Способ получения радиочастотного сигнала с уменьшенным уровнем побочных дискретных составляющих

Изобретение относится к синтезаторам на основе петли фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Технический результат заключается в уменьшении уровня побочных дискретных составляющих выходного радиочастотного сигнала при одновременном сохранении достаточного низкого уровня фазовых шумов. Способ получения радиочастотного сигнала включает тактирование сигналом частотой Fсинхр первой микросхемы прямого цифрового синтеза для получения опорного сигнала Fdds11Fсинхр; ответвление части сигнала Fвых, полученного на выходе управляемого напряжением генератора, в контур отрицательной обратной связи для его частотного преобразования, которое осуществляют при помощи второй микросхемы прямого цифрового синтеза, тактируя ее сигналом частотой Fвых-DFсинхр, для получения на ее выходе сигнала частотой Fdds22(Fвых-DFсинхр), где α1 и α2 - коэффициенты, которые выбирают, исходя из условия их непопадания в предварительно определенные «запрещенные» области значений, преобразование которых в первой и второй микросхемах прямого цифрового синтеза соответственно приводит к получению выходного сигнала с побочными дискретными составляющими амплитудой выше допустимой Адоп, где n - номер гармоники побочной дискретной составляющей выходного сигнала. 5 ил.

 

Изобретение относится к радиоэлектронике, в частности к синтезаторам на основе петли фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ).

Известен способ получения радиочастотного сигнала, включающий получение сигнала частотой Fcинхр, тактирование этим сигналом первой микросхемы прямого цифрового синтеза (МПЦС) для получения опорного сигнала частотой:

,

где α1 - коэффициент, который выбирают исходя из условия его непопадания в предварительно определенные «запрещенные» области значений, преобразование которых в первой МПЦС приводит к получению выходного сигнала с побочными дискретными составляющими в полосе , где - половинная ширина полосы частот первой МПЦС, в которой необходимо обеспечить отсутствие побочных дискретных составляющих (см. RU 2579570, 10.04.2016).

В известном способе сравнивают фазу и частоту опорного и синхронизируемого сигналов для выработки аналогового напряжения, пропорционального фазовому и/или частотному рассогласованию, фильтруют полученное напряжение по низкой частоте, подают это напряжение на генератор, управляемый напряжением, для получения на его выходе сигнала частотой Fвых и ответвляют часть полученного сигнала в контур отрицательной обратной связи для его частотного преобразования с последующей подачей преобразованного сигнала на фазочастотный детектор в качестве синхронизируемого. Частотное преобразование осуществляют при помощи второй МПЦС, тактируя ее сигналом частотой Fвых-DFсинхр, получаемым путем смешивания сигналов с частотами Fвых и DFсинхр с дальнейшим выделением разностной составляющей, для получения на ее выходе сигнала частотой:

,

где D - коэффициент деления частоты для тактирования первой МПЦС,

α2=Сα1,

α1 определяют как середину самой широкой разрешенной зоны.

Если α2 принимает значение, находящееся внутри «запрещенной» области, α2 присваивают значение α2* из соседней «разрешенной» области, такое, чтобы соблюдалось условие:

где

- половина ширины «разрешенной» области,

и производят изменение частоты опорного сигнала Fdds1, присваивая α1 значение α1*, определяемое из математического выражения:

Известный способ выбран в качестве ближайшего аналога к заявленному способу.

Недостаток известного способа состоит в недостаточном подавлении гармоник низких порядков в спектре побочных дискретных составляющих, вследствие того, что ширину полосы выбирают постоянной для любого номера гармоники.

Задачей настоящего изобретения является создание способа получения радиочастотного сигнала, лишенного указанных недостатков.

В результате достигается технический результат, заключающийся в уменьшении уровня побочных дискретных составляющих выходного радиочастотного сигнала при одновременном сохранении достаточного низкого уровня фазовых шумов.

Конкретно, технический результат достигается путем реализации способа получения радиочастотного сигнала, включающего:

получение сигнала частотой Fcинхр, тактирование этим сигналом первой МПЦС для получения опорного сигнала частотой:

,

где α1 - коэффициент, который выбирают исходя из условия его непопадания в предварительно определенные «запрещенные» области значений, преобразование которых в первой МПЦС приводит к получению выходного сигнала с побочными дискретными составляющими амплитудой выше допустимой , где n - номер гармоники побочной дискретной составляющей выходного сигнала, ширину Δγзапрщ которых определяют из математического выражения:

,

где ΔF(n) - величина частотной отстройки n-й побочной дискретной составляющей от основного сигнала, которую определяют из уравнения:

,

где - амплитуда побочной дискретной составляющей после ее подавления в петле фазовой автоподстройки частоты,

Аn - амплитуда побочной дискретной составляющей на выходе первой МПЦС,

Н - функция амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) петли фазовой автоподстройки частоты;

сравнение фазы и частоты опорного и синхронизируемого сигнала для выработки аналогового напряжения, пропорционального фазовому и/или частотному рассогласованию;

фильтрацию полученного напряжения по низкой частоте;

подачу этого напряжения на генератор, управляемый напряжением, для получения на его выходе сигнала частотой Fвых и

ответвление части полученного сигнала в контур отрицательной обратной связи для его частотного преобразования с последующей подачей преобразованного сигнала на фазочастотный детектор в качестве синхронизируемого.

Частотное преобразование осуществляют при помощи второй МПЦС, тактируя ее сигналом частотой Fвых-DFсинхр, получаемым путем смешивания сигналов с частотами Fвых и DFсинхр с дальнейшим выделением разностной составляющей, для получения на ее выходе сигнала частотой:

Fdds22(Fвых-DFсинхр),

где D - коэффициент деления частоты для тактирования первой МПЦС,

α2=Сα1,

,

α1 определяют как середину наиболее широкой «разрешенной» области.

Осуществляют процедуру проверки непопадания коэффициента α2 внутрь соответствующих «запрещенных» областей значений, преобразование которых во второй МПЦС приводит к получению выходного сигнала с побочными дискретными составляющими амплитудой выше допустимой .

В случае, если α2 принимает значение, находящееся внутри «запрещенной» области, α2 присваивают значение α2* из соседней «разрешенной» области такое, чтобы соблюдалось условие:

,

где Δγразреш - половина ширины «разрешенной» области, в которой находится α1,

и производят изменение частоты опорного сигнала Fdds1, присваивая α1 значение α2*, определяемое из математического выражения:

.

В случае, если ни для какого значения α2* из упомянутой соседней «разрешенной» области условие не соблюдается, то α1 определяют как середину другой непроверенной «разрешенной» области и повторяют упомянутую процедуру до тех пор, пока коэффициенты α1 и α2 не примут значения, находящиеся в соответствующих «разрешенных» областях.

Использование при реализации способа описанной последовательности выбора коэффициентов α1 и α2 (и, соответственно, Fddsl и Fdds2) приводит к существенному уменьшению уровня побочных дискретных составляющих выходного радиочастотного сигнала (по сравнению со способом, приведенным в RU 2579570), и, следовательно, к повышению его качества.

На фиг. 1 представлена схема, позволяющая реализовать заявленный способ.

На фиг. 2 представлен график зависимости ширины «запрещенных» областей от выходной частоты первой МПЦС, нормированной на частоту ее тактирования Fddx1/Fcинхр, соответствующий примеру реализации способа, приведенному в ближайшем аналоге.

На фиг. 3 представлен график зависимости ширины «запрещенных» областей от выходной частоты первой МПЦС, нормированной на частоту ее тактирования Fdds1/Fcинхр, соответствующий примеру реализации заявленного способа.

На фиг. 4 показана последовательность выбора частот первой и второй МПЦС Fdds1 и Fdds2 для формирования выходных частот вне «запрещенных» областей.

На фиг. 5 представлена экспериментальная АЧХ петли ФАПЧ.

Заявленный способ реализуют следующим образом.

Как показано на схеме, представленной на фиг. 1, с опорного генератора 1 получают сигнал заданной частоты. Производят умножение частоты опорного генератора при помощи умножителя 2 и ее последующее деление на целочисленный коэффициент D при помощи делителя 3.

В результате получают сигнал частотой Fcинхр и производят тактирование этим сигналом первой МПЦС 4 для получения на ее выходе опорного сигнала частотой Fdds11Fcинхр.

Далее производят сравнение фазы и частоты опорного и синхронизируемого сигналов для выработки аналогового напряжения, пропорционального фазовому и/или частотному рассогласованию при помощи фазочастотного детектора 5, а затем осуществляют фильтрацию полученного напряжения по низкой частоте при помощи фильтра низких частот 6.

Далее это напряжение подают на генератор, управляемый напряжением (ГУН) 7, для получения на его выходе сигнала частотой Fвых, а затем ответвляют часть полученного сигнала в контур отрицательной обратной связи (ООС) 8.

В контуре ООС синхронизируемый сигнал получают при помощи второй МПЦС 9, тактируя ее сигналом частотой Fвыx-DFсинхр, для получения на ее выходе сигнала частотой:

Fdds22(Fвых-DFсинхр).

Сигнал частотой Fвых-DFсинхр получают смешиванием сигналов с частотами Fвых и DFсинхр в смесителе 10 с дальнейшим выделением разностной составляющей в фильтре низких частот 11.

Последовательность выбора выходных частот Fdds1 и Fdds2 может быть реализована при помощи управляющего устройства 12 путем присваивания выходным частотам Fddx1 и Fdds2 кодов, соответствующих α1 и α2 для первой и второй МПЦС 4 и 9, выбираемых согласно предварительно определенному и записанному в память управляющего устройства 12 набору «запрещенных» областей.

«Запрещенные» области находят при помощи программы, запускаемой, например, на персональном компьютере. Программа рассчитывает набор соотношений , где

Fdds1кр - это набор частот, получение сигналов на которых в первой МПЦС 4 приводит к совпадению частот основных гармоник и гармоник высших порядков этих сигналов вследствие эффекта наложения.

Другими словами, это набор частот первой МПЦС, кратных частоте ее тактирования Fcинхр (далее - кратных частот):

±Fdds1кр=mFсинхр-nFdds1кр,

,

где n - номер гармоники сигнала с выхода первой МПЦС 4, взятый в диапазоне от 1 до N, где N - максимальный номер учитываемой гармоники, выбираемый так, чтобы амплитуда Аn гармоник с номерами n≥N не превышала допустимую (если гармоника имеет на выходе МПЦС амплитуду , то ее не требуется подавлять),

m - номер гармоники частоты тактирования, соответствующий n, причем .

Для каждого определяют ширину «запрещенной» области из условия подавления гармоники выходного сигнала n-го порядка с амплитудой Аn с помощью петли ФАПЧ с АЧХ, описываемой функцией H(ΔFnc), где ΔFnc - величина частотной отстройки побочной дискретной составляющей от основного сигнала до амплитуды не выше допустимой :

Рассмотрев в качестве предельного случая равенство , получают выражение для ΔFnc:

, где

- функция, обратная к АЧХ ФАПЧ.

Условие попадания в «запрещенную» область определяют из выражения:

,

где Fdds1=Fdds1кр+ΔF,

где ΔF - величина частотной отстройки Fddx1 от ближайшей кратной частоты Fdds1кр.

Делят обе части неравенства на Fcинхр, получая

, где

γ - набор выходных частот Fdds1, нормированных на частоту тактирования Fcинхр, определяемых из математического выражения:

,

где γкр - набор кратных частот с выхода первой МПЦС, нормированных на частоту тактирования Fсинхр,

Δγ - величина частотной отстройки Fdds1 от ближайшей кратной частоты Fdds1кр, нормированная на частоту тактирования Fcинхр.

Получают и ширину «запрещенной» области определяют как .

Результат приведенного выше расчета в виде графика зависимости ширины «запрещенных» областей от выходной частоты первой МПЦС 4, нормированной на частоту ее тактирования Fdds1/Fсинхр, соответствующий примеру реализации заявленного способа, представлен на фиг. 3. Для сравнения на фиг. 2 представлен аналогичный результат, соответствующий примеру реализации способа, приведенному в ближайшем аналоге.

Набор «запрещенных» областей представляют в следующем виде:

,

где γ1нач, γ2нач, …, γkнач - коэффициенты, определяющие левые границы «запрещенных» областей;

γ1кон, γ2кон, …, γkкон - коэффициенты, определяющие правые границы «запрещенных» областей;

k - количество «запрещенных» областей.

Далее осуществляют выбор коэффициентов α1 и α2 в соответствии с предварительно рассчитанными «запрещенными» областями.

α1 определяют как середину самой широкой разрешенной области:

,

где γiнач - левая граница «запрещенной» области, следующей сразу за наиболее широкой «разрешенной» областью,

γi-1кон - правая граница «запрещенной» области, находящейся перед наиболее широкой «разрешенной» областью.

Коэффициент α2 определяют следующим образом:

α2=Сα1, где

.

Осуществляют процедуру проверки непопадания коэффициента α2 внутрь соответствующих «запрещенных» областей значений, преобразование которых во второй МПЦС приводит к получению выходного сигнала с побочными дискретными составляющими амплитудой выше допустимой .

В случае, если α2 принимает значение, находящееся внутри «запрещенной» области, α2 присваивают значение α2* из соседней «разрешенной» области, такое, чтобы соблюдалось условие:

,где

,

и производят изменение частоты опорного сигнала Fddsl, присваивая α1 значение α1*, определяемое из математического выражения:

.

В случае, если ни для какого значения коэффициента α2* из упомянутой соседней «разрешенной» области условие не соблюдается, то в качестве α1 выбирают середину другой непроверенной «разрешенной» области (например, середину ближайшей непроверенной «разрешенной» области) и повторяют упомянутую процедуру до тех пор, пока коэффициенты α1 и α2 не примут значения, находящиеся в соответствующих «разрешенных» областях.

Последовательность выбора выходных частот Fdds1 и Fdds2 первой и второй МПЦС 4 и 9 для формирования выходных частот вне «запрещенных» областей проиллюстрирована фиг. 4.

На первой паре графических изображений показан случай, когда каждый из коэффициентов α1 и α2, соответствующий частотам сигналов на выходе первой и второй МПЦС, не попадает в «запрещенную» область («запрещенные» области заштрихованы). На второй паре показан случай, когда коэффициент α2, соответствующий частоте сигнала второй МПЦС, попадает в «запрещенную» область и перестройка второй МПЦС в соседнюю «разрешенную» область позволяет перестроить первую МПЦС так, чтобы коэффициент α1, соответствующий частоте сигнала на ее выходе, остался в границах своей «разрешенной» области. На третьей паре показан случай, когда коэффициент α2, соответствующий частоте сигнала на входе второй МПЦС, попадает в «запрещенную» область, но перестройка второй МПЦС в ближайшую соседнюю «разрешенную» область невозможна (т.к. эта «разрешенная» область полностью перекрывается «запрещенной» областью первой МПЦС). В этом случае коэффициент α1 выбирают, например, как середину ближайшей к ней непроверенной «разрешенной» области, и для этого случая выполняют упомянутую процедуру проверки попадания коэффициента α2 в «запрещенную» область.

Допустим, в конкретной реализации способа, в синтезаторе с коэффициентом деления D=2 в делителе частоты 3 необходимо получить сигнал с выходной частотой Fвых=2,4134Fсинхр и с амплитудой побочных дискретных составляющих выходного сигнала Аnвых не выше допустимой .

Вычисляют коэффициент C, определяющий соотношение между α1 и α2.

Экспериментальная зависимость амплитуды (в ) гармоники сигнала на выходе первой МПЦС от ее номера для МПЦС AD9910, которая может быть использована для реализации заявленного способа, может быть приблизительно описана соотношением:

Аn=-60-20lgn.

При амплитуде гармоники Аn выходного сигнала ниже допустимого «запрещенная» область для нее не определяется. Из этого условия находят количество N рассматриваемых гармоник:

.

Для случая количество учитываемых гармоник будет N=100.

Для проверки реализации заявленного способа использован макет, в котором экспериментально полученная АЧХ петли ФАПЧ, приведенная на фиг. 5, для частот выше частоты среза ФНЧ Fcp, описывается соотношением:

Н=-20PlgΔFnc+b,

где ΔFnc - величина частотной отстройки побочной дискретной составляющей от основного сигнала,

b - постоянный коэффициент,

Р - порядок фильтра.

Последние два параметра определяют экспериментально и в рассматриваемом конкретном случае Р=3 и b=170.

Зависимость величины частотной отстройки побочной дискретной составляющей от основного сигнала от ее номера n вычисляют по математическому выражению:

Из приведенных выше соотношений зависимость величины частотной отстройки побочной дискретной составляющей от основного сигнала от ее номера n принимает вид:

Коэффициенту α1 присваивают значение, соответствующее середине самой широкой «разрешенной» области, в данном случае α1=0,143774.

Вычисляют α2=Сα1=0,347784.

Так как α2 попадает в «запрещенную» область, коэффициенту α2 присваивают значение α2*=0,347537, соответствующее середине соседней «разрешенной» области.

Вычисляют .

Проверяют значения α1* и α2* на нахождение внутри «запрещенных» областей.

Так как значения α1* и α2* находятся вне «запрещенных» областей, следовательно, в МПЦС 4 и 9 записывают α1* и α2*.

Способ получения радиочастотного сигнала, включающий получение сигнала частотой Fсинхр, тактирование этим сигналом первой микросхемы прямого цифрового синтеза для получения опорного сигнала частотой

Fdds11Fсинхр,

где α1 - коэффициент, который выбирают исходя из условия его непопадания в предварительно определенные «запрещенные» области значений, преобразование которых в первой микросхеме прямого цифрового синтеза приводит к получению выходного сигнала с побочными дискретными составляющими амплитудой выше допустимой Адоп, где n - номер гармоники побочной дискретной составляющей выходного сигнала, ширину Δγзапрещ которых определяют из математического выражения

,

где ΔFnc(n) - величина частотной отстройки n-й побочной дискретной составляющей от основного сигнала, которую определяют из уравнения

,

где - амплитуда побочной дискретной составляющей после ее подавления в петле фазовой автоподстройки частоты,

An - амплитуда побочной дискретной составляющей на выходе первой микросхемы прямого цифрового синтеза,

Н - функция амплитудно-частотной характеристики петли фазовой автоподстройки частоты,

сравнение фазы и частоты опорного и синхронизируемого сигнала для выработки аналогового напряжения, пропорционального фазовому и/или частотному рассогласованию, фильтрацию полученного напряжения по низкой частоте, подачу этого напряжения на генератор, управляемый напряжением, для получения на его выходе сигнала частотой Fвых и ответвление части полученного сигнала в контур отрицательной обратной связи для его частотного преобразования с последующей подачей преобразованного сигнала на фазочастотный детектор в качестве синхронизируемого, при этом частотное преобразование осуществляют при помощи второй микросхемы прямого цифрового синтеза, тактируя ее сигналом частотой Fвых-DFсинхр, получаемым путем смешивания сигналов с частотами Fвых и DFсинхр с дальнейшим выделением разностной составляющей, для получения на ее выходе сигнала частотой

Fdds22(Fвых-DFсинхр),

где D - коэффициент деления частоты для тактирования первой микросхемы прямого цифрового синтеза,

α2=Сα1,

α1 определяют как середину самой широкой разрешенной зоны,

и осуществляют процедуру проверки непопадания коэффициента α2 внутрь соответствующих «запрещенных» областей значений, преобразование которых во второй микросхеме прямого цифрового синтеза приводит к получению выходного сигнала с побочными дискретными составляющими амплитудой выше допустимой Адоп,

при этом в случае, если α2 принимает значение, находящееся внутри «запрещенной» области, α2 присваивают значение из соседней «разрешенной» области, такое, чтобы соблюдалось условие

,

где Δγразреш - половина ширины «разрешенной» области, в которой находится α1,

и производят изменение частоты опорного сигнала Fdds1, присваивая α1 значение , определяемое из математического выражения

а в случае, если ни для какого значения из упомянутой соседней «разрешенной» области условие не соблюдается, то в качестве α1 выбирают середину другой непроверенной «разрешенной» области и повторяют упомянутую процедуру до тех пор, пока коэффициенты α1 и α2 не примут значения, находящиеся в соответствующих «разрешенных» областях.



 

Похожие патенты:
Изобретение относится к области связи. Технический результат – обеспечение возможности автоматического изменения режима работы средств связи в любое время из передающего пункта, с одновременной синхронизацией на передающем и приемном пункте.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в аппаратуре различного назначения и измерительной технике. Способ достижения необходимого значения стабильности частоты генератора периодического сигнала при использовании генераторов периодического (в том числе синусоидального) сигнала с тем же значением номинальной частоты, но с меньшими значениями стабильности, заключается в том, что для достижения необходимого значения используется следующий рекуррентный подход.

Генератор шкалы времени относится к устройствам синхронизации сигналов по частоте, сдвигу фазы и шкале времени. Техническим результатом является повышение точности синхронизации шкалы времени.

Группа изобретений относится к запоминающим устройствам и может быть использована для управления синхронизацией для записи в запоминающие устройства в несогласованной архитектуре.

Предлагаемые устройства относятся к радиолокационным и гидролокационным системам с импульсным сжатием многофазных кодов. Технический результат заключается в повышении качества сжатия сигналов, производится подавление боковых лепестков, возникающих в процессе сжатия, при котором обеспечивается увеличение числа многофазных кодов длины N, для всех значений временных сдвигов (отсчетов), исключая двух ±N, в которых относительный уровень боковых лепестков находится в диапазоне от -20 lgN -6 до -20 lgN -8 dB за счет использования симметрично усеченных кодов, образованных последовательным удалением равного числа первых и последних символов кодов большей длины.

Изобретение относится к радиолокации и гидролокации. Технический результат – обеспечение подавления боковых лепестков для кода P3 нечетной длины.

Изобретение относится к радиотехнике. Технический результат изобретения заключается в повышении быстродействия и возможности работы с опорным сигналом любой скважности, период которого кратен периоду тактов, а также возможность подстройки частоты тактов по фронтам принимаемых данных.

Изобретение относится к радиоэлектронике, в частности к синтезаторам частот на основе петли фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Технический результат заключается в снижении уровня фазовых шумов и побочных дискретных составляющих в спектре выходного сигнала, что в свою очередь повышает качество выходного сигнала, при сохранении высокого разрешения по частоте и широкой полосы перестройки.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано при организации систем связи с увеличенным количеством каналов, а также в измерительной технике, где требуется перестройка частоты с малым шагом. В основу изобретения поставлена задача получения микроволновых колебаний с малым шагом сетки частот, низким уровнем фазовых шумов и малым временем перестройки частоты.

Способ фазовой автоподстройки позволяет осуществлять синхронизацию от однофазного исходного сигнала с помехами. Технический результат заключается в улучшении практического быстродействия синхронизации до одного-двух периодов сигнала синхронизируемой частоты, фильтрации помех в формируемых сигналах синхронизированной фазы и частоты.

Изобретение относится к синтезатору частот. Технический результат заключается в повышении точности определения параметров целевых объектов бортовыми РЛС и в уменьшении массогабаритных характеристик приемопередающего тракта всей бортовой РЛС за счет оптимизации структуры синтезатора частот.

Изобретение относится к синтезаторам на основе петли фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Технический результат заключается в уменьшении уровня побочных дискретных составляющих выходного радиочастотного сигнала при одновременном снижении уровня фазовых шумов.

Изобретение относится к микроволновой технике, к формирователям сверхширокополосных сигналов качающейся частоты. Достигаемый технический результат - увеличение скорости свипирования , расширения диапазона качания частот с выдачей сигнала, характеризующегося спектром высокой чистоты.

Изобретение относится к области измерительной техники, радиолокации и связи. Достигаемый технический результат - повышение частотного разрешения и спектральной чистоты выходного сигнала.

Синтезатор частот с коммутируемыми трактами приведения частоты относится к радиотехнике и может быть использован для формирования сетки стабильных частот с равномерным шагом в приемных устройствах с повышенной помехозащищенностью, а также в приемопередающих устройствах с быстрой перестройкой рабочих частот.

Изобретение относится к электронике, в частности к цифровым синтезаторам прямого синтеза. Достигаемый технический результат - снижение уровня побочных дискретных составляющих выходного сигнала.

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано в радиоприемных и радиопередающих устройствах для преобразования частот, модуляции и формирования радиосигналов.

Изобретение относится к области связи и может использоваться для управления точными источниками частоты в сотовых телефонах или других устройствах связи. .

Изобретение относится к технике связи, а именно к радиотехническому оборудованию, и может быть использовано в системах и средствах управления воздушным движением. .

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в приемных устройствах в качестве малогабаритного переключаемого по частоте гетеродина. .

Изобретение относится к синтезаторам на основе петли фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Технический результат заключается в уменьшении уровня побочных дискретных составляющих выходного радиочастотного сигнала при одновременном снижении уровня фазовых шумов.

Изобретение относится к синтезаторам на основе петли фазовой автоподстройки частоты. Технический результат заключается в уменьшении уровня побочных дискретных составляющих выходного радиочастотного сигнала при одновременном сохранении достаточного низкого уровня фазовых шумов. Способ получения радиочастотного сигнала включает тактирование сигналом частотой Fсинхр первой микросхемы прямого цифрового синтеза для получения опорного сигнала Fdds1α1Fсинхр; ответвление части сигнала Fвых, полученного на выходе управляемого напряжением генератора, в контур отрицательной обратной связи для его частотного преобразования, которое осуществляют при помощи второй микросхемы прямого цифрового синтеза, тактируя ее сигналом частотой Fвых-DFсинхр, для получения на ее выходе сигнала частотой Fdds2α2, где α1 и α2 - коэффициенты, которые выбирают, исходя из условия их непопадания в предварительно определенные «запрещенные» области значений, преобразование которых в первой и второй микросхемах прямого цифрового синтеза соответственно приводит к получению выходного сигнала с побочными дискретными составляющими амплитудой выше допустимой Адоп, где n - номер гармоники побочной дискретной составляющей выходного сигнала. 5 ил.

Наверх