Способ передачи информации в системах связи с шумоподобными сигналами



Способ передачи информации в системах связи с шумоподобными сигналами
Способ передачи информации в системах связи с шумоподобными сигналами

 


Владельцы патента RU 2633614:

Акционерное Общество "Акустический институт имени академика Н.Н. Андреева" (RU)

Изобретение относится к области передачи цифровой информации и предназначено для применения в системах цифровой связи с шумоподобными сигналами (ШПС). Технический результат - повышение помехоустойчивости передачи информации. В способе передачи информации в системах связи с ШПС осуществляют, в том числе, преобразование совокупности информационных символов каждого фрагмента в избыточный символ, преобразование каждого из избыточных символов в избыточную ПСП с введенным в нее временным сдвигом, формирование избыточной ШПС и передачу совокупности всех объединенных по каждому фрагменту сообщений ШПС, при приеме при детектировании принимаются «мягкие» решения (т.е. фактически решения о возможных и предположительных альтернативах принятых символов), после чего на основе применения процедуры обнаружения ошибок из совокупности принятых «мягких» решений выбирается решение, не содержащее ошибок. 2 ил.

 

Изобретение относится к области передачи цифровой информации и предназначено для применения в системах цифровой связи. Под передачей понимается совокупность операций, выполняемых как на передающем, так и на приемном конце системы связи.

Известен способ передачи информации в системе связи с шумоподобными сигналами (ШПС) [1], предусматривающий при передаче символа, например, Сn операции формирования М-последовательности с введенным в нее временной сдвигом (ВС) на n отсчетов (равных интервалу корреляции М-последовательности); как правило, этот ВС реализуется циклическим. Устройство декодирования при таком способе кодирования, кроме [1], описано, например, в [2].

Недостаток указанного аналога состоит в следующем. Для того чтобы одна М-последовательность обеспечивала возможность передачи каждого из всех Nc символов алфавита, необходимо, чтобы ее период Nm был равен (или превышал) Nc. Период всякой М-последовательности прямо пропорционален ее длительности, т.е. произведению Nm⋅τ составляющего ее количества импульсов Nm на длительность каждого и них τ≥Δƒ-1, где Δƒ - ширина рабочей полосы частот системы связи. Однако скорость передачи данных обратно пропорциональна указанному произведению. Количество бит, приходящееся на один передаваемый символ, равно log2Nc, а время передачи одного символа обратно пропорциональна величине Nc. В итоге с ростом параметра Nm=Nc обеспечиваемая аналогом скорость передачи убывает как (log2Nc)/Nc. Так, например, при переходе в указанном аналоге от Nc=8 к Nc=32 имеем снижение скорости передачи в 2.4 раза (т.е. (3:8) / (5:32)=2.4).

Известен способ передачи информации в системе связи с ШПС [3], в котором предусмотрена кодировка передаваемых данных не только введением в М-последовательность ВС, но также и варьирование самой передаваемой М-последовательности. Обеспечиваемый этим способом выигрыш в скорости передачи (в сравнении с аналогом [1]) невелик, поскольку приращение скорости за счет варьированию передаваемой М-последовательности составляет всего lg2L бит/с, где L - количество М-последовательностей, которое можно использовать при варьировании. Так, например, при Nm=127 имеем L≤18. Таким образом, недостаток обсуждаемого аналога также состоит в сравнительно низкой скорости передачи.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому объекту является способ передачи информации в системах связи с ШПС [4] (прототип).

Прототип включает следующие операции:

- разделение потока передаваемых информационных символов, причем данная операция предусматривает дробление указанного потока на фрагменты сообщения, содержащие по L≥2 информационных символов, и присвоение каждому из этих символов признака в соответствующем ему фрагменте потока при ;

- преобразование каждого из передаваемых символов в одну из заранее заданных псевдослучайных последовательностей (ПСП) с введенным в каждую из указанных ПСП ВС, определяемым комбинацией бит соответствующего передаваемого символа и в соответствии с выбранным методом кодирования, причем данная операция при передаче каждого фрагмента сообщения выполняется L-кратно, а указанный ВС, определяемый комбинацией бит того передаваемого символа, которому присвоен признак , вводится в из формируемых ПСП;

- формирование совокупности информационных ШПС путем фазовой манипуляции по закону каждой из сформированных ПСП с ВС;

- выполнение над результатами выполнения операций совокупности всех ШПС операции их объединения,

- передача совокупности всех сформированных ШПС,

при приеме:

- преобразование принимаемых сигналов в электрические;

- L-кратное определение максимумов корреляции принятого сигнала с каждым из совокупности опорных информационных ШПС, сформированных путем фазовой модуляции по закону одной из заранее заданных ПСП с нулевым ВС;

- на основе каждого из результатов определения максимумов указанной корреляции определяют соответствующую ему величину ВС в ПСП, соответствующей каждому принимаемому символу;

- по совокупности величин, указанных ВС в соответствии с методом, обратным выбранному методу кодирования, определяют совокупность комбинаций бит каждого передаваемого символа каждого фрагмента сообщения;

- формируют каждый фрагмент сообщения по совокупности определенной по каждому символу комбинации бит этого символа и его признака

Принцип действия прототипа состоит в следующем. В сравнении с аналогом [3], в прототипе вместо выбора одной из М-последовательностей, определяемого lg2L битами передаваемого символа, в которую вводится ВС, определяемый lg2Nm битами передаваемого символа (при этом передаваемый символ содержит lg2Nm+lg2L бит), реализуется введение ВС во все L М-последовательностей (или в значительную их часть) и все они передаются одновременно. При этом за то время, в течение которого в аналоге [3] передается lg2Nm+lg2L бит информации, в прототипе передается L⋅lg2Nm бит информации.

Недостаток прототипа состоит в следующем. В силу неполной взаимной ортогональности ПСП (в частности, М-последовательностей) при одновременной передаче (и, соответственно, одновременном приеме) L ПСП между этими ПСП возникают взаимные помехи, что приводит к снижению помехоустойчивости передачи. Эта проблема может быть преодолена путем уменьшения величины параметра L, но при этом эффект повышения скорости передачи будет проявляться далеко не в полной мере. Таким образом, прототип характеризуется сравнительно низкой помехоустойчивостью.

Целью заявляемого способа является повышение помехоустойчивости передачи информации.

Цель достигается тем, что в способе передачи информации в системе связи с ШПС, предусматривающем следующие операции:

при передаче

- разделение потока передаваемых информационных символов путем его дробления на фрагменты сообщения, содержащие по L≥2 информационных символов, и присвоение каждому из этих символов признака в соответствующем ему фрагменте потока при ;

- преобразование каждого из передаваемых информационных символов каждого фрагмента сообщения в одну из заранее заданных ПСП с введенным в каждую из указанных ПСП ВС, определяемым комбинацией бит соответствующего передаваемого символа в соответствии с выбранным методом кодирования, причем данная операция при передаче каждого фрагмента сообщения выполняется L-кратно, а указанный ВС, определяемый комбинацией бит того передаваемого символа, которому присвоен признак , вводится в из формируемых ПСП;

- формирование совокупности информационных ШПС каждого фрагмента сообщения путем фазовой манипуляции по закону каждой из сформированных по информационных символам этого фрагмента сообщения ПСП с ВС;

- выполнение над совокупностью всех сформированных по каждому в отдельности фрагменту сообщения ШПС операции их объединения,

- передача совокупности всех объединенных по каждому фрагменту сообщения ШПС,

при приеме:

- преобразование принимаемых сигналов в электрические;

- определение максимумов корреляции принятого сигнала с каждым из совокупности из L опорных информационных ШПС, сформированных путем фазовой модуляции по закону одной из заранее заданных ПСП с нулевым ВС;

- на основе каждого из результатов определения максимумов указанной корреляции определение соответствующей ему величины ВС в ПСП, соответствующей каждому принимаемому символу;

- по совокупности величин, указанных ВС в соответствии с методом, обратным выбранному методу кодирования, определение совокупности комбинации бит каждого передаваемого информационного символа каждого фрагмента сообщения;

- формирование совокупности бит каждого фрагмента сообщения (принятого потока символов) по совокупности определенной по каждому символу комбинации бит этого символа и его признака ,

дополнительно

при передаче

- преобразуют совокупность информационных символов каждого фрагмента в избыточный символ;

- преобразуют каждый из избыточных символов в избыточную ПСП с введенным в нее ВС, определяемым комбинацией бит этого избыточного символа, в соответствии с выбранным методом кодирования;

- реализуют формирование избыточной ШПС путем фазовой манипуляции по закону каждой из сформированных избыточных ПСП с ВС,

при приеме:

- К1-кратно определяют максимум корреляции принятого сигнала с опорным избыточным ШПС, сформированным путем фазовой модуляции по закону избыточной ПСП с нулевым ВС;

- на основе каждого результата определения максимума корреляции принятого сигнала с опорным избыточным ШПС определяют величину ВС в избыточной ПСП, соответствующей каждому принимаемому фрагменту сообщения;

- по величине каждого определенного ВС в избыточной ПСП в соответствии с методом, обратным выбранному методу кодирования, формируют комбинацию бит каждого принятого избыточного символа;

- операции определения максимума корреляции принятого сигнала с каждым опорным информационным ШПС, а также определения соответствующей ей величины ВС в ПСП, соответствующей каждому принимаемому информационному символу, и определения совокупности комбинаций бит каждого передаваемого символа каждого фрагмента сообщения выполняют LK-кратно, где K≥2;

- операцию формирования каждого фрагмента сообщения по совокупности определенной по каждому информационному символу комбинации бит этого символа и его признака выполняют для каждого сочетания определенных комбинаций бит информационных символов каждого фрагмента сообщения;

- операцию выбора сочетания определенных комбинаций бит информационных символов каждого фрагмента сообщения, не содержащего ошибок, выполняют на основе совместного анализа каждого сочетания определенных возможных комбинаций бит информационных символов этого фрагмента сообщения и определенных возможных комбинаций бит избыточного символа, соответствующего этому фрагменту сообщения,

причем входными данными операций разделения потока подлежащих передаче информационных символов и преобразования совокупности информационных символов каждого фрагмента в избыточный символ являются входные последовательности этих символов, а выходными данными способа передачи информации - результаты выбора сочетания определенных комбинаций бит символов каждого фрагмента сообщения, не содержащего ошибок.

Блок-схема, иллюстрирующая совокупность операций заявляемого способа кодирования, представлена на фиг. 1 и 2, где обозначены следующие операции:

- 1 - разделение потока передаваемых информационных символов;

- 2 - преобразование совокупности информационных символов каждого фрагмента сообщения в избыточный символ;

- 3 - преобразование каждого из передаваемых информационных символов в одну из заранее заданных ПСП с введенным в нее ВС;

- 4 - преобразование каждого из избыточных символов в избыточную ПСП с введенным в нее ВС;

- 5 - формирование совокупностей информационных ШПС;

- 6 - формирование избыточных ШПС;

-7 - объединение ШПС, сформированных по каждому в отдельности фрагменту сообщения;

- 8 - передача совокупности всех объединенных ШПС каждого фрагмента сообщения;

- 9 - преобразование принимаемых сигналов в электрические;

- 10 - определение максимумов корреляции принятого сигнала с каждым из совокупности из L опорных информационных ШПС;

- 11 - определение максимумов корреляции принятого сигнала с опорным избыточным ШПС;

- 12 - определение соответствующих каждому максимуму корреляции величин ВС в ПСП, соответствующих каждому принимаемому информационному символу;

- 13 - определение соответствующих каждому максимуму корреляции величин ВС в ПСП, соответствующих каждому принимаемому избыточному символу;

- 14 - формирование комбинаций бит каждого фрагмента сообщения;

- 15 - формирование комбинаций бит каждого избыточного символа;

- 16 - выбор сочетания комбинаций бит символов каждого фрагмента сообщения, не содержащего ошибок.

Операция 1 разделения потока подлежащих передаче информационных символов предусматривает его дробление на фрагменты сообщения, содержащие по L≥2 информационных символов, и присвоение каждому из этих символов признака в соответствующем ему фрагменте потока при Она реализуется принципиально так же, как и соответствующая операция прототипа (с тем лишь уточнением, что в описании прототипа разрядность каждого информационного символа обозначена как n - k, а в настоящем описании - как n), а именно следующим образом. Например, осуществляется запоминание фрагмента сообщения, содержащего L⋅n бит подлежащей передаче информации, что соответствует L символам. При указанном запоминании все биты информации записываются в оперативную память емкостью L⋅n бит (здесь и далее упоминаются компоненты цифровых аппаратно-программных средств, реализующих операции заявляемого способа). Адреса (номера) ячеек памяти, в которые записывается указанная информация, например, соответствуют порядку следования этих бит. В этом случае признаком символа в составе фрагмента является его порядковый номер следования в этом фрагменте; при этом символу, n бит которого записаны в ячейки с номерами 1…n, присваивается признак =1, символу, n бит которого записаны в ячейки с номерами n+1, …2⋅n, присваивается признак =2 и т.д. Такой принцип формирования признаков, являющийся простейшим, и рассматривается далее. Однако возможны и иные варианты определения признака , например, в качестве этого признака может быть его номер, при нумерации символов в инверсном порядке.

В тех случаях (эти случаи представляют наибольший интерес), когда подлежащее передаче сообщение содержит более чем L⋅n бит, для выполнения операции 1 могут быть использованы две области оперативной памяти, одна из которых в каждый момент времени является буферной. Вначале первыми L⋅n битами потока (первый фрагмент этого потока) заполняется первая область памяти; пока ее содержимое трансформируется с передаваемый ПШС, поступающие последующие L⋅n бит потока (второй фрагмент этого потока) записываются во вторую область памяти, после чего по ее заполнении уже ее содержимое трансформируется с передаваемый ПШС, а в первую область записывается содержащий L⋅n бит третий фрагмент сообщения и т.д.

Операция 2 преобразования совокупности информационных символов каждого фрагмента сообщения в избыточный символ обеспечивает возможность обнаружения ошибок детектирования при приеме (без функции их исправления). В качестве такой операции может быть использована произвольная операции помехоустойчивого кодирования с обнаружением ошибок. Далее в качестве варианта такой частной операции рассматривается процедура контрольного суммирования CRC (Cyclic redundancy code - циклический избыточный код) [5…8]. При реализации данной процедуры избыточным символом является так называемая контрольная сумма. Описания процедуры в широком диапазоне изменения разрядности контрольной суммы CRC приведены, например, в [8]. Рассматриваемая операция «… основывается на свойствах деления с остатком многочлена на многочлен. По сути, результатом контрольного суммирования CRC является остаток от деления многочлена, соответствующего исходным данным, на порождающий многочлен фиксированной длины» [5]. Этот же порождающий многочлен фиксированной длины имеется (т.е. известен) и на приемном конце системы передачи.

Таким образом, избыточный символ в данном случае есть указанный остаток от деления. Этот остаток от деления формируется на интервале передачи каждого фрагмента сообщения. При этом исходными данными, которым соответствует многочлен, использующийся в качестве делимого, является массив данных каждого фрагмента сообщения в отдельности. Формирование каждого фрагмента сообщения может осуществляться как по данным, поступающим на вход заявляемого способа (при этом в рамках операции 2 дублируется реализуемая при выполнении операции 1 функция дробления потока подлежащих передаче информационных символов на фрагменты сообщения), так и по фрагментам сообщения, сформированным при выполнении операции 1 (этот вариант реализации способа отражен на фиг.1 связью, показанной штриховой линией; при этом подлежащие передаче данные на вход операции 2 не подаются).

При длине (разрядности) контрольной суммы, равной p, количество альтернатив избыточной ЭП mν составляет V=2Р. Каждой mν-й избыточной ЭП соответствует бинарный код, вырабатываемый при выполнении операции 2 (это код остатка от указанного в предыдущем абзаце деления).

В связи с тем, что длительность каждого избыточного символа в общем случае с разрядностью отдельных информационных символов может не совпадать (причем, как правило, она многократно превышает разрядность информационных символов), каждый избыточный символ может быть условно разделен на избыточные подсимволы, разрядность каждого из которых равна (или не превышает) разрядности информационных символов. Далее для простоты считаем, что разрядность отдельного избыточного символа с разрядностью отдельных информационных символов совпадает.

В связи с тем, что, с одной стороны, подробная детализация (описание) процедуры контрольного суммирования CRC является весьма громоздкой, а, с другой стороны, эта процедура исчерпывающе описана в доступных источниках и известна специалистам (и широко используется в сетях обмена данными и в устройствах их хранения, для проверки информации на подлинность, а также защиты от несанкционированного изменения), эта подробная детализация в настоящем описании опущена. Укажем лишь на то, что при наличии на ее входе потока информационных бинарных символов (т.е. фрагмента сообщения) на ее выходе формируется бинарный код избыточного символа, равный указанной контрольной сумме.

Операция 3 преобразования каждого из передаваемых информационных символов в одну из заранее заданных информационных ПСП с введенным в нее ВС выполняется полностью также, как и соответствующая операция прототипа.

Например, (в том случае, когда в качестве ПСП используются М-последовательности), в соответствии с правилом, иллюстрируемым, например, в [9, блок-схема на рис. 3.17. с. 54]. При этом параметры каждой М-последовательности при требуемом ее периоде задаются как [9, Таблица 3.6, с. 55, 56; заметим, что в Таблице 3.6. в названии левой графы «период» имеется неточность; приведенные в ней цифры «периодами» в действительности не являются]. Разные (квазиортогональные) М-последовательности формируются путем реализации операции их генерации с использованием разных кодовых комбинаций из упомянутой Таблицы 3.6. (см. 3-ю и 6-ю графы этой таблицы; так, при требуемом периоде М-последовательности, равном 31, что соответствует 5-разрядной кодовой комбинации (т.е. n=5), в указанной Таблице 3.6. приведены 15 вариантов кодовых комбинаций, на основе каждой из которых может быть сформирована М-последовательность).

Всего при передаче (на интервале времени передачи) одного (и каждого) фрагмента сообщения формируются L ПСП. В каждую (при ) ПСП вводится ВС, соответствующий кодовой комбинации из n бит того символа фрагмента сообщения, которому присвоен признак . При этом правило кодирования, т.е. соответствие кодовой комбинации и величины указанного может быть, в частности (в простейшем случае), следующим: величина (в единицах измерения, составляющих интервал корреляции ПСП τ) равна двоичному числу , соответствующему указанной кодовой комбинации символа. Введение циклического в М-последовательность осуществляется следующим образом. Пусть исходная М-последовательность (т.е. последовательность с нулевым ВС) определена на интервале времени 0…Nm⋅τ. Тогда при введении в нее циклического ВС все ее временные отсчеты, находящиеся на интервале 0…(Nm-1-ms)τ, смещаются в интервал времени msτ…(Nm-1)τ (т.е. у них корректируется аргумент времени прибавлением к нему величины msτ), а ее временные отсчеты, находящиеся на интервале (Nm-ms)τ…(Nm-l)τ, переносятся в интервал времени 0…(ms-l)τ, т.е. у них корректируется аргумент времени вычитанием из него величины (Nm-ms)τ.

Сформированные в итоге выполнения операции 3 ПСП с ВС именуются информационными. При передаче совокупности из L информационных символов фрагмента сообщения формируется L информационных ПСП с ВС. Массив из L ПСП, используемых при выполнении операции 3, является единым для всех фрагментов сообщения (при этом от фрагмента к фрагменту изменяются только ВС, вводимые в ПСП этого массива).

Операция 4 преобразования каждого из избыточных символов в избыточную ПСП с введенным в нее ВС выполняется аналогично операции 3 с той лишь разницей, что в итоге ее выполнения на интервале времени передачи одного фрагмента сообщения формируется одна избыточная ПСП с ВС. Эта избыточная ПСП, используемых при выполнении операции 4, может быть единой для всех фрагментов сообщения (при этом, как и в случае операции 3, от фрагмента к фрагменту изменяется только ВС, вводимый в эту ПСП).

Операция 5 формирования совокупности информационных ШПС выполняется полностью аналогично соответствующей операции прототипа (в описании и формуле прототипа она именуется совокупностью из L операций фазовой модуляции) и предусматривает умножение временной реализации каждой из L информационных ПСП с ВС на тональный сигнал несущей частоты. При передаче совокупности из L информационных символов фрагмента сообщения формируется L информационных ШПС.

Операция 6 формирования избыточных ШПС выполняется аналогично операции 5 с той лишь разницей, что в итоге ее выполнения на интервале времени передачи одного фрагмента сообщения формируется один избыточный ШПС.

Операция 7 объединения ШПС, сформированных по каждому в отдельности фрагменту сообщения, может быть реализована в варианте суммирования всех результатов формирования ШПС на интервале передачи каждого в отдельности фрагмента сообщения (имеется в виду формирование на указанном интервале времени временной реализации как суммы одноименных временных отсчетов L информационных ШПС и одной избыточной ШПС). В результате реализации этой операции формируется подлежащий передаче групповой сигнал. Непосредственно перед выполнением операции 8 этот групповой сигнал посредством цифроаналогового преобразования и, возможно, полосовой фильтрации преобразуется в аналоговый сигнал.

Операция 8 передачи совокупности всех объединенных ШПС каждого фрагмента сообщения (т.е. группового сигнала) реализуется путем преобразования сформированных в результате выполнения операции 7 электрических сигналов, например, (в случае системы звукоподводной или гидроакустической связи) в акустические колебания водной среды. В этом случае она реализуется гидроакустическим излучателем.

Операция 9 преобразование принимаемых сигналов в электрические в рассматриваемом примере системы звукоподводной связи предусматривает преобразование акустических колебаний водной среды в электрические сигналы. В этом случае она реализуется гидрофоном или в более сложном случае антенной решеткой, содержащей совокупность гидрофонов, совокупность линий задержки и сумматор (см. [10], рис. 1.56, 1.6 и 1.7). Перед указанными совокупностью линий задержки и сумматором располагается аналого-цифровой преобразователь.

Операция 10 определения максимумов корреляции принятого сигнала с каждым из совокупности из L опорных информационных ШПС выполняется практически аналогично соответствующей операции прототипа (в описании и формуле прототипа она именуется совокупностью операций 8.1…8.L определения максимума корреляции принятого сигнала с ШПС (), характеризующимся нулевым ВС), а именно следующим образом. При приеме каждого в отдельности фрагмента сообщения реализуются параллельно (одновременно) L каналов вычисления циклической корреляционной функции между входным сигналом и каждой опорной функцией или, что то же самое, циклической свертки между входным сигналом и каждой опорной функцией, прочитанной в обратном времени (т.е. если эта функция имеет вид при значениях аргумента времени t в диапазоне 0…Nmτ, то эта же функция, прочитанная в обратном времени, имеет вид . Опорная функция , используемая при вычислении свертки в канале (из указанных L каналов), совпадает по форме с формируемой при выполнении операции 3 информационной ПШС при ее нулевом ВС. Нулевая величина ВС в каждом из совокупности из L опорных информационных (а также и избыточных) ШПС указана условно. Она может быть произвольной. Важно то, что она на приемном конце системы связи известна.

При выполнении операции 10 (совокупности составляющих ее компонент) каждая из процедура вычисления циклической свертки дополняется собственно процедурой нахождения максимума этой свертки и определения того временного аргумента сверки, при котором это максимум имеет место.

Процедура вычисления циклической свертки описана, например, в [11, п. 2.23, где вместо термина «циклическая свертка» используется термин «круговая свертка»]. Она предусматривает вычисление операций дискретного преобразования Фурье (ДПФ) от опорной функции и от временной реализации обрабатываемого сигнала, векторное перемножение массивов, полученных при выполнении указанных операций ДПФ, и операцию обратного ДПФ от массива результатов этого перемножения. Каждая свертка содержит по 2n отсчетов, формируемых при периоде дискретизации, не меньшем величины интервала корреляции используемых в заявляемом способе ПСП τ. Далее рассматривается простейшая ситуация, при которой период дискретизации свертки равен τ.

Процедура нахождения максимума полученной свертки основана на сравнении всех ее временных отсчетов, например, следующим образом: весь массив из 2n отсчетов делится на первой итерации на два подмассива, содержащих по 2n-1 отсчетов, располагающихся в свертке в нечетных и четных временных позициях, и осуществляется сравнение одноименных отсчетов из каждом подмассива (т.е. первого отсчета из первого подмассива с первым из второго подмассива и т.д.) с удержанием максимального из каждой пары отсчетов; в итоге сформирован массив из 2n-1 результатов, при этом запоминаются и аргументы (индексы) времени, которым соответствуют удержанные отсчеты; далее указанная процедура на второй итерации повторяется над массивом из 2n-1 отсчетов, полученных в итоге выполнения первой итерации, и т.д. В итоге выполнения n таких итераций получен максимальный в каждой свертке по уровню отсчет и соответствующий этому отсчету индекс времени nmax ().

Как отмечено в начале описания операции 10, она выполняется практически аналогично соответствующей операции прототипа. Выше приведено описание операции 10 в той ее части, в которой она аналогична соответствующей операции прототипа полностью. Единственным отличием ее от соответствующей операции прототипа является то, что она предусматривает выполнение процедуры нахождения максимума каждой из L полученных сверток (при приеме каждого фрагмента сообщения в отдельности) K≥2-кратно. При этом после каждого k-го (при k=1…K) выполнения процедуры нахождения максимального отсчета каждой полученной (вычисленной) свертки соответствующий этому отсчету индекс (аргумент) времени запоминается, а указанный максимальный отсчет, например, обнуляется; после этого указанная процедура повторяется k+1-й и т.д. разы. В итоге K-кратного выполнения указанной процедуры сформированы LK значений индекса времени , т.е. при каждом значении параметра определены K значений индекса времени , соответствующие K старшим членам вариационного ряда, скомпонованного из уровней (амплитуд) взаимных корреляций, упомянутых в начале описания операции 10.

Операция 11 определения максимумов корреляции принятого сигнала с опорным избыточным ШПС выполняется полностью аналогично совокупности компонент (процедур), реализуемых при выполнении операции 10, с той лишь разницей, что процедура вычисления циклической корреляционной функции при приеме каждого фрагмента сообщения выполняется однократно, а форма опорной функцией при вычислении свертки совпадает с избыточным ПШС при ее нулевом ВС. Процедура же собственно нахождения максимума этой свертки (с определением того временного аргумента сверки, при котором это максимум имеет место) выполняется K1-кратно (в общем случае K1≠K, причем возможно значение K1=1). Результатом выполнения этой операция является массив из K1 индексов времени nmax(k1) где k1=l…K1 (в рамках настоящего описания индекс номера фрагмента сообщения для краткости опущен).

Операция 12 определения соответствующих каждому максимуму корреляции величин ВС в ПСП, соответствующих каждому принимаемому информационному символу , выполняется практически (т.е., как и в случае операции 10, с точностью до ее канальности) аналогично соответствующей операции прототипа, т.е. предусматривает вычисление каждого искомого как

Операция 13 определения соответствующих каждому максимуму корреляции величин ВС в ПСП, соответствующих каждому принимаемому избыточному символу BC(k1), выполняется практически аналогично операции 12, т.е. предусматривает вычисление каждого искомого ВС как определения величин ВС в избыточной ПСП (соответствующей каждому принимаемому фрагменту сообщения), а именно

Операция 14, формирование комбинаций бит каждого фрагмента сообщения, выполняется в два этапа (под фрагментом сообщения понимается совокупность из L информационных символов; считаем, что избыточные символы - по одному на каждый фрагмент сообщения - находятся при фрагментах сообщения). На первом ее этапе при приеме каждого фрагмента сообщения в отдельности формируются массивы двоичных чисел , каждое из которых равно соответствующему определенному в результате выполнения операции 12 числу . Совокупность n бит, являющихся разрядами каждого указанного ,k-го двоичного числа каждого символа, есть комбинация бит ,k-й возможной альтернативы информационного символа, переданного по времени в принимаемом фрагменте сообщения. Заметим, что одна из K указанных возможных альтернатив информационного символа, переданного по временному положению в принимаемом фрагменте сообщения, со сравнительно большой вероятностью действительно совпадает с той альтернативой информационного символа, которая действительно была передана по временному положению в принимаемом фрагменте сообщения.

При наличии K массивов возможных альтернатив каждого из L информационных символов каждого фрагмента сообщения возможны LK комбинаций (последовательностей) битов информационных символов этого фрагмента. Комбинации битов этой совокупности формируются на втором этапе выполнения операции 14, например, следующим образом. Первая комбинация содержит биты , k-х возможных альтернатив информационных символов при индексе во всем диапазоне 1…L и индексе k=1. Вторая комбинация содержит биты , k-х возможных альтернатив при индексе диапазоне 1…L-1 и k=1, а также возможную альтернативу с сочетанием индексов и k=2. Третья комбинация в отличие от второй содержит биты возможных альтернатив информационных символов при индексе k=2 в сочетании с индексом , а в сочетании с индексом - индекс k=1 и т.д. В итоге формируются комбинации битов каждого фрагмента сообщения, соответствующие комбинациям битов всех входящих в каждый из этих фрагментов (в отдельности) информационных символов, соответствующим всем сочетаниям индексов и k. Всего, как уже было отмечено выше, формируется LK таких комбинаций бит информационных символов каждого фрагмента, причем эти комбинации пронумерованы в диапазоне ν=1…LK (ν - номер комбинации). Далее при выполнении операции 16 каждая ν-я комбинация бит информационных символов каждого фрагмента используется в качестве ν-го многочлена, соответствующего исходным данным (см. терминологию в [5, 8]).

Комбинацию бит информационных символов каждого фрагмента сообщения можно также именовать сочетанием комбинаций бит символов этого фрагмента.

Операция 15 формирования комбинаций бит каждого избыточного символа совпадает с операцией 14 в ее укороченном варианте, т.е. применительно к ситуации L=1 в варианте, характеризующемся наличием всего K1 битовых последовательностей, являющихся бинарными кодами чисел BC(k1).

Операция 16 выбора сочетания комбинаций бит символов каждого фрагмента сообщения, не содержащего ошибок, выполняется путем деления каждого в отдельности ν-го многочлена (в терминологии [5] каждый из них является многочленом, соответствующим исходным данным), на упомянутый при описании операции 2 порождающий многочлен фиксированной длины с формированием соответственно ν-го остатка от указанного деления. (Пояснение: в данном случае, в соответствии с классической терминологией, под ν-м многочленом понимается соответствующая, т.е. ν-я последовательность бинарных символов). В итоге выполнения этой процедуры при приеме каждого в отдельности фрагмента сообщения сформированы LK остатков от указанного деления. Каждый из них сравнивается с бинарным кодом каждого числа BC(k1). В качестве не содержащего ошибок сочетания комбинаций бит символов каждого фрагмента сообщения выбирается та ν-я комбинация бит информационных символов каждого фрагмента, которой соответствует тот индекс ν=ν0, при котором указанных остаток от деления совпал с одной из контрольных сумм, т.е. с бинарных кодом одного из чисел BC(k1).

Заявляемый объект рассчитан на использование в синхронной системе связи. В такой системе на приемном конце известны моменты начала прихода каждого информационного сигнала. Возможен, например, вариант работы передатчика и приемника в системе единого времени. В этом случае работа устройств, реализующих на передающем конце системы связи функции формирования подлежащих передаче ШПС, синхронизируется самим входным потоком подлежащих передаче бит символов. Что касается синхронизации работы устройств, реализующих операции обработки сигналов на приемном конце, то время распространения сигнала от передатчика до приемника известно, а в состав аппаратуры, реализующей операции приема, входит таймер, выдающий сигнал синхронизации, управляющий выполнением всех реализуемых при приеме операций (кроме операции 9 преобразования принимаемых сигналов в электрические, для функционирования которой синхронизация не обязательна) в момент начал прихода очередного фрагмента передаваемого потока.

Указанные операции синхронизации в состав заявляемого объекта не включены, поскольку подавляющее большинство систем цифровой связи являются синхронными, а особенности заявляемого объекта (абсолютно так же, как и прототипа) с какой-либо спецификой совокупности указанных операций не связаны.

Все операции заявляемого способа, кроме операций 8 и 9 (при простейшем варианте реализации последней, т.е. при варианте с использованием одиночного гидрофона), реализуются программируемыми средствами цифровой обработки сигналов.

Приведенное выше описание совокупности операций заявляемого способа в статике фактически содержит и описание его работы в динамике (уточним лишь, что все операции способа при передаче-приеме каждого фрагмента сообщения выполняются последовательно в порядке нарастания номера каждой из них). Принцип действия заявляемого способа передачи информации в системах связи с ШПС состоит в следующем. В нем реализуется, в частности, вся совокупность операций прототипа, обеспечивающая высокую скорость передачи информации за счет одновременной передачи L ПСП, каждая из которых переносит не менее lgNc битов. При этом, если в прототипе при больших значениях L_(ориентировочно при L≥2…4), наличие взаимного влияния этих L ПСП помехоустойчивость передачи-приема снижалось (вплоть до возможной полной потери возможности декодирования сообщения), то в результате реализации в заявляемом способе, в частности, новых в сравнении с прототипом признаков этого негативного явления не происходит.

Перед пояснением причины (обоснованием) достижения указанного технического эффекта вернемся к обоснованию сравнительно низкой помехоустойчивости прототипа. Как частично отмечено выше при описании недостатка прототипа, в нем декодирование каждого символа осуществлялось путем выбора той из возможных его альтернатив, которой соответствовала максимальная по уровню решающая статистика (PC). (В данном случае PC, соответствующими совокупности альтернатив информационных символов, являются результаты вычислений корреляций принятого сигнала с каждым из совокупности из L опорных информационных ШПС; в заявляемом способе эти вычисления производятся в процессе выполнения операции 10; аналогичная операция имеется и в прототипе). При наличии взаимных помех, создаваемых приему друг друга L одновременно передаваемыми символами, уже при L≥2…4 отношения сигнал/шум в совокупности вычисленных PC могут быть сравнительно малы. В этих условиях сравнительно малы и вероятности того, что максимальными будут именно те PC (именуем их правильными), которые соответствуют тем альтернативам информационных символов, которые переданы в действительности, т.е. сравнительно малы и вероятности безошибочного декодирования.

В заявляемом же способе для безошибочного декодирования достаточно того, чтобы те PC (каждая из которых формируется по соответствующему информационному символу), которые соответствуют действительно переданным альтернативам информационных символов, превышали не все прочие PC, относящихся к данному информационному символу, а только Nc-K (при K≥2) из этих прочих PC. (Здесь речь идет о сравнении между собой уровней PC, выработанных при приеме совокупности символов (соответствующих всем альтернативам каждого из них), входящих в каждый фрагмент сообщения в отдельности). Очевидно, что указанное условие является значительно более «мягким», чем условие безошибочного декодирования (т.е. условие превышения уровнями правильных PC уровней обязательно всех остальных PC), имевшее место применительно к прототипу. Вероятность выполнения этого более «мягкого» условия существенно выше, чем условия безошибочного декодирования, имевшего место в прототипе. Решения, принимаемые в заявляемом способе на основе указанного «мягкого» условия, являются предварительными. Окончательное же решение по определению сочетания битовых комбинаций информационных символов каждого фрагмента сообщения в заявляемом способе принимаются выбором сочетания, не содержащего ошибок, на основе проверок соответствия каждого ν-го остатка от деления каждого ν-го многочлена (т.е. ν-го возможного сочетания битовых комбинаций информационных символов каждого фрагмента сообщения) на порождающий многочлен и сравнения этого остатка с полученным (сформированным) при передаче по передаваемым информационным символам каждого фрагмента сообщения и определенным при приеме, т.е. с возможными значениями контрольной суммы (или с бинарными кодами чисел BC(k1). Вероятность ошибки при таком выборе может быть чрезвычайно низкой. Так, например, при 20-разрядных избыточных и символах эта вероятность составляет примерно KK12-20≈KK110-6. (Справка: рекомендуемые значения K=4…8 и K1=l…8; рекомендуемые значения K1 могут быть меньше, чем K, поскольку количество альтернатив каждого избыточного символа существенно меньше количества альтернатив последовательности из L информационных символов или фрагмента сообщения).

Следует отметить, что такое известное техническое решение, как процедура обнаружения (и только обнаружения) ошибок (например, на основе формирования контрольной суммы CRC), в составе признаков заявляемого объекта обеспечивает безошибочный прием.

Возможны следующие варианты развития заявляемого способа.

При определенных (конкретизированных) возможных сочетаниях битовых комбинаций информационных символов каждого фрагмента (при том, что количество таких сочетаний счетно) возможна компенсация создаваемых ими взаимных помех (см. материалы по компенсации помех множественного доступа в [12]). При этом в случае наличия многолучевой интерференции в рассматриваемой ситуации (т.е. в ситуации конкретизированных возможных сочетаниях битовых комбинаций информационных символов каждого фрагмента) возможна компенсация интерференционных помех, основанная на принципе модернизированного алгоритма Кловского-Николаева [13].

При сравнении указанных при описании операции 16 остатков от деления каждого в отдельности ν-го многочлена на порождающий многочлен возможна (хотя и весьма маловероятна) ситуация совпадения более чем одного из этих остатков с одной из контрольных сумм или одного из указанных остатков с более чем одной из контрольных сумм. В ситуации совпадения более чем одного из указанных остатков с одной из контрольных сумм выбор сочетания комбинаций бит символов фрагмента сообщения, не содержащего ошибок, может осуществляться путем суммирования всех PC, относящихся к каждому в отдельности сочетанию комбинаций бит символов, соответствующих указанным остаткам (которые совпали с одной из контрольных сумм), и выбора того сочетания комбинаций бит символов фрагмента сообщения, которому соответствует наибольшая сумма PC.

В обеспечение экономии вычислительных ресурсов аппаратных средств реализации заявленного способа возможна реализация указанного в предыдущем абзаце суммирования PC непосредственно перед выполнением операции 16 (при этом указанные суммы PC вычисляются по всем сформированным в итоге выполнения операции 14 комбинациям бит каждого фрагмента сообщения). При этом далее находятся K2≥2 их указанных сумм, являющихся наибольшими по уровню, и операция 16 выполняется только по отношению к тем сочетаниям комбинаций бит символов каждого фрагмента сообщения, которым соответствуют эти K2 сумм PC.

Эти варианты развития заявляемого способа являются комбинациями известных технических решений и указанного способа, скомпонованными известным путем (или по известным правилам).

Литература

1. Николаев Р.П., Попов А.Р. Способ передачи информации в системе связи с шумоподобными сигналами. Патент РФ №2286017.

2. Кранц В.З., Сечин В.В. Использование информационных символов для синхронизации системы связи со сложными сигналами // Гидроакустика. Вып. №15, 2012. С. 36-41.

3. Озеров И.А., Озеров С.И. Способ передачи информации в системах связи с шумоподобными сигналами и программный продукт. Патент РФ №2277760.

4. Голубев А.Г. Способ передачи информации в системах связи с шумоподобными сигналами. Патент РФ №2549188.

5. Алгоритм контрольного суммирования CRC (http://all-ht.ru/inf/systems/p_0_13.html).

6. Ross N. Williams. Элементарное руководство по CRC алгоритмам обнаружения ошибок (http://www.info-system.ru/library/algo/crcl.pdf).

7. Питерсон У., Уэлдон Э. Коды исправляющие ошибки. Пер. с англ. - М: Мир. 1976. - 595 с.: ил.

8. Best CRC Polynomials. Koopman P, Carnegie Mellon University (https://users.ece.cmu.edu/~koopman/crc/).

9. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. М.: Радио и связь. 1985. 384 с., ил.

10. Смарышев М.Д., Добровольский Ю.Ю. Гидроакустические антенны. Справочник. -Л. Судостроение. 1984.

11.Рабинер Л., Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов. М.: Мир. 1978.

12. Ипатов В.П. Широкополосные системы и кодовое разделение сигналов. Принципы и приложения. - М.: Техносфера, 2007. - 488 с: ил.

13. Алышев Ю.В., Борисенков А.В.. Кловский Д.Д., Николаев Б.И. Цифровая обработка сигналов при мягком декодировании в каналах с многолучевостью и перемежением кодовых символов // 4-я Международная конференция DSPA-2002 (http://www.autex.spb.ru/download/dsp/dspa/dspa2002/toml_03.pdf).

Способ передачи информации в системах связи с шумоподобными сигналами (ШПС), заключающийся в том, что

при передаче:

- разделяют поток передаваемых информационных символов путем его дробления на фрагменты сообщения, содержащие по L≥2 информационных символов, и присвоения каждому из этих символов признака l в соответствующем ему фрагменте потока при l=1…L;

- преобразуют каждый из передаваемых информационных символов каждого фрагмента сообщения в одну из заранее заданных псевдослучайных последовательностей (ПСП) с введенным в каждую из указанных ПСП временным сдвигом (ВС), определяемым комбинацией бит соответствующего передаваемого символа и в соответствии с выбранным методом кодирования, причем данная операция при передаче каждого фрагмента сообщения выполняется L-кратно, а указанный ВС, определяемый комбинацией бит того передаваемого символа, которому присвоен признак l, вводится в l-ю из формируемых ПСП;

- реализуют формирование совокупности информационных ШПС каждого фрагмента сообщения путем фазовой манипуляции по закону каждой из сформированных по информационных символам этого фрагмента сообщения ПСП с ВС;

- над результатами выполнения операций формирования совокупности всех ШПС, сформированных по каждому в отдельности фрагменту сообщения, выполняют операцию их объединения;

- передают совокупности всех объединенных по каждому фрагменту сообщения ШПС,

при приеме:

- преобразуют принимаемые сигналы в электрические;

- определяют максимумы корреляции принятого сигнала с каждым из совокупности из L опорных информационных ШПС, сформированных путем фазовой модуляции по закону одной из заранее заданных ПСП с нулевым ВС;

- на основе каждого из результатов определения максимумов указанной корреляции определяют соответствующую ему величину ВС в ПСП, соответствующей каждому принимаемому информационному символу;

- по совокупности величин указанных ВС в соответствии с методом, обратным выбранному методу кодирования, определяют комбинацию бит каждого принимаемого информационного символа каждого фрагмента сообщения;

- формируют совокупности бит каждого фрагмента сообщения (принятого потока информационных символов) по совокупности определенной по каждому принимаемого информационному символу комбинации бит этого символа и его признака l,

отличающийся тем, что

при передаче:

- преобразуют совокупность информационных символов каждого фрагмента в избыточный символ;

- преобразуют каждый из избыточных символов в избыточную ПСП с введенным в нее ВС, определяемым комбинацией бит этого избыточного символа, в соответствии с выбранным методом кодирования;

- реализуют формирование избыточной ШПС путем фазовой манипуляции по закону каждой из сформированных избыточных ПСП с ВС,

при приеме:

- K1-кратно определяют максимум корреляции принятого сигнала с опорным избыточным ШПС, сформированным путем фазовой модуляции по закону избыточной ПСП с нулевым ВС;

- на основе каждого результата определения максимума указанной корреляции принятого сигнала с опорным избыточным ШПС определяют величину ВС в избыточной ПСП, соответствующей каждому принимаемому фрагменту сообщения;

- по величине каждого ВС в избыточной ПСП в соответствии с методом, обратным выбранному методу кодирования, формируют комбинацию бит каждого принятого избыточного символа;

- операции определения максимума корреляции принятого сигнала с каждым опорным информационным ШПС а также определения соответствующей ей величины ВС в ПСП, соответствующей каждому принимаемому символу, и определения совокупности комбинаций бит каждого передаваемого символа каждого фрагмента сообщения выполняют LK-кратно, где K≥2;

- операцию формирования совокупности бит каждого фрагмента сообщения по совокупности определенной по каждому символу комбинации бит этого символа и его признака l выполняют для каждого сочетания определенных комбинаций бит информационных символов каждого фрагмента сообщения;

- на основе совместного анализа каждого сочетания определенных возможных комбинаций бит информационных символов каждого фрагмента сообщения и определенных возможных комбинаций бит избыточного символа, соответствующего этому фрагменту сообщения, выполняют операцию выбора сочетания определенных комбинаций бит информационных символов каждого фрагмента сообщения, не содержащего ошибок,

причем входными данными операций разделения потока подлежащих передаче информационных символов и преобразования совокупности информационных символов каждого фрагмента в избыточный символ являются входные последовательности этих символов, а выходными данными способа передачи информации - результаты выбора сочетания определенных комбинаций бит символов каждого фрагмента сообщения, не содержащего ошибок.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радиосвязи и радиолокации. Устройство формирования фазоманипулированного семиэлементным кодом Баркера сигнала содержит генератор синхроимпульсов, многоотводную линию задержки, сумматор, а также линию задержки на длительность, меньшую длительности элементарного импульса, генератор треугольных импульсов, высокочастотный LC-генератор, причем выход генератора синхроимпульсов соединен со входом линии задержки, выход которой подсоединен ко входу многоотводной линии задержки, третий, пятый и шестой выходы которой подсоединены соответственно к третьему, пятому и шестому входам сумматора, выход которого подсоединен ко входу генератора треугольных импульсов, подсоединенного выходом к управляющему входу, при наличии на нем постоянного напряжения смещения, высокочастотного LC-генератора, выход которого является и выходом устройства.

Изобретение относится к области беспроводной связи. Раскрыты системы и способы, предназначенные для передачи данных, связанные с конфигурацией антенн передачи.

Изобретение относится к области связи и может найти применение в системах связи, в которых используются шумоподобные фазоманипулированные сигналы. Технический результат - повышение пропускной способности системы связи и ее надежности.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в дискретных каналах радиосвязи, используемых как для энергетически скрытной, так и для высоконадежной передачи сообщений.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи, построенных на базе шумоподобных фазоманипулированных сигналов, в которых информация должна быть конфиденциальной.

Изобретение относится к технике цифровой связи и сигнализации и может быть использовано для квазиоптимального асинхронного приема сообщений. Технический результат - упрощение реализации и повышение надежности работы фильтра.

Изобретение относится к технике радиосвязи, в частности к фазоразностным манипуляторам с двукратной фазовой манипуляцией, и может быть использовано в мощных передатчиках в аппаратуре передачи данных.

Изобретение относится к области передачи цифровой информации и предназначено для применения в системах цифровой связи с шумоподобными сигналами (ШПС). Технический результат - повышение скорости передачи цифровой информации.

Изобретение относится к области передачи цифровой информации и предназначено для применения в системах цифровой связи с шумоподобными сигналами (ШПС). Технический результат - повышение скорости передачи цифровой информации.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для повышения помехоустойчивости радиосигналов в системах связи. Технический результат повышение помехоустойчивости радиосигналов в системах связи путем увеличения ширины полосы, занимаемой ими частот.
Наверх