Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов р3 и р4 (варианты)

Изобретение относится к радиолокационным и гидролокационным системам с импульсным сжатием многофазных кодов. Технический результат заключается в обеспечении подавления боковых лепестков с увеличением числа многофазных кодов. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N содержит первый цифровой фильтр с конечной импульсной характеристикой (КИХ) порядка N-1, формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с КИХ порядка N+1, сумматор, линию задержки на длительность одного кодового элемента, вычитатель, линию задержки на длительность двух кодовых элементов. 3 н.п. ф-лы, 4 ил.

 

Предлагаемые устройства относятся к радиолокационным и гидролокационным системам с импульсным сжатием многофазных кодов, в которых с целью улучшения качества сжатия сигналов производится подавление боковых лепестков, возникающих в процессе сжатия.

В настоящее время в радиолокации и гидролокации широкое распространение получили фазокодированные импульсы на основе идеальных многофазных кодов Р3 и Р4 длины N. Эти коды формируются посредством соответствующей дискретной аппроксимации линейно-частотно модулированного (ЛЧМ) сигнала и поэтому обладают основными его достоинствами: относительно небольшими боковыми лепестками апериодической автокорреляционной функции (ААКФ) и большей по сравнению с двоичными последовательностями, включая коды Баркера, толерантностью к Доплеру. В то же время максимальный уровень боковых лепестков ААКФ кодов Р3/Р4 приблизительно равен , т.е. многократно превышает единичный уровень боковых лепестков кодов Баркера. Другими достоинствами сигналов на основе кодов Р3 и Р4 является то, что они существуют для любого значения N и имеют равномерный спектр, близкий к спектру шума.

Подробно проблема подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов исследуется в (N. Levanon, Е. Mozeson. Radarsignals. JohnWiley&Sons, Inc, 2004). В данном источнике рассматривается возможность уменьшения боковых лепестков многофазных кодов Р3 и Р4 за счет сжатия сигнала в несогласованном фильтре с использованием амплитудного оконного взвешивания. Для этого применяются различные оконные функции, в частности функции Хэмминга, Кайзера-Бесселя, Блэкмана и др. Расчеты показывают, что максимальный уровень боковых лепестков относительно главного лепестка (PSL) для кодов Р3 и Р4 при использовании оконных функций Хэмминга и Блэкмана составляет величину не менее -20lgN dB при энергетических потерях (уменьшении отношения сигнал/шум на выходе) порядка 1,5 dB и ширине главного лепестка на уровне PSL 3τ и 4.5τ соответственно, где τ - длительность одного кодового элемента.

Известно также устройство подавления боковых лепестков при сжатии кодов Р3 и Р4 с помощью цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра), переходная импульсная характеристика которого равна разности (сумме) комплексно-сопряженных символов кода Р3 (Р4) и циклически сдвинутой на одну позицию (разряд) влево его копии (W.K. Lee and H.D. Griffiths Pulse compression filter generating optimal uniform range sidelobe level. Electron. Lett., 1999, 35(11), pp. 873-875). При этом PSL уменьшается до значения - 20lgN+2 dB, а ширина главного лепестка равна 2τ. Потери сигнал/шум на выходе этого устройства составляют -3 dB. В литературе это устройство получило название фильтра By.

Относительное улучшение PSL на 2 dB может быть получено при использовании устройства, содержащего фильтр By и формирователь корректирующего сигнала (W.K. Lee, H.D. GriffithsandR. Benjamin. Integrated sidelobe energy reduction technique using optimal polyphase code. Electronics Letters, 1999, vol. 35, No. 24, pp. 2090-2091 и Woo-Kyuing Lee and Hugh D. Griffiths. A New pulse compression technique generating optimal uniform range sidelobe and reducing sidelobe level. IEEEInternationalradarconference, 2000, pp. 441-446).

Устройства подавления боковых лепестков рассматриваются, в частности, в российских и зарубежных патентных документах (RU 2198465 С2, H04B 7/26, 20.09.2002; RU 2236086 С2, H04B 1/707, 20.01.2004; RU 2109401 C1, H04B 1/62, 20.04.1998; US 4507659 A, G01S 13/28, 26.03.1985 и др.).

Наиболее близким к предлагаемому устройству является устройство (RU 2515768 C1, H03L 7/00, G01S 13/00, 21.01.2013), содержащее соединенные по входу цифровой фильтр By и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра) порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, причем введены линия задержки на длительность одного кодового элемента τ и двухвходовый сумматор/вычитатель, при этом выход фильтра By подключен к входу линии задержки и к первому входу сумматора/вычитателя, второй вход которого подключен к выходу линии задержки, а выход соединен со вторым входом сумматора.

В зависимости от типа входного многофазного кода выбирается тот или иной вариант устройства: с одним сумматором и вычитателем для кода Р3 и двумя сумматорами для кода Р4.

В основе данного устройства лежит метод импульсного сжатия с помощью согласованного фильтра многофазного кода Е_Р3/Е_Р4, являющегося разностью/суммой исходного кода Р3/Р4 и его циклически сдвинутой на одну позицию влево копии. Существенным недостатком данного метода является отличный от единицы (равный двум) пик-фактор и, как следствие, повышенные требования к линейности усилителя мощности при передаче и точности квантования сигнала при приеме (Uttara M. Kumaria, K. Rajearakeswari, Murali K. Krishna. "Lowsidelobe Patternusing Woofilter". Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU) 59(2005), pp. 499-501).

С целью устранения этого недостатка в устройстве подавления боковых лепестков по патенту RU2515768 C1, опубликованному 21.01.2013, формирование комбинированного кода Е_Р3/Е_Р4 выполняется не в передатчике, а в приемнике. Вначале из входного фазокодированного импульса Р3/Р4 в приемнике формируется сигнал, являющийся разностью/суммой входного сигнала и его задержанной на длительность одного кодового элемента копии, а затем сжимается в фильтре с соответствующей КИХ с последующей корректировкой. В результате за счет энергетических потерь порядка -1.7 dB получается единичный пик-фактор излучаемого сигнала передатчика при таком же PSL=-30lgN+1,33 dB, как при обработке кода Е_Р3/Е_Р4.

Недостатком изобретения указанного устройства является то, что такое подавление боковых лепестков реализуется в нем только для входных сигналов, сформированных на основе циклического сдвига на один разряд влево кода Р4 произвольной длины и кода Р3 четной длины. Заметим, что для всех остальных циклических сдвигов кодов Р3/Р4 уровень боковых лепестков на выходе данного устройства оказывается достаточно высоким.

В то же время в работе (Uttara M. Kumaria, K. Rajearakeswari, Murali K. Krishna. "Lowsidelobe Patternusing Woofilter". Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU) 59(2005), pp. 499-501) было показано, что сигналы на основе суммы/разности кода Р4/Р3 и его циклического сдвига на один разряд вправо обладают почти такими же боковыми лепестками (PSL=-30lgN+1,43dB) при их импульсном сжатии в согласованном фильтре, как и коды Е_Р3/Е_Р4.

Это делает возможным на передающей стороне излучать сигнал на основе кода Р4/Р3 (нулевой сдвиг), где P4 – код произвольной длины, а P3 – код четной длины, а на приемной стороне из входного сигнала сформировать новый комбинированный сигнал и обработать его с таким же подавлением боковых лепестков, как в устройстве подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов (RU 2515768 C1, 21.01.2013).

Технический результат настоящего изобретения заключается в увеличении числа многофазных кодов за счет сдвиговых копий кодов Р3/Р4, которые при их сжатии обеспечивают уровень подавления боковых лепестков порядка PSL=-30lgN+1.33 dB для всех значений временных сдвигов (отсчетов), исключая двух ±N, в которых относительный уровень боковых лепестков равен -20lgN. При этом ширина главного лепестка на уровне PSL равна 3τ, а потери сигнал/шум на выходе этого устройства составляют -1.7 dB.

Указанный результат для кода Р3 длины Ν (N - четно) достигается устройством подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащим соединенные по входу первый цифровой фильтр с конечной импульсной характеристикой (КИХ) порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с КИХ порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, соединенного по своему второму входу с выходом линии задержки, отличающимся тем, что дополнительно введена линия задержки на длительность двух кодовых элементов, вход которой соединен с выходом вычитателя, а выход подключен ко второму входу сумматора, при этом импульсная характеристика первого фильтра описывается выражением ((Ρ3_-1-P3)^*)_inv, а КИХ второго фильтра, соответственно, вектором (t, -t, 0, 0, 0, … 0, -t, t), где t=exp(-iπ/N). Здесь Ρ3_-1 есть циклический сдвиг на 1 ряд вправо кода Р3, знаком «-» обозначена операция арифметического вычитания над элементами (разрядами) кода, символом «*» обозначена операция комплексного сопряжения, применяемого ко всем N элементам вектора (Р3_-1-Р3), а индекс «inv» обозначает временную инверсию.

Блок-схема этого устройства представлена на Фиг. 1.

Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N содержит цифровой фильтр 1 с импульсной характеристикой ((P3_-1-P3)^*)_inv и формирователь цифрового корректирующего сигнала 4, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код 2 и цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра) 3 порядка N+1 с N+2 коэффициентами t, -t, 0, 0, … 0, -t, t, сумматор 8, линию задержки 5 на длительность τ, двухвходовый вычитатель 6, линию задержки 7 на длительность 2τ и сумматор 8.

Устройство работает следующим образом.

Входная последовательность отсчетов кода Р3 четной длины, представленного суммой реальной и мнимой составляющих I и Q, поступает на вход цифрового фильтра 1 и на вход формирователя комплекснозначного корректирующего сигнала 4. Сигнал с выхода фильтра 1 поступает на первый вход вычитателя 6 и вход линии задержки 5, выход которой соединен со вторым входом вычитателя 6. В сумматоре 8 производится сложение корректирующего сигнала с выхода фильтра 3 и задержанного на 2τ в линии задержки 7 выходного сигнала вычитателя 6. В результате на выходе устройства реализуется сигнал, который в диапазоне [-Ν+1, Ν-1] совпадает с автокорреляционной функцией сигнала, являющегося разностью кода Р3 и его циклически сдвинутой на одну позицию вправо копии, а на крайних сдвигах ±N его абсолютное значение равно 1 (соответствующий относительный уровень -20lgN-6 dB). Тогда, согласно проведенным расчетам, относительный уровень боковых лепестков сжатого выходного сигнала в диапазоне [-N+1, N-1] меньше или равен -30lgN+1.33 dB.

Схема обработки кода Р3 нечетной длины совпадает со схемой, представленной на Фиг. 1, за тем исключением, что импульсная характеристика фильтра 1 описывается выражением ((P3m_-1-P3)^*)_inv, где P3m_-1 совпадает с Ρ3_-1, за исключением первого элемента, взятого с противоположным знаком, а импульсная характеристика фильтра порядка N+1 имеет вид (t, -t, 0, 0, 0 …, 0, t, -t), где t=-exp(-iπ/N).

Аналогичный результат реализуется для кода Р4 длины N в устройстве, представленном на Фиг. 2.

В этом случае в устройство, содержащее фильтр с КИХ 9, формирователь корректирующего сигнала 10, состоящий из последовательно соединенных устройств преобразования 11 кода в комплексно сопряженный ему код и цифрового КИХ-фильтра 12 порядка N+1 с N+2 коэффициентами, линию задержки 13 на длительность τ, двухвходовый сумматор 14, двухвходовый сумматор 16, введена линия задержки 15 на длительность 2τ, а импульсная характеристика фильтра 8 описывается выражением ((Ρ4_-1+Р4)^*)_inv, а КИХ фильтра 11, соответственно, вектором (t, t, 0, 0, 0, … 0, -t, -t), где t=-exp(-iπ/N). Здесь Ρ4_-1 есть циклический сдвиг на 1 разряд вправо кода Р4, знаком "+" обозначена операция арифметического сложения над комплекснозначными элементами (разрядами) кода, символом «*» обозначена операция комплексного сопряжения, применяемого ко всем N элементам вектора (Р4_-1+Р4), а индекс «inv» обозначает операцию временной инверсии.

Устройство работает следующим образом.

Входная последовательность отсчетов кода Р4, представленного суммой реальной и мнимой составляющих I и Q, поступает на вход цифрового фильтра 9 для кода Р4 и на вход формирователя комплекснозначного корректирующего сигнала 10. Сигнал с выхода фильтра 9 поступает на первый вход сумматора 14 и вход линии задержки 13, выход которой соединен со вторым входом сумматора 14. В сумматоре 16 производится сложение корректирующего сигнала с выхода фильтра 12 и задержанного на 2τ в линии задержки 15 и выходного сигнала сумматора 14. В результате на выходе устройства реализуется сигнал, который в диапазоне [-Ν+1, Ν-1] совпадает с автокорреляционной функцией сигнала, являющегося суммой кода Р4 и его циклически сдвинутой на одну позицию вправо копии, а на двух крайних сдвигах ±N его абсолютное значение равно 1 (относительный уровень -20lgN-6 dB). Поэтому согласно Uttara M. Kumaria, K. Rajearakeswari, Murali K. Krishna. "Low sidelobe Pattern using Woo filter". Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU) 59(2005), pp. 499-501 относительный уровень боковых лепестков сжатого выходного сигнала в диапазоне [-N+1, N-1] также меньше или равен -30lgN+1.33 dB.

Заметим, что данное изобретение приводит к сужению доплеровской полосы частот по сравнению с оптимальной обработкой кодов Е_Р3/Е_Р4. Так, например, расчеты, проведенные для кода длины N=1000, излучаемого в полосе частот В=10 МГц на частоте 1 ГГц, показывают, что при нулевом доплеровском сдвиге PSL=-88.7 dB, тогда как при доплеровских сдвигах F_D=50, 100, 250, 500 и 1000 Гц PSL=-85, -79.5, -72 и -66.5, -60.9 dB. Скорость цели при этом составляет соответственно 7.5 м/сек (27 км/час), 15 м/сек (54 км/час), 37.5 м/сек (135 км/час), 75 м/сек (270 км/час) и 150 м/сек (540 км/час). Очевидно, что при полосе В=1 МГц такое же качество подавление боковых лепестков можно получить при десятикратном уменьшении скорости цели и, следовательно, F_D. Можно показать, что вне зависимости от ширины полосы для N=1000 приемлемая доплеровская полоса частот составляет F_D<0.0001 В (F_D/B=0.01%). Кроме того, допустимое отношение F_D/B является функцией Nи почти линейно возрастает с уменьшением N.

На Фиг. 3 и Фиг. 4 изображены нормированные сигналы на выходе устройства подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов Р3/Р4 длины N=1000, передаваемых в полосе частот В=10 МГц при F_D=0 и F_D=250 Гц соответственно.

Поэтому изобретение наиболее эффективно может быть использовано в радиолокационных и гидролокационных системах с неподвижными или медленно движущимися целями, т.е. в системах с малым доплеровским сдвигом частоты.

Предлагаемое изобретение может быть реализовано на соответствующей элементной базе по типовым технологиям.

1. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащее соединенные по входу первый цифровой фильтр с конечной импульсной характеристикой порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода Р3 длины N, где N - четно, в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с КИХ порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, соединенного по своему второму входу с выходом линии задержки, отличающееся тем, что содержит линию задержки на длительность двух кодовых элементов, вход которой соединен с выходом вычитателя, а выход подключен ко второму входу сумматора, при этом импульсная характеристика первого фильтра описывается выражением ((P3_-1-P3)*)_inv, а КИХ второго фильтра, соответственно, вектором (t,-t,0,0,0,…0,-t,t), где t=exp(-iπ/N), где P3_-1-циклический сдвиг на 1 ряд вправо кода Р3, «*» -операция комплексного сопряжения, «inv» - временная инверсия.

2. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащее соединенные по входу первый цифровой фильтр с КИХ порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, соединенного по своему второму входу с выходом линии задержки, отличающееся тем, что содержит линию задержки на длительность двух кодовых элементов, вход которой соединен с выходом вычитателя, а выход подключен ко второму входу сумматора, при этом импульсная характеристика первого фильтра описывается выражением ((P3m_-1-Р3)*)_inv, причем P3m_-1 совпадает с P3_-1 а КИХ второго фильтра, соответственно, вектором (t,-t,0,0,0,…0,-t,t), где t=-exp(-iπ/N).

3. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащее соединенные по входу первый цифровой фильтр с КИХ порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода Р4 длины N в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой порядка N+1, выход которого соединен с первым входом первого сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу второго сумматора, соединенного по второму своему входу с выходом линии задержки, отличающееся тем, что содержит вторую линию задержки на длительность двух кодовых элементов, вход которой соединен с выходом второго сумматора, а выход подключен ко второму входу первого сумматора, при этом импульсная характеристика первого фильтра описывается выражением ((P4+P4_-1)*)_inv, а КИХ второго фильтра, соответственно, вектором (t,t,0,0,0,…0,-t,-t), где t=-exp(-iπ/N), Р4_-1 - циклический сдвиг на один разряд вправо кода Р4.