Способ пространственно-временного приема сигналов с аналоговой модуляцией с отслеживанием изменяющегося направления на источник сигнала

Изобретение относится к радиоприемной технике и может быть использовано в авиационных системах радиосвязи МВ-ДМВ диапазона. Способ предлагает одновременное выполнение следующих операций: оценку вектора текущих значений параметров сигнала методом нелинейной фильтрации с использованием оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы ; оценку вектора амплитудно-фазового распределения сигнала с использованием алгоритма линейной фильтрации и с использованием оценки вектора текущих значений параметров сигнала , а также параметров алгоритма линейной фильтрации AH и RH, полученных в результате адаптации; адаптацию априорно неизвестных параметров алгоритма линейной фильтрации AH и RH вектора амплитудно-фазового распределения сигнала методом максимального правдоподобия с использованием оценки вектора текущих значений параметров сигнала , а также оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала . Технический результат заключается в повышении чувствительности радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона за счет использования алгоритма линейной фильтрации для оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы. 5 ил.

 

Изобретение относится к радиоприемной технике и может быть использовано в авиационных системах радиосвязи метрового-дециметрового (МВ-ДМВ) диапазона.

Способ позволяет выполнять прием сигналов с аналоговой модуляцией при изменяющемся направлении на источник сигнала путем адаптивной подстройки весовых коэффициентов антенной решетки (АР). Его использование при построении радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона позволяет повысить чувствительность радиоприемного тракта.

Известны следующие способы адаптивной подстройки весовых коэффициентов АР, позволяющие выполнять отслеживание изменяющегося направления на источник сигнала: градиентный алгоритм минимума среднеквадратической ошибки (СКО) и его модификации [1 - Монзинго Р.А., Миллер Т.У. Адаптивные антенные решетки: Введение в теорию / Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1986, с. 134; 2 - Уидроу Б., Стирнз С.Адаптивная обработка сигналов / Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1989, с. 342], рекуррентный алгоритм по минимуму взвешенной СКО [1, с. 265], алгоритм калмановской фильтрации [1, с. 269; 3 - Ефименко B.C., Харисов В.Н., Котов А.А. Калмановская фильтрация весовых коэффициентов адаптивной антенной решетки. - Радиотехника, 2009. №7, с. 139].

Адаптивная подстройка весовых коэффициентов АР с использованием градиентного алгоритма минимума СКО выполняется в соответствии с выражением:

,

где - вектор весовых коэффициентов АР;

μH - коэффициент адаптации;

- вектор входного сигнала;

* - операция комплексного сопряжения;

d(t) - опорный сигнал;

T - операция транспонирования.

Адаптивная подстройка весовых коэффициентов АР с использованием рекуррентного алгоритма по минимуму взвешенной СКО выполняется в дискретном времени в соответствии с выражениями:

,

,

где α - коэффициент экспоненциального забывания.

Адаптивная подстройка весовых коэффициентов АР с использованием алгоритма калмановской фильтрации выполняется в соответствии с выражениями:

,

,

где AH(t) - матрица, характеризующая динамические свойства вектора весовых коэффициентов АР в модели состояния;

RH(t) - корреляционная матрица ошибок фильтрации вектора весовых коэффициентов АР;

N0 - спектральная плотность мощности гауссовского белого шума модели наблюдения;

NH(t) - матрица спектральных плотностей мощности гауссовских белых шумов модели состояния;

H - операция эрмитова сопряжения.

К недостаткам этих способов-аналогов относится то, что для адаптивной подстройки весовых коэффициентов АР в течение сеанса связи источнику сигнала необходимо выполнять передачу опорного сигнала в виде специальных тренировочных последовательностей (пилот-сигналов), что при организации авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона не предусмотрено.

Способом, не требующим наличия опорного сигнала и наиболее близким по технической сущности к заявляемому способу, является способ нелинейной фильтрации информационного сообщения при неизвестном направлении на источник сигнала [4 - Перов А.И. Статистическая теория радиотехнических систем. Учебное пособие для вузов. - М.: Радиотехника, 2003., с. 384], взятый за прототип. Этот способ использует метод локальной гауссовской аппроксимации марковской теории нелинейной фильтрации для одновременной оценки параметров сигнала, включая информационное сообщение, и угла, характеризующего направление на источник сигнала. В [4, с. 484] дано решение для случая линейной эквидистантной АР, где элементы вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах АР выражаются через угол αS(t), который образует плоская электромагнитная волна, излучаемая источником сигнала, с осью АР:

,

где d - расстояние между элементами АР;

λ0 - длина волны принимаемого сигнала.

Совместная оценка вектора параметров сигнала , включая информационное сообщение, и угла направления на источник сигнала выполняется в соответствии с выражениями для непрерывного времени:

,

,

,

,

где - вектор оценки параметров сигнала, включающий оценку информационного сообщения ;

- векторная функция, характеризующая динамические свойства вектора в модели состояния;

- оценка сигнала;

- оценка угла αS(t);

Rλ(t) - корреляционная матрица ошибок фильтрации вектора;

Nλ(t) - матрица спектральных плотностей мощности гауссовских белых шумов модели состояния вектора ;

FαS - коэффициент, характеризующий динамические свойства процесса αS(t) в модели состояния;

RαS(t) - дисперсия фильтрации процесса αS(t);

- односторонняя спектральная плотность мощности гауссовского белого шума модели состояния процесса αS(t).

Приведенный способ в условиях применения его в радиоприемном тракте авиационных систем радиосвязи обладает следующими недостатками:

- детерменированная зависимость HiS(t)) имеет существенно нелинейный характер. При рассмотрении конформной АР, используемой в авиационных радиоприемных трактах, эта зависимость еще более усложняется. Это приводит к необходимости аппроксимации производной конечной разностью [4, с. 386], что влияет на точность оценки αS(t);

- детерменированные зависимости HiS(t)) не позволяют адаптироваться к изменяющимся во времени амплитудно-фазовым характеристикам приемных каналов радиоприемного тракта вследствие движения источника сигнала, а также изменения во времени фазочастотных характеристик полосовых фильтров в радиоприемных устройствах. Это делает необходимым постоянно выполнять калибровку приемных каналов с учетом диаграмм направленности антенных элементов и корректировать зависимости HiS(t)) с помощью комплексных поправочных коэффициентов;

- не указывается способ преодоления априорной неопределенности в выборе коэффициентов FαS и RαS(t).

Указанные недостатки делают затруднительным или невозможным применение известных способов для повышения чувствительности радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона при использовании приема на АР.

Предлагаемый способ направлен на устранение перечисленных недостатков известных способов. Задачей, на решение которой направлен предлагаемый способ, является повышение чувствительности радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона при использовании приема на АР.

Для решения поставленной задачи предлагается способ пространственно-временного приема сигналов с аналоговой модуляцией с отслеживанием изменяющегося направления на источник сигнала, заключающийся в том, что осуществляют оценку вектора текущих значений параметров сигнала и оценку вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы.

Согласно изобретению, оценку вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы осуществляют с использованием алгоритма линейной фильтрации, а адаптацию априорно неизвестных параметров алгоритма линейной фильтрации вектора амплитудно-фазового распределения сигнала осуществляют методом максимального правдоподобия.

Техническим результатом является повышение чувствительности радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона за счет использования алгоритма линейной фильтрации для оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы.

Сочетание отличительных признаков и свойства предлагаемого способа из литературы неизвестны, поэтому он соответствует критериям новизны и изобретательского уровня.

На фигуре 1 представлена структурная схема устройства, функционирующего по предлагаемому способу.

На фигурах 2-5 представлены результаты численного моделирования работы устройства, функционирующего согласно предлагаемому способу при приеме сигналов аналоговой авиационной радиосвязи для классов излучений A3E, F3E.

По предлагаемому способу осуществляют одновременное выполнение следующих операций:

- оценку вектора текущих значений параметров сигнала с использованием метода нелинейной фильтрации;

- оценку вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы с использованием алгоритма линейной фильтрации;

- адаптацию априорно неизвестных параметров алгоритма линейной фильтрации вектора амплитудно-фазового распределения сигнала с использованием метода максимального правдоподобия.

Рассмотрим предлагаемый способ оптимального пространственно-временного приема сигнала с отслеживанием изменяющегося направления на источник сигнала. С учетом структурной схемы устройства, функционирующего по предлагаемому способу (фигура 1), проведем теоретическое обоснование предлагаемого способа.

В аналоговой авиационной радиосвязи МВ-ДМВ диапазонов используются сигналы с аналоговыми амплитудной (AM), фазовой (ФМ) и частотной (ЧМ) модуляциями. В соответствии с классификацией Международного Союза Электросвязи, данные сигналы определены как следующие классы излучений: А3Е - двухполосная одноканальная телефония, F3E - одноканальная телефония с частотной модуляцией, G3E - одноканальная телефония с фазовой модуляцией.

Аналогично способу-прототипу, предлагаемый способ использует метод локальной гауссовской аппроксимации марковской теории нелинейной фильтрации. Для использования указанного метода определим математические модели сигнала и его параметров, математическую модель амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах приемной АР, а также математическую модель наблюдаемого сообщения.

Для сигналов аналоговой авиационной радиосвязи МВ-ДМВ диапазонов модель комплексной огибающей сигнала априорно известна:

где и - физическая огибающая и начальная фаза сигнала.

Уравнения состояния для вектора параметров (амплитуда, частота, начальная фаза) сигнала описываются системой стохастических дифференциальных уравнений [5 - Силяков В.А., Красюк В.Н. Системы авиационной радиосвязи: Учебное пособие / под ред. В.А. Силякова; СПбГУАП. СПб., 2004, с. 41; 6 - Тихонов В.И., Кульман Н.К. Нелинейная фильтрация и квазикогерентный прием сигналов. - М.: Сов. радио, 1975, с. 540]

где - векторный белый гауссовский шум с корреляционной функцией .

Динамические и случайные характеристики амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах приемной АР можно определить стохастическим уравнением состояния вектора [1, с. 273]:

где AH(t) - матрица состояния, характеризующая динамические свойства вектора ;

- образующий белый шум, характеризующий случайный характер изменения вектора .

Для записи уравнения наблюдения вектора комплексных огибающих входного сигнала на элементах АР определим следующие условия приема [7 - Ефименко B.C., Харисов В.Н. Оптимальная фильтрация в задачах пространственно-временной обработки и ее характеристики. - РЭ, 1987. Т. 32. №8, с. 1655]:

- прием ведется на антенную систему, состоящую из N элементов, расположенных в точках (начало координат совмещено с точкой ri) с радиус-векторами , на которую воздействует сигнал (источник в точке R0S с радиус-вектором);

- время корреляции комплексной огибающей сигнала много больше времени распространения между элементами антенны;

- волновой фронт сигнала плоский;

- внутренние шумы аппаратуры имеют спектр, примерно постоянный в пределах ширины спектра сигнала, т.е. для них допустима модель белого шума, и являются стационарными гауссовскими взаимно независимыми процессами.

Тогда уравнение наблюдения запишется в виде

где элементы вектора : ,

γSi(t) - комплексный коэффициент усиления i-го элемента АР в направлении полезного сигнала;

- вектор внутренних шумов каналов приемной аппаратуры, полагаемых взаимно независимыми комплексными белыми гауссовскими шумами с корреляционной функцией .

Используя уравнение состояния информационного и сопровождающих параметров (1) и уравнение наблюдения (3), получим уравнения нелинейной фильтрации неизвестных параметров сигнала с использованием локальной гауссовской аппроксимации [7, с. 1657]

,

где ,

,

где - элементы вектора .

В [7, с. 1657] показано, что потенциальные характеристики пространственно-временной фильтрации процесса при наблюдении (3) полностью определяются видом сигнала и эквивалентным шумом nЭ(t) со спектральной плотностью . Таким образом, потенциальный выигрыш в чувствительности от пространственной обработки составит и будет зависеть от количества антенных элементов АР и их коэффициентов усиления в направлении полезного сигнала.

Используя уравнения для фильтрации комплексного вектора [8 - Ван Трис Г. Теория обнаружения, оценок и модуляции. Том Ш. Обработка сигналов в радио- и гидролокации и прием случайных гауссовых сигналов на фоне помех. Нью-Йорк, 1971. Под ред. проф. В.Т. Горяинова / Пер. с англ. - М.: «Сов. радио», 1977, с. 635], уравнение состояния вектора амплитудно-фазового распределения (2) и уравнение наблюдения (3), запишем уравнение фильтрации вектора

,

где - производная по времени от логарифма функции правдоподобия,

RH - корреляционная матрица ошибок фильтрации вектора .

Вычислив производную

,

получим окончательное уравнение фильтрации вектора

Матрицы AH(t) и RH(t) в уравнении (5) являются априорно неизвестными. Их оценка может быть получена с использованием адаптации параметров алгоритмов фильтрации случайных процессов методом максимального правдоподобия. В работе [9 - Сосулин Ю.Г, Паршин Ю.Н., Гусев С.И. Адаптация параметров алгоритмов фильтрации случайных процессов методом максимального правдоподобия. - Радиотехника, 1999. №10, с. 67] показано, что для адаптации параметров алгоритмов фильтрации в качестве целевой функции конструктивным является использование условного отношения правдоподобия. Стохастический функционал, характеризующий качество адаптации параметров алгоритма фильтрации, может быть представлен в виде

.

С учетом некоррелированности элементов вектора матрицы AH и RH принимаются диагональными, и адаптация выполняется по каждому диагональному элементу aH[ii](t) и rH[ii](t) матриц AH(t) и RH(t) отдельно. Градиенты функционала J(AH,RH,t) по элементам aH[ii] и rH[ii] запишутся в следующем виде

На основе адаптивного подхода [9, с. 70] из условий оптимальности и уравнения фильтрации вектора (5) получаем уравнения оценки диагональных элементов aH[ii](t) и rH[ii](t) матриц AH(t) и RH(t)

,

,

,

где μaH и μrH - коэффициенты адаптации.

Системы уравнений (4), (5) и (6) составляют полную систему уравнений для оптимальной пространственно-временной фильтрации неизвестных параметров сигнала для аналоговой авиационной радиосвязи МВ-ДМВ диапазонов.

Использование локальной гауссовской аппроксимации при разработке способа подразумевает получение текущих оценок , являющихся оптимальными одновременно по двум критериям: минимума СКО и максимума апостериорной плотности вероятности [10 - Тихонов В.И., Харисов В.Н. Статистический анализ и синтез радиотехнических устройств и систем: Учеб. пособие для вузов. - М.: Радио и связь, 1991, с. 313].

Таким образом, оценка информационного сообщения, входящего в число параметров сигнала, будет отвечать критериям минимума СКО и максимума апостериорной плотности вероятности.

Работа устройства, функционирующего по предложенному способу, может быть проиллюстрирована с помощью фигуры 1.

Устройство состоит из:

1 - N-элементной АР;

2 - N-канального когерентного радиоприемного тракта (КРТ);

3 - модуля фильтрации параметров сигнала (МФПС);

4 - модуля фильтрации вектора амплитудно-фазового распределения сигнала (МФАФР);

5 - модуля адаптации параметров алгоритма фильтрации вектора амплитудно-фазового распределения сигнала (МАП).

Входной сигнал через излучатели АР 1 поступает в КРТ 2, где путем когерентных преобразований (полосовой фильтрации, переноса спектра, аналого-цифрового преобразования) преобразуется в вектор комплексных огибающих входного сигнала .

С выхода КРТ 2 вектор комплексных огибающих входного сигнала поступает в МФПС 3, МФАФР 4 и МАП 5.

В МФПС 3 путем нелинейной фильтрации с использованием оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала формируется вектор оценки информационных и сопровождающих параметров сигнала (4). С выхода МФПС 3 вектор поступает в МФАФР 4 и МАП 5. Одновременно с выхода МФПС 3 на выход устройства поступает оценка информационного сообщения , которая выделяется из вектора .

В МФАФР 4 с использованием алгоритма линейной фильтрации формируется оценка вектора амплитудно-фазового распределения сигнала (5). Линейная фильтрация выполняется с использованием вектора оценки текущих значений параметров сигнала , а также параметров алгоритма линейной фильтрации AH и RH полученных в МАП 5. С выхода МФАФР 4 оценка вектора амплитудно-фазового распределения сигнала поступает в МФПС 3 и МАП 5.

В МАП 5 выполняется адаптация априорно неизвестных параметров AH и RH алгоритма линейной фильтрации вектора амплитудно-фазового распределения с использованием метода максимального правдоподобия (6). При адаптации используются вектор оценки текущих значений параметров сигнала и оценка вектора амплитудно-фазового распределения сигнала . С выходов МАП 5 параметры AH и RH поступают в МФАФР 4.

Для оценки эффективности предлагаемого способа было проведено численное моделирование. Результаты моделирования представлены на фигурах 2…5. При моделировании использовались модели сигналов А3Е, F3E со следующими параметрами.

А3Е: верхняя частота модуляции - 3 кГц; коэффициент амплитудной модуляции - 0,85; модулирующий сигнал - гармоническое колебание с частотой 1 кГц; полоса сигнала - 6 кГц; уровень фазовых шумов генератора несущей частоты - не более минус 100 дБ/Гц при отстройке на 10 кГц.

F3E: верхняя частота модуляции - 3 кГц; пиковая девиация частоты - 5,6 кГц; индекс угловой модуляции - 1,87; модулирующий сигнал -гармоническое колебание с частотой 1 кГц; полоса сигнала - 17,2 кГц; уровень фазовых шумов генератора несущей частоты - не более минус 100 дБ/Гц при отстройке на 10 кГц.

Для моделирования амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах приемной АР использовались координаты конформной 8-элементной АР, расположенной в нижней части фюзеляжа носителя. Влияние фюзеляжа и диаграмм направленности отдельных элементов не учитывалось (γSi=1, i=1…8). При этом потенциальный выигрыш от пространственной обработки составляет 9 дБ. Рассмотрена ситуация, когда источник сигнала движется параллельным курсом с носителем на расстоянии 1 км от приемной АР с относительной скоростью 3600 км/ч.

Погрешность начального определения направления на источник сигнала по азимуту и углу места 3°.

На фигуре 2 сплошной линией изображена полученная в ходе численного моделирования зависимость выходного отношения «сигнал/шум» SNRAM_ВЫХ от входного отношения «сигнал/шум» SNRAM_ВХ для сигнала А3Е при приеме на восьмиэлементную АР. Штриховой линией показана потенциальная зависимость SNRAM_ВЫХ/SNRAM_ВХ с учетом потенциального выигрыша от пространственной обработки.

На фигуре 3 представлены полученные в ходе численного моделирования диаграммы направленности в азимутальной плоскости для сигнала А3Е при приеме на восьмиэлементную АР. Тонкой сплошной линией показана заданная диаграмма направленности, соответствующая направлению на полезный сигнал с погрешностью по азимуту и углу места 3° в начале наблюдения. Штриховой линией показана диаграмма направленности, соответствующая точному направлению на полезный сигнал в конце наблюдения. Толстой сплошной линией показана полученная диаграмма направленности в конце наблюдения.

На фигуре 4 сплошной линией изображена полученная в ходе численного моделирования зависимость выходного отношения «сигнал/шум» SNRFM_ВЫХ от входного отношения «сигнал/шум» SNRFM_ВХ для сигнала F3E при приеме на восьмиэлементную АР. Штриховой линией показана потенциальная зависимость SNRFM_ВЫХ/SNRFM_ВХ с учетом потенциального выигрыша от пространственной обработки.

На фигуре 5 представлены полученные в ходе численного моделирования диаграммы направленности в азимутальной плоскости для сигнала F3E при приеме на восьмиэлементную АР. Тонкой сплошной линией показана заданная диаграмма направленности, соответствующая направлению на полезный сигнал с погрешностью по азимуту и углу места 3° в начале наблюдения. Штриховой линией показана диаграмма направленности, соответствующая точному направлению на полезный сигнал в конце наблюдения. Толстой сплошной линией показана полученная диаграмма направленности в конце наблюдения.

Анализ результатов моделирования алгоритмов пространственно-временного приема сигналов А3Е, F3E показал, что:

- способ обеспечивает выигрыш в чувствительности радиоприемного тракта авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона, равный потенциальному выигрышу от пространственной обработки минус 1…2 дБ;

- способ обеспечивает прием сигнала при перемещении источника сигнала с относительной скоростью 3600 км/ч на расстоянии от 1 км при погрешности определения направления на источник сигнала по азимуту и углу места 3°.

Таким образом, одновременное выполнение оценки вектора текущих значений параметров сигнала методом нелинейной фильтрации, и оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной решетки с использованием алгоритма линейной фильтрации, и адаптации априорно неизвестных параметров алгоритма линейной фильтрации вектора амплитудно-фазового распределения методом максимального правдоподобия, позволяет повысить чувствительность радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона.

Предлагаемый способ может быть использован при разработке радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона, где используются АР с цифровым формированием диаграммы направленности.

Способ пространственно-временного приема сигналов с аналоговой модуляцией с отслеживанием изменяющегося направления на источник сигнала, при котором осуществляют оценку вектора текущих значений параметров сигнала и оценку вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы, отличающийся тем, что оценку вектора амплитудно-фазового распределения сигнала осуществляют с использованием алгоритма линейной фильтрации, а адаптацию априорно неизвестных параметров алгоритма линейной фильтрации вектора амплитудно-фазового распределения сигнала осуществляют методом максимального правдоподобия.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано в качестве наземной передающей и/или приемной антенны с эллиптической (круговой) поляризацией. Антенна содержит четыре одинаковых симметричных вибратора, установленные на опоре-мачте и наклоненные на одинаковый угол по отношению к плоскости.

Изобретение относится к радиолокации, а именно к способам формирования диаграммы направленности цифровыми антенными решетками при обзоре пространства и земной поверхности, и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС).

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано при создании антенных систем во вторичной радиолокации. Антенная система вторичного радиолокатора состоит из основной антенны канала запроса, антенны канала подавления боковых лепестков, установленной вне основной антенны канала запроса.

Изобретение относится к технике измерений ФАР с большим числом N элементов и может применяться для их диагностики при частичном или полном отказе устройства управления фазой части излучателей тестируемой ФАР в процессе разработки, изготовления, настройки и эксплуатации ФАР.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано при разработке устройств для излучения радиоволн преимущественно дециметрового и более длинноволнового диапазона электромагнитных волн.

Изобретение относится к антенной технике. Устройство для беспроводной связи, содержащее: антенный модуль миллиметрового диапазона, содержащий по меньшей мере два антенных элемента, корпус, включающий в себя проводящие структуры с апертурой для согласования антенного модуля с внешним пространством.

Изобретение относится к радиоэлектронной аппаратуре и может применяться в антенной технике в качестве полотна антенного фазированной антенной решетки (ФАР). Техническим результатом, на достижение которого направлено предлагаемое техническое решение, является расширение функциональных возможностей, упрощение конструкции, точность позиционирования и надежность крепления большого количества элементов ФАР.

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к антенной технике, и может быть использовано в составе радиолокационных станций. Способ формирования круговой зоны электронного сканирования цилиндрической фазированной антенной решетки, основан на размещении на ее поверхности излучателей, объединенных по образующей цилиндра в эквидистантно расположенные линейки излучателей, формирующие одинаковые диаграммы направленности, определении размеров углового сектора расположения линеек излучателей, излучении плоского поля путем электронного управления фазовым сдвигом сигналов, проходящих через излучатели.

Изобретение относится к области приемопередающих антенных решеток наклонной поляризации для ретрансляторов связи. Особенностью заявленной антенной решетки наклонной поляризации модуля позиционирования и дальней связи мобильного многофункционального аппаратно-программного комплекса длительного кардиомониторирования и эргометрии является то, что все антенные излучатели выполнены в виде V-образных вибраторов, каждый антенный излучатель N пары дополнительно содержит второй V-образный вибратор, соединенный противофазно с первым V-образным вибратором, когда первое левое плечо первого V-образного вибратора отрицательного потенциала первого излучателя N пары соединено со вторым правым плечом второго V-образного вибратора отрицательного потенциала первого излучателя N пары, а второе правое плечо первого V-образного вибратора положительного потенциала первого излучателя N пары соединено с первым левым плечом второго вибратора положительного потенциала первого излучателя N пары.

Изобретение относится к области приемопередающих антенных решеток наклонной поляризации для ретрансляторов связи. Особенностью заявленной приемопередающей антенной решетки модуля позиционирования и дальней связи мобильного многофункционального аппаратно-программного комплекса длительного кардиомониторирования и эргометрии является то, что все антенные излучатели выполнены в виде V-образных вибраторов, каждый антенный излучатель N пары дополнительно содержит второй V-образный вибратор, соединенный противофазно с первым V-образным вибратором, когда первое левое плечо первого V-образного вибратора отрицательного потенциала первого излучателя N пары соединено со вторым правым плечом второго V-образного вибратора отрицательного потенциала первого излучателя N пары, а второе правое плечо первого V-образного вибратора положительного потенциала первого излучателя N пары соединено с первым левым плечом второго вибратора положительного потенциала первого излучателя N пары.

Изобретение относится к фазированной антенной решетке, более конкретно - к фазированной антенной решетке с адаптируемой поляризацией для мобильного устройства. Монолитно-интегрированный антенный модуль миллиметрового диапазона содержит множество антенных элементов, радиочастотную интегральную схему (RFIC) и цепь питания. Причем каждый из упомянутых антенных элементов является антенным элементом сдвоенного типа, выполненным с возможностью возбуждения двух режимов ортогональной поляризации. Цепь питания выполнена с возможностью соединения портов упомянутой RFIC с каждым из антенных элементов сдвоенного типа для возбуждения двух различных режимов поляризации и формирования луча. Технический результат заключается в обеспечении высокого коэффициента усиления при небольших размерах и эффективном использовании поверхности мобильного устройства. 2 н. и 14 з.п. ф-лы, 13 ил.

Изобретение относится к антенной технике и, в частности, к конструированию цифровых кольцевых антенных решеток (ЦКАР). Цифровая кольцевая антенная решетка содержит печатные антенные излучатели, полосковые и микрополосковые линии передачи, линии питания и управления, антенна выполнена в виде круглой формы, где установлены печатные антенные излучатели, основание выполнено в виде составного металлического многогранника, аппроксимирующего тороид, на лицевой стороне основания расположены печатные излучатели антенные (тип антенны - Вивальди), соединенные высокочастотными разъемами с цифровыми приемопередающими модулями, расположенными на противоположной стороне основания, модули системы питания, модули функционального управления и обработки информации, модуль синтезатора сигналов и разветвителя частоты, которые установлены на составное металлическое основание через теплопроводящую прокладку и прижимаемые резьбовыми фиксаторами. Технический результат заключается в повышении точности определения координат и повышении быстродействия за счет цифровой обработки и синтеза сигналов. 2 з.п. ф-лы, 2 ил.

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано в радиотехнических системах связи при передаче широкополосных сигналов в условиях ведения радиоразведки, а также для обеспечения электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств и электромагнитной экологии. В передающую адаптивную антенную решетку, содержащую N антенных элементов, N блоков комплексного взвешивания сигналов, адаптивный процессор, выполненный из совокупности К блоков формирования весовых коэффициентов, дополнительно введены система усилителей, N цифро-аналоговых преобразователей, система распределения мощности, источник питания, возбудитель, модулятор, в адаптивный процессор дополнительно введен блок аппроксимации вектора весовых коэффициентов, а в каждый из К блоков формирования вектора весовых коэффициентов дополнительно введены блок формирования управляющего вектора и блок формирования помехового вектора. Технический результат заключается в возможности обеспечения передачи широкополосных сигналов в необходимых направлениях в условиях обеспечения радиоскрытности, электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств и электромагнитной экологии. 7 ил.

Изобретение относится к устройству для мультистатических измерений сверхвысокочастотных (СВЧ) сигналов с антенным устройством, которое содержит несколько антенных кластеров, и к способу выполнения устройства. Способ конфигурации мультистатического измерительного устройства с антенным устройством (100), которое образуется из нескольких антенных кластеров (101), где каждый антенный кластер (101) содержит несколько передающих антенн (11) и несколько приемных антенн (12). Конфигурационная группа (102, 108, 109, 110, 111, 112) конфигурируется посредством размещения подгруппы антенных кластеров (101) антенного устройства (100) в конфигурационной группе (102, 108, 109, 110, 111, 112). Подгруппа антенных кластеров (101) данной конфигурационной группы (102, 108, 109, 110, 111, 112) конфигурируется в качестве приемного кластера, в котором активируются исключительно приемные антенны (12) антенного кластера (101). Подгруппа антенных кластеров (101) конфигурационной группы (102, 108, 109, 110, 111, 112) конфигурируется в качестве передающих кластеров (105) посредством активации передающих антенн (11). СВЧ-сигналы, излучаемые всеми передающими антеннами (11) всех передающих кластеров (105) конфигурационной группы (102, 108, 109, 110, 111, 112) и отражаемые от объекта, измеряются в каждой приемной антенне (12) приемных кластеров (104) конфигурационной группы (102, 108, 109, 110, 111, 112). Технический результат заключается в возможности получать изображение с относительно низкими требованиями к вычислительным ресурсам. 2 н. и 17 з.п. ф-лы, 11 ил.

Изобретение относится к радиотехнике, может быть использовано в радиолокации, а также в системах радиоэлектронного подавления. Устройство содержит систему формирования когерентной сетки частот (1), излучающие элементы (2), управляемые фазовращатели (3), систему управления фазовращателями (4), импульсные модуляторы (5), импульсный генератор (6), управляемые линии задержки (7), систему управления задержкой импульса (8), опорный генератор (9) и синхронизатор систем управления линиями задержки и управляемыми фазовращателями (10). Технический результат изобретения заключается в устранении зависимости периода формируемых импульсов от количества спектральных компонент сигнала для заданной ширины спектра. 4 ил.

Изобретение относится к области радиотехники СВЧ- и КВЧ-диапазонов. Модуль проходной фазированной антенной решетки (ФАР) содержит основание модуля в виде печатной платы и элементы ФАР, соединенные с основанием модуля. На основании модуля в пространстве между элементами ФАР размещены драйверы системы управления лучом (СУЛ), выполненные в виде интегральных микросхем и электронных компонентов. При этом печатная плата элемента ФАР может содержать вырез между контактными площадками, в котором размещены микросхемы драйверов СУЛ и электронные компоненты. Микросхема драйвера СУЛ обеспечивает управление одним или несколькими фазовращателями элементов ФАР путем подачи на элемент управления каждого фазовращателя двух разнополярных управляющих импульсов напряжения с регулируемыми длительностями и интервалом между ними, а также контроль установленных управляемых фазовых сдвигов и контроль целостности электрических цепей и фазовращателей элементов ФАР. Технический результат состоит в обеспечении возможности управления фазовращателями элементов ФАР непосредственно в модуле проходной ФАР при шаге расположения элементов ФАР, позволяющем обеспечить однолучевое электрическое сканирование с максимальным углом отклонения луча от нормали к раскрыву ФАР не менее 45°. Применение таких модулей при построении ФАР с широкоугольным электрическим сканированием луча позволяет существенно уменьшить габариты антенной системы, включающей ФАР и систему управления лучом, значительно упростить коммутацию цепей управления фазовращателями элементов ФАР за счет исключения длинных проводников, соединяющих фазовращатели с системой управления лучом, и в результате повысить технологичность сборки и надежность антенной системы в целом, а также увеличить коэффициент усиления ФАР за счет снижения погрешности установки требуемых фазовых сдвигов в фазовращателях. Использование модулей проходной ФАР в антенных системах с количеством элементов 10000 и более дает возможность сохранить низкое вносимое элементом ФАР ослабление за счет отсутствия необходимости увеличения его длины при большом количестве элементов в модуле ФАР и, таким образом, сохранить высокий коэффициент усиления ФАР. 8 з.п. ф-лы, 5 ил.

Изобретение относится к антенной технике и может использоваться для калибровки приемных активных фазированных антенных решеток (АФАР), применяемых в радиолокационных станциях дальнего обнаружения. На вход каждого приемного модуля подают калибровочный сигнал в виде когерентной последовательности N радиоимпульсов, мощность которых имеет значения одного порядка с мощностью сигналов, поступающих на входы приемных модулей при работе РЛС в штатном режиме. После их усиления, преобразования на промежуточную частоту и аналого-цифрового преобразования с выделением квадратурных составляющих комплексных амплитуд выходных сигналов приемных модулей осуществляют их последовательное N-кратное когерентное суммирование. Формируют комплексные калибровочные коэффициенты путем сравнения комплексной амплитуды накопленного выходного сигнала приемного модуля, принятого за опорный, с комплексными амплитудами накопленных выходных сигналов калибруемых приемных модулей. Выравнивание комплексных коэффициентов передачи приемных модулей для обеспечения равномерного амплитудно-фазового распределения поля на раскрыве АФАР осуществляют путем комплексного умножения комплексных амплитуд выходных сигналов калибруемых приемных модулей на соответствующие комплексные калибровочные коэффициенты. Причем диаграмму направленности АФАР формируют путем весового суммирования комплексной амплитуды выходного сигнала опорного приемного модуля со скорректированными значениями комплексных амплитуд выходных сигналов всех калибруемых приемных модулей. Технический результат заключается в повышении точности калибровки при одновременном упрощении конструкции приемного модуля АФАР. 2 н.п. ф-лы, 4 ил.

Изобретение относится к антенно-фидерным устройствам, а именно к антеннам, предназначенным для излучения и приема волн двух ортогональных поляризаций. Результат достигается тем, что в турникетной антенне, содержащей два крестообразно расположенных вибратора, к зазору в средней точке которых присоединены входные коаксиальные кабели, плечи вибраторов выполнены из металлического листа в виде равнобедренных прямоугольных треугольников, расположенных в одной плоскости, с вершинами прямого угла в центре антенны. Дальние от центра антенны края каждого вибратора соединены между собой металлической полосой, расположенной по биссектрисе прямого угла. Ширина металлической полосы и высота ее расположения над вибраторами много меньше длины рабочей волны. Входные кабели проложены от центра антенны по металлическим полосам к одному из плеч каждого вибратора и по нему к зазору между плечами вибратора. Технический результат изобретения состоит в расширении частотного диапазона, упрощении конструкции, уменьшении габаритов, улучшении согласования. 1 з.п. ф-лы, 7 ил.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в различных устройствах, требующих получения радиоимпульсов с высокой импульсной мощностью, например в системах дальней космической связи и радиолокации. В изобретении используется прототип, включающий в себя сканирующую антенную решетку и фазированную антенную решетку (ФАР) проходного типа. Прототип позволяет формировать и излучать импульсные сигналы, мощность которых в N2 раз превышает мощность, подводимую к одному элементу сканирующей решетки, где N - количество элементов сканирующей антенной решетки. Однако энергопотенциал прототипа ограничен площадью эффективной поверхности раскрыва ФАР проходного типа. С целью увеличения энергопотенциала в прототип введена двухзеркальная антенна, ФАР проходного типа выполняет роль облучателя вспомогательного зеркала этой антенны, при этом передающая апертура этой ФАР сфокусирована на точку, отличающуюся от точки фокуса основного зеркала двухзеркальной антенны. Эффективная поверхность двухзеркальной антенны может на порядки превосходить эффективную поверхность ФАР прототипа, позволяя пропорционально увеличить энергопотенциал устройства. 9 ил.

Изобретение относится к антенной технике и предназначено для калибровки приемно-передающих активных фазированных антенных решеток (ФАР). Способ калибровки активной ФАР, в котором для калибровки приемных каналов приемно-передающих модулей на их входы подают контрольный сигнал, на основе сравнения амплитуд и фаз выходных сигналов приемных каналов калибруемых модулей с амплитудой и фазой выходного сигнала приемного канала опорного приемно-передающего модуля формируют корректирующие сигналы, которые используют для регулировки комплексных коэффициентов передачи приемных каналов калибруемых приемно-передающих модулей. Аналогично осуществляют калибровку и передающих каналов приемно-передающих модулей, причем калибровка передающих каналов модулей производится независимо от калибровки приемных каналов модулей, в качестве опорного выбирается приемно-передающий модуль, расположенный в центре апертуры активной ФАР, а формирование корректирующих сигналов осуществляют с учетом обеспечения требуемого закона амплитудного распределения поля на апертуре приемно-передающей активной ФАР. Техническим результатом является повышение точности калибровки передающих каналов приемно-передающих модулей активной ФАР, расширение области возможных применений способа калибровки и обеспечение требуемого амплитудного распределения на апертуре антенны. 2 н.п. ф-лы, 1 ил.

Изобретение относится к радиоприемной технике и может быть использовано в авиационных системах радиосвязи МВ-ДМВ диапазона. Способ предлагает одновременное выполнение следующих операций: оценку вектора текущих значений параметров сигнала методом нелинейной фильтрации с использованием оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы ; оценку вектора амплитудно-фазового распределения сигнала с использованием алгоритма линейной фильтрации и с использованием оценки вектора текущих значений параметров сигнала, а также параметров алгоритма линейной фильтрации AH и RH, полученных в результате адаптации; адаптацию априорно неизвестных параметров алгоритма линейной фильтрации AH и RH вектора амплитудно-фазового распределения сигнала методом максимального правдоподобия с использованием оценки вектора текущих значений параметров сигнала, а также оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала. Технический результат заключается в повышении чувствительности радиоприемных трактов авиационных систем радиосвязи МВ-ДМВ диапазона за счет использования алгоритма линейной фильтрации для оценки вектора амплитудно-фазового распределения сигнала на элементах антенной системы. 5 ил.

Наверх