительность одного кодового элемента τ, двухвходовый сумматор 13 и двухвходовый сумматор 14, импульсная характеристика фильтра 8 описывается выражением ((СУКР4+СУКР4-1)*)inv, а КИХ фильтра 11 соответственно вектором (t, t, 0, 0, 0, … 0, -t, -t), где t=СУКР4(1). Здесь СУКР4-1 есть циклический сдвиг на 1 разряд влево кода СУКР4, знаком "+” обозначена операция арифметического сложения над комплексно-значными элементами кода, символом "*" обозначена операция комплексного сопряжения, применяемого ко всем N элементам вектора (СУКР4+СУКР4-1), индекс "inv" обозначает операцию временного обращения (инверсии), СУКР4(1) - первый элемент кода СУКР4.

Устройство работает следующим образом.

Входная последовательность отсчетов СУКР4-1, представленного суммой реальной и мнимой составляющих, поступает на вход цифрового фильтра 8 для кода Р4 и на вход формирователя комплексно-значного корректирующего сигнала 11. Сигнал с выхода фильтра 8 поступает на первый вход сумматора 13 и вход линии задержки 12, выход которой соединен со вторым входом сумматора 13. В сумматоре 14 производится сложение корректирующего сигнала с выхода фильтра 10 и выходного сигнала сумматора 13. В результате на выходе устройства реализуется сигнал, который в диапазоне [-N+1, N-1] совпадает с автокорреляционной функцией сигнала, являющегося суммой СУКР4 и его циклически сдвинутой на одну позицию влево копии, а на двух крайних сдвигах ±N его абсолютное значение приблизительно равно 1 (относительный уровень -201gN -6 dB).

На Фиг. 3 и Фиг. 4 изображены нормированные сигналы на выходе устройства подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов СУКР3 и СУКР4 длины N=1000, полученных на основе кодов Р3 и Р4 длины 1030 и 1060 соответственно. Расчеты показывают, что для указанных СУКР3 и СУКР4 длины 1000 PSL соответственно равен -76.5 dB и -69.9 dB.

Заметим, что данное изобретение приводит к сужению доплеровской полосы частот по сравнению с оптимальной обработкой кодов Е_Р3/Е_Р4 и полученных на их основе симметрично усеченных кодов. Поэтому изобретение наиболее эффективно может быть использовано в радиолокационных и гидролокационных системах с неподвижными или медленно движущимися целями, т.е. в системах с малым доплеровским сдвигом частоты.

Предлагаемое изобретение может быть реализовано на соответствующей элементной базе по типовым технологиям.

1. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии симметрично усеченных многофазных кодов Р3 длины N, содержащее соединенные по входу первый цифровой фильтр с конечной импульсной характеристикой (КИХ) порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра КИХ порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра КИХ порядка N-1 подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента (1) и к первому входу вычитателя, второй вход которого соединен с выходом линии задержки, а выход подключен ко второму входу сумматора, отличающееся тем, что импульсная характеристика первого цифрового фильтра КИХ порядка N-1 описывается выражением ((СУКР3-СУКР3-1)*)inv, где СУКР3 - симметрично усеченный многофазный код Р3, СУКР3-1 - циклический сдвиг на один разряд влево кода СУКР3, inv - инверсия, а КИХ второго цифрового фильтра порядка N+1 описывается вектором (t, -t, 0, 0, 0, … 0, -t, t), где t=СУКР3(1), СУКР3(1) - первый элемент кода СУКР3.

2. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии симметрично усеченных многофазных Р3 кодов длины N, содержащее соединенные по входу первый цифровой фильтр КИХ порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра КИХ порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра КИХ порядка N-1 подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента (1) и к первому входу вычитателя, второй вход которого соединен с выходом линии задержки, а выход подключен ко второму входу сумматора, отличающееся тем, что импульсная характеристика первого фильтра КИХ порядка N-1 описывается выражением ((СУКР3-(СУКР3m)-1)*)inv, где СУКР3 - симметрично усеченный многофазный код Р3, СУКР3m - код СУКР3 с инвертированным первым элементом, (СУКР3m)-1 - циклический сдвиг на один разряд влево кода СУКР3m, inv - инверсия, а КИХ второго цифрового фильтра порядка N+1 описывается вектором (-t, t, 0, 0, 0, … 0, -t, t), где t=СУКР3(1), а СУКР3(1) - первый элемент кода СУКР3.

3. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии симметрично усеченных многофазных кодов Р4 длины N, содержащее соединенные по входу первый цифровой фильтр КИХ порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра КИХ порядка N+1, выход которого соединен с первым входом первого сумматора, а выход первого цифрового фильтра КИХ порядка N-1 подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента (1) и к первому входу второго сумматора, второй вход которого соединен с выходом линии задержки, а выход подключен к второму входу первого сумматора, отличающееся тем, что импульсная характеристика первого цифрового фильтра КИХ порядка N-1 описывается выражением ((СУКР4+СУКР4-1)*)inv, где СУКР4 - симметрично усеченный многофазный код Р4, СУКР4-1 - циклический сдвиг на один разряд влево кода СУКР4, inv - инверсия, а КИХ второго цифрового фильтра порядка N+1 описывается вектором (t, t, 0, 0, 0, … 0, -t, -t), где t=СУКР4(1), а СУКР4(1) - первый элемент кода СУКР4.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к радиолокации и гидролокации. Технический результат – обеспечение подавления боковых лепестков для кода P3 нечетной длины.

Изобретение относится к радиотехнике. Технический результат изобретения заключается в повышении быстродействия и возможности работы с опорным сигналом любой скважности, период которого кратен периоду тактов, а также возможность подстройки частоты тактов по фронтам принимаемых данных.

Изобретение относится к радиоэлектронике, в частности к синтезаторам частот на основе петли фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Технический результат заключается в снижении уровня фазовых шумов и побочных дискретных составляющих в спектре выходного сигнала, что в свою очередь повышает качество выходного сигнала, при сохранении высокого разрешения по частоте и широкой полосы перестройки.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано при организации систем связи с увеличенным количеством каналов, а также в измерительной технике, где требуется перестройка частоты с малым шагом. В основу изобретения поставлена задача получения микроволновых колебаний с малым шагом сетки частот, низким уровнем фазовых шумов и малым временем перестройки частоты.

Способ фазовой автоподстройки позволяет осуществлять синхронизацию от однофазного исходного сигнала с помехами. Технический результат заключается в улучшении практического быстродействия синхронизации до одного-двух периодов сигнала синхронизируемой частоты, фильтрации помех в формируемых сигналах синхронизированной фазы и частоты.

Изобретение относится к области радиотехники. Tехнический результат - расширение полосы захвата путем изменения симметричной формы дискриминационной характеристики знакового логического фазового дискриминатора в асимметричную, а при увеличении зоны положительного или отрицательного знака дискриминационной характеристики увеличивается соответствующая односторонняя полоса захвата для начальных частотных расстроек соответствующего знака.

Изобретение относится к электронно-вычислительной технике и радиотехнике. Технический результат заключается в повышении быстродействия и возможности формирования многочастотных частотно-модулированных сигналов.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в приемопередающих устройствах СВЧ диапазона частот. Техническим результатом является повышение устойчивой работы при перестройке частоты входного СВЧ сигнала.

Изобретение относится к устройствам стабилизации параметров автогенераторов и может быть использовано в технике связи и управления, радиоавтоматике, системах авторегулирования.

Изобретение относится к технике связи. Технический результат заключается в комплексном улучшении основных параметров системы синхронизации, а именно: в повышении помехоустойчивости, в улучшении фильтрующих свойств системы, в расширении полос захвата и удержании синхронного режима работы, в уменьшении времени вхождения в синхронный режим работы, в обеспечении нулевой статической ошибки по фазе и в обеспечении корректной работы устройства в условиях наличия изменений и флуктуаций амплитуды входного сигнала или изменений коэффициента передачи фазовых детекторов.

Изобретение относится к радиолокации, а именно к способам формирования диаграммы направленности цифровыми антенными решетками при обзоре пространства и земной поверхности, и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС).

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано при радиолокационном обзоре заданной зоны с помощью мобильных радиолокационных станций кругового обзора с антенной в виде одномерной фазированной антенной решетки с электронным управлением лучом по углу места и механическим вращением по азимуту.

Изобретение относится к радиолокации, в частности к способам определения эффективной площади рассеяния (ЭПР) объектов, и может быть использовано для расчета эффективной площади рассеяния летательных аппаратов в полете штатными средствами радиолокационных станций.

Изобретение относится к обзорным радиолокационным станциям (РЛС), конкретно к РЛС кругового обзора со стационарными антеннами, и может быть использовано в системах контроля и управления воздушным движением (УВД).

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано для обнаружения, сопровождения и получения координатной и некоординатной информации о ракетах-носителях и космических аппаратах в секторе электронного сканирования (СЭС), оценки помеховой обстановки в СЭС, а также обобщения информации о целевой и помеховой обстановке, полученной в активном и пассивном режимах функционирования.

Изобретение относится к способам обработки сверхширокополосных сигналов (СШС) с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) в радио и акустических системах локации, навигации и связи при наличии искажений этих сигналов за счет нелинейности фазочастотных характеристик приемопередающих трактов и канала распространения.

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС), в которых в качестве антенны используется активная фазированная антенная решетка.

Изобретение относится к радиолокации и предназначено для построения обзорных радиолокационных станций с цифровыми антенными решетками. Достигаемый технический результат - уменьшение времени обзора и повышение точности измерения координат объектов.

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в радиолокационных системах с зондирующими сигналами, кодированными по фазе (фазокодоманипулированными сигналами), для измерения поляризационной матрицы рассеяния объекта.

Изобретение относится к системе взимания платы за проезд. Технический результат изобретения заключается в повышении эффективности контроля проезжающих транспортных средств за счет размещения антенной системы вдоль продольного направления контролирующего транспортного средства.

Изобретение относится к области электротехники, а именно к океанологическим измерениям, и может быть использовано для контроля солености морской воды на разных акваториях Мирового океана. В предложенном способе заданный контролируемый участок морской поверхности облучают СВЧ радиоволнами заданной частоты вертикальной поляризации, регистрируют рассеянный назад сигнал на той же поляризации (вертикальной), изменяют поляризацию излучателя и приемника на ортогональную и на той же частоте зондируют тот же участок морской поверхности, регистрируют рассеянный назад сигнал, после чего по данным двух последовательных зондирований вычисляют поляризационное отношение, по которому рассчитывают соленость. Повышение точности измерения солености морской воды за счет исключения влияния на результат измерений изменчивости шероховатости морской поверхности, является техническим результатом изобретения.

Предлагаемые устройства относятся к радиолокационным и гидролокационным системам с импульсным сжатием многофазных кодов. Технический результат заключается в повышении качества сжатия сигналов, производится подавление боковых лепестков, возникающих в процессе сжатия, при котором обеспечивается увеличение числа многофазных кодов длины N, для всех значений временных сдвигов, исключая двух ±N, в которых относительный уровень боковых лепестков находится в диапазоне от -20 lgN -6 до -20 lgN -8 dB за счет использования симметрично усеченных кодов, образованных последовательным удалением равного числа первых и последних символов кодов большей длины. При этом ширина главного лепестка на уровне -6 dB равна 2τ, на уровне PSL лежит в диапазоне 3÷4τ, а потери сигналшум на выходе устройства составляют -1.7 dB. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии симметрично усеченных многофазных кодов длины N содержит соединенные по входу первый цифровой фильтр с КИХ порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, второй вход которого соединен с выходом линии задержки, а выход подключен ко второму входу сумматора. 3 н.п. ф-лы, 4 ил.

Наверх