Способ углового сверхразрешения цифровыми антенными решетками

Изобретение относится к области радиотехники, а именно к радиоэлектронным системам, применяющим цифровые антенные решетки. Способ заключается в том, что формирование в одноименных парциальных лучах многолучевой диаграммы направленности цифровой антенной решетки комплексных цифровых сигналов каналов виртуальной апертуры осуществляется из соответствующих комплексных цифровых сигналов каналов реальной апертуры путем их задержки во времени. Величину временных задержек в одноименных парциальных лучах априорно определяют по разности хода фазовых фронтов волн между соответствующими каналами реальной и виртуальной апертур, участвующими в формировании соответствующих сигналов каналов виртуальной апертуры. Технический результат заключается в достижении углового сверхразрешения и точности измерения угловых координат, определяемых суммой реальной апертуры цифровой антенной решетки и синтезированной виртуальной, при произвольном местоположении элементов групповой цели с разными ЭПР и различном положении ДН. 14 ил.

 

Области техники, к которым относится изобретение

Заявляемый способ относится к области радиотехники, а именно к радиоэлектронным системам, применяющим цифровые антенные решетки.

Уровень техники

Описание аналогов заявляемого способа

Известны устройство синтеза апертур (раскрывов) антенных решеток (АР) (Variable aperture antenna system, патент США, кл. 343-100, №3267472, опубл. 16.08.1966 г.), а также способы как углового сверхразрешения мощных источников помех (В.Т. Ермолаев, А.Г. Флаксман. Методы оценивания параметров источников сигналов и помех, принимаемых антенной решеткой. - Н. Новгород: изд. Нижегородского государственного университета им. Н.И. Лобачевского, 2007, стр. 56; Радиоэлектронные системы: Основы построения и теория. Справочник. Изд. 2-е, перераб, и доп. / Я.Д. Ширман, С.Т. Багдасарян, А.С. Маляренко и др. / Под ред. Я.Д. Ширмана. - М.: Радиотехника, 2007, стр. 442 - стр. 445), так и обужения диаграмм направленности (ДН) АР при аналоговом ее формировании (Многофункциональная радиолокационная станция для летательных аппаратов, патент РФ, МПК G01S 13/90, №2319173, опубл. 10.03.2008 г.) или цифровом (Задорожный В.В., Ларин А.Ю., Литвинов А.В., Помыслов А.С. Метод обужения диаграмм направленности цифровой антенной решетки // Успехи современной радиоэлектроники. - 2013. - №8, стр. 94 - стр. 100).

Несмотря на возможность управления в аналогах диаграммами направленности, превысить угловое разрешение элементов групповой цели и точности измерения их угловых координат, определяемых реальной апертурой антенны, в приведенных аналогах невозможно.

Исходя из этого, общим недостатком приведенных аналогов является неосуществимость повышения углового разрешения элементов групповой цели и точности измерения их угловых координат без увеличения реальной апертуры антенны.

Описание ближайшего аналога (прототипа) заявляемого способа

Наиболее близким к заявляемому способу по максимальному количеству сходных признаков является способ углового сверхразрешения цифровыми антенными решетками, приведенный Лаговским Б.А. в статье «Сверхразрешение на основе синтеза апертуры цифровыми антенными решетками», опубликованной в журнале «Антенны» 2013 года, №6 на стр. 9 … стр. 15.

Действия в известном способе и их последовательность поясняются с помощью функциональной схемы, приведенной на фиг. 1.

Электромагнитные волны, отраженные элементами групповой цели, принимают и обрабатывают в каждом из каналов 1 реальной апертуры цифровой антенной решетки (ЦАР), в результате чего на их выходах присутствуют комплексные цифровые сигналы реальной апертуры 7 (Справочник по радиолокации / Под ред. М.И. Сколника. Пер. с англ. В 2 книгах. Книга 2. - М.: Техносфера, 2015, стр. 1282 - стр. 1284, рис. 25.22). При этом каждый из парциальных лучей 9 многолучевой диаграммы направленности ЦАР формируют путем одновременного суммирования 3 согласованных во времени комплексных цифровых сигналов каналов реальной 8 и виртуальной 13 апертур, которые получают из сигналов каналов реальной 7 и виртуальной 12 апертур путем устранения у них в одноименных парциальных лучах взаимного временного рассогласования 2 (Справочник по радиолокации / Под ред. М.И. Сколника. Пер. с англ. В 2 книгах. Книга 2. - М.: Техносфера, 2015, стр. 1282 - стр. 1284, рис. 25.21).

Устранение временного рассогласования 2 для узкополосных сигналов в пространственно-временном смысле осуществляется путем цифрового сдвига фазы, а для широкополосных сигналов в пространственно-временном смысле - путем задержки цифровых отсчетов (Справочник по радиолокации / Под ред. М.И. Сколника. Пер. с англ. В 2 книгах. Книга 2. - М.: Техносфера, 2015, стр. 1282 - стр. 1284, рис. 25.21).

Причем комплексные цифровые сигналы каналов виртуальной апертуры 12 формируют из комплексных цифровых сигналов каналов реальной апертуры 7, для чего у них вначале оценивают 4 значения амплитуд и угловых координат каждого из источников сигналов 10, а затем полученные оценки 10 экстраполируют 5 и получают в соответствующих каналах виртуальной апертуры сигналы от каждого из источников 11, после этого формируют комплексные цифровые сигналы соответствующего канала виртуальной апертуры 12 путем суперпозиции 6 сигналов от каждого из источников 11.

В итоге этого ширина любого формируемого парциального луча 8 в многолучевой ДН цифровой антенной решетки с синтезированной виртуальной апертурой должна уменьшиться, по сравнению с ЦАР с N каналами реальной апертуры, в [(Q-1)N+N]/N=Q раз, где (Q-1)N - число каналов виртуальной апертуры.

Однако в известном способе угловое сверхразрешение и точность измерения угловых координат, определяемые суммой реальной апертуры цифровой антенной решетки и синтезированной виртуальной, достигаются только в частном случае, когда одновременно выполняются следующие условия: источники сигналов имеют равную эффективную поверхность рассеяния и равные начальные фазы, расположены симметрично относительно нормали к апертуре, угловое направление максимума ДН парциального луча совпадает с нормалью. Между тем в ЦАР формируют, как правило, многолучевые ДН, поскольку это одно из наиболее значимых преимуществ цифровых антенных решеток (Справочник по радиолокации / Под ред. М.И. Сколника. Пер. с англ. В 2 книгах. Книга 2. - М.: Техносфера, 2015, стр. 1282 - стр. 1284, рис. 25.22), что приводит к нарушению последнего условия. Кроме того, при функционировании радиоэлектронного средства с многолучевой ЦАР в реальных условиях остальные условия также будут нарушены.

Подтверждением нарушении указанных условий, приводящих к невыполнимости ожидаемых углового сверхразрешения и точности измерения угловых координат, являются итоги работы (Лаговский Б.А. Восстановление изображения групповой цели цифровыми антенными решетками // Антенны. - 2011. - №2, стр. 44 - стр. 45, рис. 4 - рис. 5) и математического моделирования, результаты которого приведены на фиг. 3 … фиг. 9.

Основными причинами снижения в известном способе углового сверхразрешения и точности измерения угловых координат являются не только низкая точность выбранного метода экстраполяции сигналов каналов виртуальной апертуры, но и тем, что исходные данные экстраполяции, определяемые апостериорной точностью оценок параметров сигналов на выходе каналов реальной апертуры, не могут быть установлены с высокой точностью.

Это вытекает из того, что точность оценок фаз, обусловливаемых угловыми координатами источников сигналов, и амплитуд определяется отношением сигнал/помеха (Радиоэлектронные системы: Основы построения и теория. Справочник. Изд. 2-е, перераб. и доп. / Я.Д. Ширман, С.Т. Багдасарян, А.С. Маляренко и др. / Под ред. Я.Д. Ширмана. - М.: Радиотехника, 2007, стр. 326). Между тем в известном способе на выходе каналов реальной апертуры в качестве помехи рассматривают только собственный шум и поэтому, в качестве борьбы с ним, увеличивают отношение сигнал/шум путем «коллективной» обработки. Однако на выходе каналов реальной апертуры помехой является не только шум, но и другие полезные сигналы, находящиеся в разрешаемом объеме, определяемом реальной апертурой (Радиоэлектронные системы: Основы построения и теория. Справочник. Изд. 2-е, перераб. и доп. / Я.Д. Ширман, С.Т. Багдасарян, А.С. Маляренко и др. / Под ред. Я.Д. Ширмана. - М.: Радиотехника, 2007, стр. 282, формула (18.38)). В результате этого точности оценок параметров сигналов на выходе каналов реальной апертуры, являющихся исходными данными экстраполяции, будут низкими, ввиду негативного влияния других сигналов, находящихся в разрешаемом объеме, определяемом реальной апертурой. Устранить их отрицательное влияние на точность апостериорных оценок параметров сигналов на выходе каналов реальной апертуры в известном способе невозможно, хотя их негативное действие на точности будет большим, чем воздействие шума.

Все это вызывает низкую точность исходных данных экстраполяции сигналов виртуальной апертуры.

Кроме того, в результате низкой точности формирования сигналов виртуальной апертуры, вероятны случаи пропадания сигналов и появление ложных.

Все вышеизложенное свидетельствует о недостатке известного способа, заключающегося в том, что при произвольном пространственном местоположении элементов групповой цели с разными ЭПР и различном положении ДН угловое сверхразрешение и точность измерения угловых координат, которые должны определяться суммой реальной апертуры цифровой антенной решетки и синтезированной виртуальной, не достигаются. Кроме того вероятны случаи пропадания сигналов и появление ложных.

Раскрытие предлагаемого способа

В основу изобретения положена задача, заключающаяся в разработке способа углового сверхразрешения цифровыми антенными решетками, лишенного вышеизложенных недостатков, в котором при произвольном местоположении элементов групповой цели с разными ЭПР и различном положении ДН достигаются угловое сверхразрешение и точность измерения угловых координат, определяемые суммой реальной апертуры цифровой антенной решетки и синтезированной виртуальной, и исключаются случаи пропадания сигналов и появления ложных.

Указанный технический результат достигается тем, что в известном способе углового сверхразрешения цифровыми антенными решетками электромагнитные волны, отраженные элементами групповой цели, принимают и обрабатывают в каждом из каналов реальной апертуры цифровой антенной решетки, в результате чего на их выходах присутствуют комплексные цифровые сигналы реальной апертуры, при этом каждый из парциальных лучей многолучевой диаграммы направленности цифровой антенной решетки формируют путем одновременного суммирования согласованных во времени комплексных цифровых сигналов каналов реальной и виртуальной апертур, которые получают из сигналов каналов реальной и виртуальной апертур путем устранения у них в одноименных парциальных лучах взаимного временного рассогласования, в котором комплексные цифровые сигналы каналов виртуальной апертуры формируют из комплексных цифровых сигналов каналов реальной апертуры путем их задержки во времени, причем задержки во времени в одноименных парциальных диаграммах направленности априорно определяют по разности хода фазового фронта волны между каналами реальной и виртуальной апертур, участвующими в формировании соответствующих сигналов каналов виртуальной апертуры, чем обеспечивают угловое сверхразрешение и точность измерения угловых координат, определяемые суммой реальной апертуры цифровой антенной решетки и синтезированной виртуальной.

Благодаря введению в известный способ совокупности существенных отличительных признаков, обеспечиваются угловое сверхразрешение и точность измерения угловых координат, определяемые суммой реальной апертуры цифровой антенной решетки и синтезированной виртуальной, при произвольном местоположении элементов групповой цели с разными ЭПР и различном положении ДН.

Сущность заявляемого способа заключается в том, что при формировании комплексных цифровых сигналов каналов виртуальной апертуры исключается негативное влияние не только шумов, но и других полезных сигналов, находящихся в разрешаемом объеме, определяемом реальной апертурой. Это достигается исключением операции оценки исходных данных, определяемых с низкой точностью и приводящих к неточной экстраполяции сигналов каналов виртуальной апертуры. Вместо этих действий комплексные цифровые сигналы каналов виртуальной апертуры формируются путем задержки во времени соответствующих комплексных цифровых сигналов каналов реальной апертуры. Данная задержка априорно безошибочно определяется по разности хода фазового фронта волны между каналами реальной и виртуальной апертур в одноименных парциальных диаграммах направленности, участвующими в формировании соответствующих сигналов каналов виртуальной апертуры.

Использование новой совокупности операций, позволяющей точно априорно формировать сигналы каналов виртуальной апертуры, обеспечивает при произвольном пространственном местоположении элементов групповой цели с разными ЭПР и различном положении ДН угловое сверхразрешение и точность измерения угловых координат, определяемые суммой реальной апертуры цифровой антенной решетки и синтезированной виртуальной.

Краткое описание чертежей

На фиг. 1 приведена функциональная схема устройства, реализующего известный способ сверхразрешения на основе синтеза апертуры цифровыми антенными решетками.

На фиг. 2 приведена функциональная схема устройства, реализующего предлагаемый способ углового сверхразрешения путем синтеза апертуры цифровыми антенными решетками.

На фиг. 3 … фиг. 9 приведены результаты моделирования нормированных диаграмм направленности по мощности линейной ЦАР с 64 реальными каналами Fr64(θ) (точки), с 640 реальными каналами Fr640(θ) (сплошная линия с символом «ромб»), с 640 каналами, из которых 64 реальных, а 576 виртуальных канала сформировано, как и в известном способе, в результате прогноза по методу Берга FV640(θ) (пунктир).

На фиг. 3 приведены результаты моделирования диаграмм направленности по мощности линейной ЦАР при приеме сигналов от двух источников равной мощности и равными начальными фазами. Ось ДН реальной ЦАР совпадает с направлением нормали к апертуре, источники сигналов расположены на угловых направлениях θ1=-0,2°, θ2=0,2° относительно оси.

На фиг. 4 приведены результаты моделирования диаграмм направленности по мощности линейной ЦАР при приеме сигналов от трех источников равной мощности и равными начальными фазами. Ось ДН реальной ЦАР совпадает с направлением нормали к апертуре, источники сигналов расположены на угловых направлениях θ1=-0,2°, θ2=0,2°, θ3=0,65° относительно оси.

На фиг. 5 приведены результаты моделирования диаграмм направленности по мощности линейной ЦАР при приеме сигналов от двух источников равной мощности и равными начальными фазами. Ось ДН реальной ЦАР смещена на 1° относительно нормали к апертуре, источники сигналов расположены на угловых направлениях θ1=-0,2°, θ2=0,15° относительно оси.

На фиг. 6 приведены результаты моделирования диаграмм направленности по мощности линейной ЦАР при приеме сигналов от двух источников с одинаковыми начальными фазами. Мощность первого сигнала в два раза меньше второго. Ось ДН реальной ЦАР смещена на 1° относительно нормали к апертуре, источники сигналов расположены на угловых направлениях θ1=-0,2°, θ2=0,15° относительно оси.

На фиг. 7 приведены результаты моделирования диаграмм направленности по мощности линейной ЦАР при приеме сигналов от двух источников с равными мощностями. Начальная фаза второго сигнала отличается от начальной фазы первого сигнала на 3π/4. Ось ДН реальной ЦАР смещена на 1° относительно нормали к апертуре, источники сигналов расположены на угловых направлениях θ1=-0,2°, θ2=0,15° относительно оси.

На фиг. 8 приведены результаты моделирования диаграмм направленности по мощности линейной ЦАР при приеме сигналов от трех источников равной мощности и с одинаковыми начальными фазами. Ось ДН реальной ЦАР смещена на 1° относительно нормали к апертуре, источники сигналов расположены на угловых направлениях θ1=-0,2°, θ2=0,15°, θ3=0,65° относительно оси.

На фиг. 9 приведены результаты моделирования диаграмм направленности по мощности линейной ЦАР при приеме сигналов от трех источников равной мощности. Начальные фазы второго и третьего сигналов отличаются от начальной фазы первого сигнала на (-π/4) и (-3π/4), соответственно. Ось ДН реальной ЦАР смещена на 1° относительно нормали к апертуре, источники сигналов расположены на угловых направлениях θ1=-0,2°, θ2=0,15°, θ3=0,65° относительно оси.

На фиг. 10 … фиг. 14 приведены результаты моделирования нормированных диаграмм направленности по мощности линейной ЦАР с 64 реальными каналами Fr64(θ) (точки), с 640 реальными каналами Fr640(θ) (сплошная линия с символом «ромб»), с 640 каналами FV640(θ), из которых 64 реальных, а 576 виртуальных каналов сформировано предлагаемым способом (пунктир).

На фиг. 10 приведены результаты моделирования диаграмм направленности по мощности линейной ЦАР при приеме сигналов от двух источников равной мощности и одинаковыми начальными фазами. Ось ДН реальной ЦАР смещена на 1° относительно нормали к апертуре, источники сигналов расположены на угловых направлениях θ1=-0,2°, θ2=0,15° относительно оси.

На фиг. 11 приведены результаты моделирования диаграмм направленности по мощности линейной ЦАР, при приеме сигналов от двух источников с одинаковыми начальными фазами, мощность первого сигнала в два раза меньше второго. Ось ДН реальной ЦАР смещена на 1° относительно нормали к апертуре, источники сигналов расположены на угловых направлениях θ1=-0,2°, θ2=0,15° относительно оси.

На фиг. 12 приведены результаты моделирования диаграмм направленности по мощности линейной ЦАР при приеме сигналов от двух источников равной мощности. Начальная фаза второго сигнала отличается от начальной фазы первого сигнала на (3π/4). Ось ДН реальной ЦАР смещена на 1° относительно нормали к апертуре, источники сигналов расположены на угловых направлениях θ1=-0,2°, θ2=0,15° относительно оси.

На фиг. 13 приведены результаты моделирования диаграмм направленности по мощности линейной ЦАР при приеме сигналов от трех источников равной мощности и равными начальными фазами. Ось ДН реальной ЦАР смещена на 1° относительно нормали к апертуре, источники сигналов расположены на угловых направлениях θ1=-0,2°, θ2=0,15°, θ3=9,65° относительно оси.

На фиг. 14 приведены результаты моделирования диаграмм направленности по мощности линейной ЦАР при приеме сигналов от трех источников равной мощности. Начальные фазы второго и третьего сигналов отличаются от начальной фазы первого сигнала на (-π/4) и (-3π/4), соответственно. Ось ДН реальной ЦАР смещена на 1° относительно нормали к апертуре, источники сигналов расположены на угловых направлениях θ1=-0,2°, θ2=0,15°, θ3=0,65° относительно оси.

Осуществление изобретения

Действия в заявленном способе и их последовательность поясняются с помощью функциональной схемы, приведенной на фиг. 2.

Заявленный способ углового сверхразрешения цифровыми антенными решетками, заключающийся в том, что электромагнитные волны, отраженные элементами групповой цели, принимают и обрабатывают в каждом из каналов 1 реальной апертуры цифровой антенной решетки, в результате чего на их выходах присутствуют комплексные цифровые сигналы реальной апертуры 7. Каждый из парциальных лучей 9 многолучевой диаграммы направленности цифровой антенной решетки формируют путем одновременного суммирования согласованных во времени комплексных цифровых сигналов каналов реальной 8 и виртуальной 13 апертур. Их получают из сигналов каналов реальной 7 и виртуальной 12 апертур путем устранения у них в одноименных парциальных лучах взаимного временного рассогласования 2. Для определения временного рассогласования 2 сигналов каналов реальной 7 и виртуальной 12 апертур используют информацию о направлении парциальных диаграмм направленности 9 многолучевой диаграммы направленности θk, которая поступает от процессора управления ЦАР.

Комплексные цифровые сигналы каналов виртуальной апертуры 12 данного парциального луча формируют из комплексных цифровых сигналов каналов реальной апертуры 7 их задержкой во времени 14, причем задержки во времени в одноименных парциальных диаграммах направленности априорно определяют разностью хода фазового фронта волны между каналами реальной 7 и виртуальной 12 апертур, участвующими в формировании соответствующих сигналов каналов виртуальной апертуры 12. Как и при устранении временного рассогласования 2 для сигналов реальной апертуры, узкополосных в пространственно-временном смысле, задержка осуществляется путем цифрового сдвига фазы, а в случае их широкополосности в пространственно-временном смысле - задержкой цифровых отсчетов.

В результате этого обеспечивают угловое сверхразрешение и точность измерения угловых координат, которые определяются суммой реальной апертуры цифровой антенной решетки и синтезированной виртуальной для любых реальных условий.

Правомерность такого формирования комплексных цифровых сигналов каналов виртуальной апертуры возможности можно обосновать следующим образом.

Множитель k-го парциального луча линейной ЦАР fr(θ) с реальной апертурой, максимум излучения которого направлен под углом θk, описывают следующим выражением (Вендик О.Г., Парнес М.Д. Антенны с электрическим сканированием. Ведение в теорию / Под ред. Л.Д. Бахраха. - М.: Сайнс-Пресс. 2001, стр. 76, форм. (3.1.3))

где - номер канала реальной апертуры; QN - число каналов реальной апертуры; λ - длина волны; d, τфr=dsinθk/с - расстояние между смежными каналами реальной апертуры и разность хода фазового фронта волны между ними; - фазовое запаздывание фазового фронта волны в n-м элементе k-го парциального луча; с - скорость света.

Выражение (1) показывает, что множитель k-го парциального луча линейной ЦАР frk(θ) с QN каналами можно представить в виде слагаемых, каждое из которых описывает множитель парциального луча с N канальной апертурой.

Из соотношения (1) вытекает возможность эквивалентного представления QN канальной реальной апертуры в виде N канальной реальной апертуры и (Q-1)N канальную виртуальной, которая, согласно (1), должна иметь такие же фазовые набеги фазового фронта, как у реальной апертуры такого же размера. В итоге, если сигналы каналов виртуальной апертуры будут иметь такие же фазовые набеги фазового фронта, как реальная апертура такого же размера, то множитель апертуры k-го парциального луча fνk(θ) можно представить суммой множителей N канальной реальной апертуры frkN(θ) и (Q-1)N канальной виртуальной fνk(Q-1)N(θ)

где - множитель k-го парциального луча N канальной ЦАР с реальной апертурой;

- множитель k-го парциального луча (Q-1)N канальной виртуальной апертуры с (Q-1) итерациями N канальной реальной апертуры.

Из выражение (2) следует, что для формирования сигналов каналов виртуальной апертуры требуется вводить соответствующие фазовые сдвиги для каналов виртуальной апертуры, определяемые местоположением канала в виртуальной апертуре. Поскольку фазовые сдвиги определяются разностью хода фазового фронта волны, то априорная разность хода фазового фронта волны в одноименном парциальном луче τфrν, между nν-м и nr-м каналами виртуальной и реальной апертур, участвующими в формировании соответствующих сигналов каналов виртуальной апертуры, будет равна τфrν=(nν-nr)dsinθk/c. Тогда, после ввода дополнительных задержек по времени в сигнал nr-го канала реальной апертуры, равного τфrν, получают фазовые сдвиги сигналов каналов виртуальной апертуры, которые будут совпадать с фазовыми сдвигами сигналов канала реальной апертуры, размер которой равен виртуальной.

Преимущество заявляемого способ состоит в том, что сигналы виртуальной апертуры в ЦАР формируют из комплексных цифровых сигналов каналов реальной апертуры с исключением негативного влияния не только шумов, но и других полезных сигналов, находящихся в разрешаемом объеме, определяемом реальной апертурой. Этим, при произвольном пространственном местоположении элементов групповой цели с разными ЭПР и различном положении ДН, обеспечивают угловое сверхразрешение и точность измерения угловых координат, определяемые суммой реальной апертуры цифровой антенной решетки и синтезированной виртуальной, а также исключают как пропадание сигналов, так и появление ложных.

Подтверждение получения указанного заявителем технического результата

Для подтверждения ожидаемого технического результата заявленного способа формирования сигналов виртуальной апертуры было проведено моделирование. Моделирование проводилось для условий, аналогичных условиям моделирования нормированных диаграмм направленности по мощности известным способом (фиг. 5 … фиг. 9). Итоги математического моделирования нормированных диаграмм направленности по мощности заявляемым способом представлены на фиг. 10 … фиг. 14.

Результаты моделирования подтвердили возможность обеспечить заявляемым способом угловое сверхразрешение и точность измерения угловых координат, определяемые суммой реальной апертуры цифровой антенной решетки и синтезированной виртуальной, при произвольном пространственном местоположении элементов групповой цели с разными ЭПР и различном положении ДН, а также исключить как пропадание сигналов, так и появление ложных.

Способ углового сверхразрешения цифровыми антенными решетками, заключающийся в том, что электромагнитные волны, отраженные элементами групповой цели, принимают и обрабатывают в каждом из каналов реальной апертуры цифровой антенной решетки, в результате чего на их выходах присутствуют комплексные цифровые сигналы реальной апертуры, при этом каждый из парциальных лучей многолучевой диаграммы направленности цифровой антенной решетки формируют путем одновременного суммирования согласованных во времени комплексных цифровых сигналов каналов реальной и виртуальной апертур, которые получают из сигналов каналов реальной и виртуальной апертур путем устранения у них в одноименных парциальных лучах взаимного временного рассогласования, отличающийся тем, что комплексные цифровые сигналы каналов виртуальной апертуры формируют из комплексных цифровых сигналов каналов реальной апертуры путем их задержки во времени, причем задержки во времени в одноименных парциальных диаграммах направленности априорно определяют по разности хода фазового фронта волны между каналами реальной и виртуальной апертур, участвующими в формировании соответствующих сигналов каналов виртуальной апертуры, чем обеспечивают угловое сверхразрешение и точность измерения угловых координат, определяемые суммой реальной апертуры цифровой антенной решетки и синтезированной виртуальной.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к системам радиолокации. Способ формирования эллиптической диаграммы направленности для активной фазированной антенной решетки, содержащей линии задержки, причем линии задержки в антенне настраиваются таким образом, что прием и передача осуществляются электромагнитным излучением, сходящимся в фокусе эллипсоида.

Многолучевая антенна, в которой передающий канал от фокального устройства (2) к приемникам передающих парциальных усилителей усилительной решетки (1) выполнен в виде светового излучения, модулированного передаваемым радиосигналом.

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано при создании антенных систем в радиосвязи и радиолокации. Антенная система состоит из опоры со свободным центром, излучателя, расположенного внутри опоры со свободным центром, переизлучателя, установленного на опоре и имеющего возможность менять ориентацию по азимуту в широких пределах (вращаться).

Изобретение относится к радиолокации. Особенностью заявленной цифровой активной фазированной антенной решетки (ЦАФАР) является то, что второй выход аналого-цифрового преобразователя (АЦП) каждого приемо-передающего модуля (ППМ) через шину данных соединен с восьмым входом программируемой логической интегральной схемы (ПЛИС), десятый выход ПЛИС через шестой выход каждого ППМ и шину данных соединен с третьим входом центрального процессора, при этом центральный процессор для заданного потребителем режима работы ЦАФАР выдает команды установки частоты в первый и второй когерентные СВЧ гетеродины, команды установки периода повторения и длительности зондирующих импульсов в синхронизатор, команды установки начальной фазы и амплитуды сигнала индивидуально для каждого ППМ, общих параметров модуляции сигнала и приемного строба в ПЛИС каждого ППМ.

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к преобразовательным приемопередающим модулям (ПППМ), и может быть использовано в радиолокации и системах связи для работы в составе цифровых антенных решеток (ЦАР).

Изобретение относится к радиолокации. Особенностью заявленной цифровой активной фазированной антенной решетки (ЦАФАР) является то, что четвертый выход синхронизатора соединен с третьим входом коммутатора, пятый и шестой выходы синхронизатора соединены с четвертыми входами первого и второго когерентных гетеродинов, при этом центральный процессор для заданного потребителем режима работы ЦАФАР выдает команды установки начальной частоты и крутизны линейной частотной модуляции в первый и второй когерентный СВЧ гетеродин, команды установки периода повторения и длительности зондирующих импульсов в синхронизатор, команды установки начальной фазы и амплитуды сигнала индивидуально для каждого приемо-передающего модуля (ППМ), параметров модуляции сигнала и приемного строба в программируемой логической интегральной схеме (ПЛИС) каждого ППМ.

Представлена антенная система базовых станций для использования в глобальных спутниковых навигационных системах. Антенная система включает в себя антенну, расположенную над высокоимпедансным емкостным экраном (ВИЕЭ).

Изобретение относится к спутниковой сети связи. Технический результат - обеспечение наивысшей пропускной способности в пределах приемлемых критериев надежности и переключение среди множества спектральных линий связи для обеспечения указанной определенной спектральной линии связи между источником и пунктом назначения.

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в радиолокационных системах. Технический результат - упрощение устройства и увеличение сектора сканирования при постоянной амплитуде главного лепестка ДН антенной решетки.

Изобретение относится к антенной технике, а именно к антенным системам с электронным управлением лучом и применением кольцевых цифровых фазированных антенных решеток (ЦФАР) в мобильных и стационарных средствах связи.

Изобретение относится к области спутниковой связи и может быть использовано для компенсации неидеальной поверхности рефлектора в системе спутниковой связи. Предложен способ, который включает измерение амплитуды и фазы сигналов, отраженных от рефлектора спутника, причем эти амплитуды и фазы формируют первую совокупность результатов измерения. Способ включает расчет корреляционной матрицы элементов как функции от первой совокупности результатов измерения. Корреляционная матрица элементов представляет диаграмму излучения облучающего элемента рефлектора. При этом способ включает регулирование диаграммы направленности сформированного пучка формирователя пучков на основании корреляционной матрицы элементов, что обеспечивает компенсацию неидеальной поверхности рефлектора. Технический результат – повышение точности компенсации неидеальной поверхности рефлектора. 2 н. и 10 з.п. ф-лы, 5 ил.

Изобретение относится к области радиотехники, а именно к радиоэлектронным системам, применяющим цифровые антенные решетки. Способ заключается в том, что формирование в одноименных парциальных лучах многолучевой диаграммы направленности цифровой антенной решетки комплексных цифровых сигналов каналов виртуальной апертуры осуществляется из соответствующих комплексных цифровых сигналов каналов реальной апертуры путем их задержки во времени. Величину временных задержек в одноименных парциальных лучах априорно определяют по разности хода фазовых фронтов волн между соответствующими каналами реальной и виртуальной апертур, участвующими в формировании соответствующих сигналов каналов виртуальной апертуры. Технический результат заключается в достижении углового сверхразрешения и точности измерения угловых координат, определяемых суммой реальной апертуры цифровой антенной решетки и синтезированной виртуальной, при произвольном местоположении элементов групповой цели с разными ЭПР и различном положении ДН. 14 ил.

Наверх