Способ модуляции амплитуды и фазы высокочастотных сигналов и устройство его реализации

Изобретение относится к радиосвязи. Технический результат изобретения заключается в одновременном обеспечении заданных значений модулей и фаз передаточной функции в двух состояниях управляемого элемента в ограниченной двумя заданными частотами полосе частот. Способ модуляции амплитуды и фазы высокочастотных сигналов состоит в том, что на вход модулятора подают высокочастотный гармонический сигнал, модулятор выполняют из четырехполюсника, двухполюсного управляемого элемента, соединенного с источником низкочастотного управляющего сигнала, при этом двухполюсный управляемый элемент включают между источником сигнала и входом четырехполюсника в поперечную цепь, к выходу четырехполюсника подключают нагрузку с комплексным сопротивлением, проводимость источника сигнала выбирают комплексной, четырехполюсник выбирают комплексным, зависимости комплексных элементов классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты выбирают из условия обеспечения заданных зависимостей фаз ϕ1,2 и модулей m1,2 передаточных функций от частоты в первом и втором состояниях с помощью соответствующих математических выражений. 2 н.п. ф-лы, 4 ил.

 

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано для формирования требуемых временных форм фазоманипулированных, амплитудно-манипулированных, а также амплитудно-фазоманипулированных и амплитудно-фазомодулированных сигналов в заданной полосе частот.

Известен способ манипуляции (модуляции) параметров отраженного сигнала, состоящий в том, что входное сопротивление устройства манипуляции изменяют таким образом, что коэффициент отражения этого устройства изменяет фазу на π, π/2, π/4, причем для разделения входного и отраженного сигнала используют циркулятор [Радиопередающие устройства. /Под редакцией О.А. Челнокова. - М.: Радио и связь, 1982, с. 152-156]. Известно устройство реализации этого способа [там же], состоящее из циркулятора, первый вход которого подключен к источнику сигнала, третий вход подключен к нагрузке, а второй подключен к отрезку разомкнутой линии передачи длиной λ/4, вначале которой включен p-i-n диод.

Если диод закрыт, то от сечения, в котором он включен, происходит отражение, отраженная волна попадает в нагрузку с сопротивлением 50 Ом. Если диод открыт, то отражение происходит от конца линии. Фаза отраженного сигнала в одном состоянии диода отличается от фазы отраженного сигнала в другом состоянии диода на π. При необходимости изменения разности фаз длина отрезка линии передачи изменяется соответствующим образом.

Недостатком этого способа и устройства его реализации является то, что в двух состояниях диода изменяется только фаза отраженного сигнала, причем заданные значения разности фаз отраженного сигнала в двух состояниях диода обеспечивается только на одной фиксированной частоте. Другим недостатком является постоянство амплитуды отраженного сигнала в двух состояниях диода, то есть отсутствие манипуляции амплитуды, что сужает функциональные возможности. Например, это не позволяет обеспечить два канала радиосвязи на одной несущей частоте (один канал можно образовать с помощью манипуляции амплитуды, а другой с помощью манипуляции фазы или не позволяет обеспечить кодировку передаваемой информации). Третьим недостатком следует считать большие массы и габариты, связанные с необходимостью использования отрезков линии передачи. Четвертым недостатком является то, что устройство манипуляции, состоящее из управляемой и неуправляемой частей, включается между источником сигнала и нагрузкой, которые имеют определенные значения сопротивлений. Источник сигнала имеет чисто действительное сопротивление (второй вход). Нагрузка для отраженного сигнала (третий вход) имеет также действительное сопротивление. Манипулятор подключен к разомкнутой (бесконечное сопротивление) или к замкнутой (нулевое сопротивление) линии передачи. Следующим важным недостатком является то, что данный способ и данное устройство не обеспечивают манипуляцию амплитуды и фазы проходного сигнала. Основным недостатком является отсутствие возможности усиления сигнала с заданными коэффициентами усиления в двух состояниях.

Известен способ манипуляции фазы отраженного сигнала, основанный на использовании двухимпедансных устройств СВЧ [В.Г. Соколинский, В.Г. Шейнкман. Частотные и фазовые модуляторы и манипуляторы. - М.: Радио и связь, 1983, стр. 146-158]. Известно устройство реализации этого способа [там же], состоящее из определенного количества реактивных элементов типа L, С, параметры которых выбраны из условия обеспечения требуемой произвольной разности фаз коэффициента отражения.

По сравнению с предыдущим способом и устройством данный способ и устройство его реализации не требуют использования полупроводниковых диодов только в открытом и только закрытом состояниях. При любых состояниях диодов, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего воздействия, при определенных значениях параметров типа L, С может быть обеспечено заданное значение разности фаз отраженного сигнала на фиксированной частоте. Если амплитуда управляющего низкочастотного сигнала между указанными двумя уровнями изменяется непрерывно, то обеспечивается модуляция.

Недостатком является то что, как и первый способ и устройство манипулятор может быть включен только между определенными сопротивлениями. Следующим важным недостатком является то, что данный способ и данное устройство не обеспечивают манипуляцию амплитуды и фазы и не усиливают амплитуду проходного сигнала с заданными коэффициентами усиления в двух состояниях.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ [Головков А.А. Устройство для модуляции отраженного сигнала. Авт. св-во №1800579 от 09.10.1992 года], состоящий в том, что неуправляемую часть (согласующе-фильтрующее устройство) формирует из определенным образом соединенных между собой двухполюсников, сопротивление каждого двухполюсника выбирают из условия обеспечения одинакового заданного двухуровневого закона изменения амплитуды и фазы отраженного сигнала при изменении управляемого элемента из одного состояния в другое под действием управляющего низкочастотного напряжения или тока.

Известно устройство (прототип) реализации способа [там же], содержащее циркулятор, первое и третье плечи которого являются СВЧ входом и выходом, а во второе плечо включены реактивный четырехполюсник и полупроводниковый диод, подключенный к источнику низкочастотного управляющего воздействия, при этом четырехполюсник выполнен в виде Т-образного соединения двухполюсников со значениями реактивных сопротивлений, которые выбраны из условия обеспечения требуемых законов двухуровневого изменения амплитуды и фазы отраженного сигнала на двух заданных частотах. Так же как и в предыдущем способе и устройстве реализации, возможна модуляция фазы и амплитуды, если управляющий сигнал изменяется непрерывно.

Недостатком является то, что как и в первых двух способах и устройствах манипулятор может быть включен только между определенными сопротивлениями. Следующим важным недостатком является то, что данный способ и данное устройство не обеспечивают манипуляцию амплитуды и фазы проходного сигнала в двух состояниях. Третьим важным недостатком является то, что значения модулей и фаз в каждом из состояний не контролируются. Известно лишь отношение модулей и разность фаз.

Техническим результатом изобретения является обеспечение манипуляции амплитуды и фазы проходного сигнала в двух состояниях управляемого элемента при контролируемых модуле и фазе передаточной функции в каждом из состояний в заданной полосе частот с использованием реактивных и резистивных (комплексных) элементов в согласующем четырехполюснике (с использованием базиса R, L, C) и включении манипулятора (модулятора) между источником сигнала и нагрузкой с комплексными сопротивлениями. Изменение базиса согласующего четырехполюсника приводит к изменению областей физической реализуемости требуемых (заданных) значений модуля и фазы передаточной функции в каждом из состояний, определяемых двумя уровнями амплитуды управляющего сигнала.

1. Указанный результат достигается тем, что в способе модуляции амплитуды и фазы высокочастотных сигналов, состоящем в том, что на вход модулятора подают высокочастотный гармонический сигнал, модулятор выполняют из четырехполюсника, двухполюсного управляемого элемента, соединенного с источником низкочастотного управляющего сигнала, четырехполюсник выполняют из числа двухполюсников, не меньшего двух, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего сигнала, дополнительно двухполюсный управляемый элемент включают между источником сигнала и входом четырехполюсника в поперечную цепь, к выходу четырехполюсника подключают нагрузку с комплексным сопротивлением, проводимость источника сигнала выбирают комплексной, четырехполюсник выбирают комплексным, зависимости комплексных элементов классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты выбирают из условия обеспечения заданных зависимостей фаз ϕ1,2 и модулей m1,2, передаточных функций от частоты в первом и втором состояниях с помощью следующих математических выражений:

; ,

где ; ; М1,2=m1,2(cosϕ1,2+jsinϕ1,2);

; ; - оптимальные отношения зависимостей комплексных элементов a, b, c, d классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты; y0 - заданная зависимость проводимости источника сигнала от частоты; zн - заданная зависимость сопротивления нагрузки от частоты; y1,2 - заданные зависимости проводимости двухполюсного управляемого элемента от частоты в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала.

2. Указанный результат достигается тем, что в устройстве модуляции амплитуды и фазы высокочастотных сигналов, состоящем из двухполюсного управляемого элемента, четырехполюсника, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, подключенного к источнику низкочастотного управляющего сигнала, дополнительно четырехполюсник выполнен комплексным в виде П-образного соединения трех двухполюсников с комплексными сопротивлениями Z1, Z2, Z3, управляемый элемент включен между источником высокочастотных сигналов и входом комплексного четырехполюсника в поперечную цепь, к выходу четырехполюсника подключена нагрузка с комплексным сопротивлением, при этом первый и второй двухполюсники с сопротивлениями Z1, Z2 сформированы из параллельно соединенных проводимости Gk0, емкости Ck0 и последовательно соединенных проводимости Gk и емкости Ck, которые определяются с помощью следующих математических выражений:

;

;

;

,

где ; - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих комплексной проводимости k-го двухполюсника на двух заданных частотах f1, f2; ω1=2πf1; ω2=2πf2; Rk1,k2; Xkl,k2 - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих комплексного сопротивления k-го двухполюсника на двух частотах, причем

;

где

;

M11,12=m11,12(cosϕ11,12+jsinϕ11,12); M21,22=m21,22(cos21,22+jsinϕ21,22);

y01,02 - заданные значения проводимости источника сигнала на двух частотах; zн1,н2 - заданные значения сопротивления нагрузки на двух частотах; y11,21 - заданные значения проводимости двухполюсного управляемого элемента на первой частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; y12,22 - заданные значения проводимости двухполюсного управляемого элемента на второй частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; m11,21, ϕ11,21 - заданные значения модулей и фаз передаточной функции на первой частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; m12,22, ϕ12,22 - заданные значения модулей и фаз передаточной функции на второй частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; Z11,12=R11,12+jX11,12 - оптимальные значения сопротивления первого двухполюсника П-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z21,22=R21,22+jX21,22 - оптимальные значения сопротивления второго двухполюсника П-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z31,32 - заданные значения сопротивления третьего двухполюсника П-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; k=1, 2 - номера первого и второго двухполюсников П-образного четырехполюсника.

На фиг. 1 показана схема устройства модуляции амплитуды и фазы радиочастотных сигналов (прототип).

На фиг. 2 показана структурная схема предлагаемого устройства по п. 2.

На фиг. 3 приведена схема четырехполюсника, входящего в предлагаемое устройство по п. 2.

На фиг. 4 приведена схема квазиоптимального двухполюсника, реализующего оптимальные частотные зависимости сопротивлений первого и второго двухполюсников, входящих в четырехполюсник на фиг. 3, входящий в предлагаемое устройство по п. 2.

Устройство-прототип содержит циркулятор 1 с входным 2, нагрузочным 3 и выходным 4 плечами, три двухполюсника с реактивными сопротивлениямих x1 - 5, х2 - 6, х3 - 7, соединенных между собой по Т-образной схеме, а также полупроводниковый диод 8, подключенный параллельно к источнику низкочастотного управляющего (модуляционного или информационного) сигнала 9. Двухполюсник 7 подключен к диоду 8, двухполюсник 5-к нагрузочному плечу 3 циркулятора 1.

Принцип действия устройства манипуляции параметров сигнала (прототипа) состоит в следующем.

Высокочастотный сигнал от источника (на фигуре 1 не показан) через входное плечо 2 циркулятора 1 поступает в нагрузочное плечо 3. В результате взаимодействия пришедшего сигнала с реактивными элементами и диодом и благодаря специальному выбору значений реактивных элементов двухполюсников значения фаз и амплитуд отраженных сигналов на двух частотах оказывается такими, что в результате их интерференции на выходное плечо 4 циркулятора 1 поступают сигналы, амплитуда и фаза которых в одном состоянии диода 8, определяемом одним крайним значением сигнала модуляции источника 9, отличаются от амплитуды и фазы этих сигналов в другом состоянии диода 8 на заданные величины на соответствующих двух частотах. Максимальная девиация фазы может составлять 360°, минимальная - ноль, максимальное отношение амплитуд равно ∞. Отношения модулей и разности фаз коэффициента отражения реализуются на обеих частотах одинаковыми. Абсолютные значения модулей и фаз коэффициента отражения и коэффициента передачи неизвестны (не контролируются). Параметры (амплитуда и фаза) проходного сигнала не модулируются.

Высокочастотная часть структурной схемы обобщенного предлагаемого устройства по п. 2 (фиг. 2), (фиг. 3) состоит из каскадно-соединенных источника высокочастотного несущего сигнала с комплексным сопротивлением z0 10 (с комплексной проводимостью ), двухполюсного управляемого элемента 8 (включен в поперечную цепь) с комплексными проводимостями y1,2 в двух состояниях, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего воздействия, комплексного четырехполюсника 11 в виде П-образного соединения трех двухполюсников с сопротивлениями Z1 - 12, Z2 - 13, Z3 - 14 и нагрузки 15 с комплексным сопротивлением zн. Источник низкочастотного управляющего сигнала на фиг. 2 не показан. Зависимости сопротивлений Z1, Z2 от частоты выбраны из условий обеспечения заданных зависимостей фаз ϕ1,2 и модулей m1,2 передаточных функций от частоты в первом и втором состояниях. Зависимости сопротивлений Z1, Z2 от частоты определяются аналитически по найденным математическим выражениям однозначно. Реализация этих зависимостей осуществлена путем определения значений параметров квазиоптимального двухполюсника (фиг. 4), обеспечивающего совпадение оптимальных и реальных сопротивлений на двух частотах. Это означает, что первый и второй двухполюсники комплексного четырехполюсника выполнены в виде, показанном на фиг. 4, но с разными параметрами. Квазиоптимальный двухполюсник (фиг. 4) состоит из параллельно соединенных проводимости G0 - 16, емкости С0 - 17 и последовательно соединенных проводимости G - 18, емкости С - 19. Зависимости остальных сопротивлений от частоты известны (заданы).

Это устройство функционирует следующим образом. Благодаря специальному выбору количества элементов двухполюсников схемы их соединений (фиг. 3), (фиг. 4) и значений их параметров при переключении управляющего (модулирующего) сигнала на управляемом двухполюсном элементе из одного уровня на другой будут реализованы заданные значения модулей и фаз передаточной функции в этих двух состояниях на двух заданных частотах и приблизительно реализованы заданные значения модулей и фаз передаточной функции в этих двух состояниях в окрестностях этих частот. Модули входного высокочастотного сигнала и передаточной функции перемножаются, а их фазы складываются. Следовательно, выходной сигнал будет изменяться по закону изменения передаточной функции.

При непрерывном изменении амплитуды управляющего сигнала будет реализована модуляция проходного сигнала по амплитуде и фазе в заданной полосе частот, ограничиваемой двумя заданными частотами.

Докажем возможность реализации указанных свойств.

Пусть известны зависимости сопротивления источника сигнала z0, нагрузки zн и проводимости управляемого элемент y1,2 в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего воздействия (сигнала), от частоты.

Требуется определить минимальное количество элементов и значения параметров схемы комплексного четырехполюсника (КЧ), при которых в заданных состояниях управляемого элемента обеспечивались бы заданные зависимости модулей m1,2 и фаз ϕ1,2 передаточной функции от частоты (аргументы опущены):

Глубина амплитудной модуляции М и девиация фазы Δϕ амплитудно-фазомодулированного сигнала определяются известными выражениями: ; . При М=0 имеем чисто фазовую модуляцию, а при Δϕ=0 - амплитудную. Величины m1, m2, ϕ1, ϕ2 задаются исходя из требуемых значений глубины амплитудной модуляции и девиации фазы.

Пусть КЧ характеризуется классической матрицей передачи:

; ; - искомые отношения зависимостей комплексных элементов а, b, с, d классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты.

Управляемый элемент в первом и втором состояниях описывается следующей матрицей передачи:

Перемножим матрицы (3 и 2) и с учетом условий нормировки [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971, с. 34-36], получим выражения для нормированных матриц передачи всего устройства в каждом из состояний:

Используя известные соотношения [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971, с. 34-36] между элементами матрицы передачи и элементами матрицы рассеяния и связь коэффициента передачи S21 с физически реализуемой передаточной функцией , получим выражения для передаточной функции манипулятора (модулятора) в двух состояниях:

Подставим (5) в (1). Получим систему двух комплексных уравнений, решение которой имеет форму взаимосвязей между элементами классической матрицы передачи КЧ, оптимальных по критерию обеспечения заданных зависимостей модулей и фаз передаточной функции модулятора в двух состояниях управляемого элемента от частоты:

где ; ; М1,2=m1,2(cosϕ1,2+jsinϕ1,2);

; ; - оптимальные отношения зависимостей комплексных элементов a, b, c, d классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты; - известная зависимость проводимости источника сигнала от частоты; zн - заданная зависимость сопротивления нагрузки от частоты; y1,2 - заданные зависимости проводимости двухполюсного управляемого элемента от частоты в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала.

Взаимосвязи (6) можно использовать в качестве исходных уравнений для определения зависимостей сопротивлений двухполюсников выбранной схемы КЧ от частоты, оптимальных по критерию (1). Для этого надо известные элементы классической матрицы передачи выбранной типовой схемы КЧ подставить в (6) и решить полученную систему двух уравнений относительно сопротивлений двух двухполюсников. Если в КЧ количество N двухполюсников больше двух, то сопротивления двух из них определяются по описанному алгоритму, а сопротивления остальных могут быть выбраны произвольно или из каких-либо других физических соображений, например из условия получения физически реализуемых значений сопротивлений первых двух двухполюсников.

В соответствии с этим алгоритмом были определены математические выражения для отыскания оптимальных зависимостей сопротивлений двухполюсников типовой схемы четырехполюсника в виде П-образного соединения трех двухполюсников (фиг. 3) от частоты:

где А и В определены в (6).

В обозначениях зависимостей сопротивлений трех двухполюсников П-образного четырехполюсника Z1, Z2, Z3 от частоты индекс означает номер двухполюсника (фиг. 3).

В выбранном базисе R, L, C сопротивление Z3 выбирается из условия обеспечения положительного знака действительных составляющих сопротивлений Z1, Z2. После получения оптимальных частотных характеристик (7) необходимо определить значения параметров квазиоптимального двухполюсника, обеспечивающего реализацию (7) в ограниченной полосе частот. Для этого необходимо в соответствии с методом интерполяции выбрать тип квазиоптимального двухполюсника, определить его сопротивление в математической форме, приравнять это сопротивление оптимальным значениям на заданном количестве K частот, отделить действительную и мнимую части друг от друга и решить полученную систему 2K уравнений относительно параметров квазиоптимального двухполюсника.

Пусть квазиоптимальный двухполюсник (фиг. 4) состоит из параллельно соединенных проводимости G0 - 16, емкости С0 - 17 и последовательно соединенных проводимости G - 18, емкости С - 19. Поскольку в схеме преобладают параллельные соединения, то для упрощения вычислений от сопротивлений Z1, Z2 необходимо перейти к проводимостям:

где

; - оптимальные зависимости действительных и мнимых составляющих комплексной проводимостей Y1,2 первого и второго двухполюсников от частоты; R1,2; Xl,2 - оптимальные зависимости действительных и мнимых составляющих комплексных сопротивлений Z1,2 первого и второго двухполюсников от частоты, определяемых с помощью (7).

Тогда для определения параметров квазиоптимальных двухполюсников необходимо решить следующую систему уравнений (k - номер двухполюсника; n - номер частоты):

Решение (9) для двух частот интерполяции для каждого k-го двухполюсника:

;

,

где ; - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих комплексной проводимости k-го двухполюсника на двух частотах ω1=2πf1; ω2=2πf2; Rkl,k2; Xkl,k2 - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих комплексного сопротивления k-го двухполюсника на двух частотах, причем из (7) следует:

где ;

M11,12=m11,12(cosϕ11,12+jsinϕ11,12); М21,22=m21,22(cosϕ21,22+jsinϕ21,22);

y01,02 - заданные значения проводимости источника сигнала на двух частотах; zн1,н2 - заданные значения сопротивления нагрузки на двух частотах; y11,12, - заданные значения проводимости двухполюсного управляемого элемента на первой частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; y12,22 - заданные значения проводимости двухполюсного управляемого элемента на второй частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; m11,21, ϕ11,21 - заданные значения модулей и фаз передаточной функции на первой частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; m12,22, ϕ12,22 - заданные значения модулей и фаз передаточной функции на второй частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; Z11,12=R11,12+jX11,12 - оптимальные значения сопротивления первого двухполюсника П-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z21,22=R21,22+jX21,22 - оптимальные значения сопротивления второго двухполюсника П-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z31,32 - заданные значения сопротивления третьего двухполюсника П-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; k=1, 2 - номера первого и второго двухполюсников П-образного четырехполюсника.

В обозначениях значений сопротивлений трех двухполюсников П-образного четырехполюсника Z11, Z21, Z31, Z12, Z22, Z32 первый индекс означает номер двухполюсника, a второй - номер частоты.

Таким образом, функциональные свойства амплитудно-фазового модулятора доказаны.

Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестно устройство одновременной модуляции амплитуды и фазы, обеспечивающее заданные модули и фазы передаточной функции в двух состояниях двухполюсного управляемого элемента, состоящее из управляемого двухполюсного элемента, включенного в поперечную цепь (параллельно) между источником сигнала и входом комплексного четырехполюсника с оптимальными взаимосвязями между элементами классической матрицы передачи, причем четырехполюсник выполнен в виде П-образного соединения трех двухполюсников с комплексными сопротивлениями Z1, Z2, Z3, при этом первый и второй двухполюсники с сопротивлениями Z1, Z2 состоят из параллельно соединенных проводимости Gk0, емкости Ck0 и последовательно соединенных проводимости Gk и емкости Ck, которые определены по соответствующим математическим выражениям. При этом ограничение на сопротивления источника сигнала и нагрузки не требуется. Нагрузка подключена к выходу КЧ. Заданные значения модулей и фаз передаточной функции реализуются в обоих состояниях управляемого элемента одновременно на двух частотах и их окрестностях. Изменение места включения управляемого нелинейного элемента относительно КЧ изменяет области физической реализуемости критерия (1) в заданной полосе частот. Области физической реализуемости критерия (1) в заданной полосе частот этих вариантов не совпадают. Поэтому эти варианты не являются дублирующими друг друга, а дополняют друг друга.

Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (выполнение четырехполюсника комплексным в виде указанным выше способом соединенных между собой двухполюсников, выбора значений их параметров из условия обеспечения заданных значений модулей и фаз передаточной функции в двух состояниях на двух заданных частотах при изменении состояния управляемого двухполюсного элемента, включенного между источником сигнала и входом комплексного четырехполюсника в поперечную цепь) обеспечивает одновременно манипуляцию амплитуды и фазы проходного сигнала с требуемыми их значениями в двух состояниях управляемого элемента на двух частотах и их окрестностях.

Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью полупроводниковые диоды, резисторы, индуктивности и емкости, сформированные в заявленную схему комплексного четырехполюсника. Значения параметров проводимостей и емкостей однозначно могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.

Технико-экономическая эффективность предложенного устройства заключается в одновременном обеспечении заданных значений модулей и фаз передаточной функции в двух состояниях управляемого элемента в ограниченной двумя заданными частотами полосе частот, что способствует реализации режима манипуляции амплитуды и фазы сигнала при двухуровневом изменении управляющего сигнала и режима модуляции амплитуды и фазы сигнала при непрерывном изменении управляющего сигнала в заданной полосе частот.

1. Способ модуляции амплитуды и фазы высокочастотных сигналов, состоящий в том, что на вход модулятора подают высокочастотный гармонический сигнал, модулятор выполняют из четырехполюсника, двухполюсного управляемого элемента, соединенного с источником низкочастотного управляющего сигнала, четырехполюсник выполняют из числа двухполюсников, не меньшего двух, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего сигнала, отличающийся тем, что двухполюсный управляемый элемент включают между источником сигнала и входом четырехполюсника в поперечную цепь, к выходу четырехполюсника подключают нагрузку с комплексным сопротивлением, проводимость источника сигнала выбирают комплексной, четырехполюсник выбирают комплексным, зависимости комплексных элементов классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты выбирают из условия обеспечения заданных зависимостей фаз ϕ1,2 и модулей m1,2 передаточных функций от частоты в первом и втором состояниях с помощью следующих математических выражений:

где ; M1,2=m1,2(cosϕ1,2+jsinϕ1,2); - оптимальные отношения зависимостей комплексных элементов a, b, c, d классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты; у0 - заданная зависимость проводимости источника сигнала от частоты; zн - заданная зависимость сопротивления нагрузки от частоты; у1,2 - заданные зависимости проводимости двухполюсного управляемого элемента от частоты в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала.

2. Устройство модуляции амплитуды и фазы высокочастотных сигналов, состоящее из двухполюсного управляемого элемента, четырехполюсника, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, подключенного к источнику низкочастотного управляющего сигнала, отличающееся тем, что четырехполюсник выполнен комплексным в виде П-образного соединения трех двухполюсников с комплексными сопротивлениями Z1, Z2, Z3, управляемый элемент включен между источником высокочастотных сигналов и входом комплексного четырехполюсника в поперечную цепь, к выходу четырехполюсника подключена нагрузка с комплексным сопротивлением, при этом первый и второй двухполюсники с сопротивлениями Z1, Z2 сформированы из параллельно соединенных проводимости Gk0, емкости Ck0 и последовательно соединенных проводимости Gk и емкости Ck, которые определяются с помощью следующих математических выражений:

где - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих комплексной проводимости k-го двухполюсника на двух заданных частотах f1, f2; ω1=2πf1; ω2=2πf2; Rk1,k2; Xk1,k2 - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих комплексного сопротивления k-го двухполюсника на двух частотах, причем

где ;

М11,12=m11,12(cosϕ11,12+jsinϕ11,l2); М21,22=m21,22(cosϕ21,22+jsinϕ21,22);

у01,02 - заданные значения проводимости источника сигнала на двух частотах; zн1,н2 - заданные значения сопротивления нагрузки на двух частотах; у11,21 - заданные значения проводимости двухполюсного управляемого элемента на первой частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; у12,22 - заданные значения проводимости двухполюсного управляемого элемента на второй частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; m11,21, ϕ11,21 - заданные значения модулей и фаз передаточной функции на первой частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; m12,22, ϕ12,22 - заданные значения модулей и фаз передаточной функции на второй частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; Z11,12=R11,12+jX11,12 - оптимальные значения сопротивления первого двухполюсника П-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z21,22=R21,22+jX21,22 - оптимальные значения сопротивления второго двухполюсника П-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z31,32 - заданные значения сопротивления третьего двухполюсника П-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; k=1,2 - номера первого и второго двухполюсников П-образного четырехполюсника.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к области радионавигации. Технический результат заключается в расширении арсенала средств для формирования сигналов спутниковой навигационной системы.

Изобретение относится к области обработки, хранения и передачи команд телекодового управления в комплексах оконечной связи. Технический результат - повышение надежности, достоверности и информационной безопасности команд телекодового управления.

Изобретение относится к области радиосвязи и радиолокации. Технический результат изобретения заключается в обеспечении модуляции амплитуды и фазы высокочастотного сигнала при заданных зависимостях отношения модулей и разности фаз передаточной функции модулятора в двух состояниях управляемого нелинейного элемента, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала.

Изобретение относится к областям радиосвязи и может быть использовано для создания устройств генерации и частотной модуляции высокочастотных сигналов. Техническим результатом является повышение диапазона генерируемых колебаний в заданном диапазоне изменения амплитуды управляющего сигнала.

Изобретение относится к областям радиосвязи и может быть использовано для создания устройств генерации и частотной модуляции высокочастотных сигналов. Техническим результатом является повышение диапазона генерируемых колебаний в заданном диапазоне изменения амплитуды управляющего сигнала.

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к устройствам формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции (КАМ), применяемых на линиях многоканальной цифровой связи, а также может быть использовано в области цифрового радиовещания и цифрового телевидения.

Изобретение относится к области усилительной техники и может быть использовано для модуляции слабых постоянных и инфранизкочастотных электрических токов и напряжений.

Изобретения относятся к области радиосвязи и радиолокации и могут быть использованы для амплитудной, фазовой и амплитудно-фазовой модуляции или манипуляции высокочастотных сигналов.

Изобретение относится к радиотехнике, в частности - к технике радиосвязи, и может быть использовано в качестве управляемого аттенюатора систем защиты передатчиков теле- и радиовещания от перегрузок по входу и от рассогласования по выходу.

Использование: для волноводов со штырьевыми стенками, реализованных в печатных платах. Сущность изобретения заключается в том, что оптически управляемый переключатель содержит печатную плату, содержащую верхний и нижний проводящие слои и слой диэлектрика между ними, стенки волновода, образованные двумя рядами переходных металлизированных отверстий, электрически соединенных с верхним и нижним проводящими слоями печатной платы, причем соседние отверстия в ряду расположены друг от друга на расстоянии менее одной десятой доли длины волны для электромагнитной волны, которая подается в переключатель, причем расстояние между рядами составляет более половины рабочей длины волны, распространяющейся в волноводе с учетом диэлектрического заполнения, первый и второй порты волновода для ввода и вывода электромагнитной энергии, расположенные на концах волновода между его стенками, шунтирующее металлизированное отверстие, электрически соединенное с нижним слоем печатной платы и отделенное от верхнего слоя печатной платы диэлектрическим зазором, фотопроводящий полупроводниковый элемент, расположенный на верхнем слое печатной платы и электрически соединенный с шунтирующим отверстием и с верхним слоем печатной платы, причем фотопроводящий элемент имеет по меньшей мере два состояния: состояние диэлектрика с малой собственной электрической проводимостью (выключенное состояние) при отсутствии управляющего светового потока и состояние проводника с относительно высокой электрической проводимостью (включенное состояние) при наличии управляющего светового потока.

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к возбудителям волны TE01. Возбудитель волны ТЕ01 состоит из выходного круглого волновода со стенкой, образующей контактный фланец, который соединяется через плиту модового фильтра с фланцем блока преобразователя волны ТЕ10 в TE01, в котором выполнены: круглый волновод с подвижным закорачивающим поршнем, расположенный соосно выходному круглому волноводу, и входной прямоугольный волновод, расположенный по касательной к круглому волноводу блока преобразователя волны.

Изобретение относится к антенной технике. Фазовращатель содержит ответвитель, первую и вторую сети полного сопротивления.

Изобретение относится к области техники СВЧ и может быть использовано для изменения высоких уровней СВЧ-мощности электромагнитной волны моды Н10 в прямоугольном волноводе.

Изобретение относится к СВЧ-технике и может быть использовано в технике связи и в радиолокации. Полосно-заграждающий фильтр содержит полосковую линию передачи, два параллельных контура с сосредоточенными LC параметрами, соединенных последовательно, две включенные параллельно входу устройства емкости, имеющие с одной стороны контакта общую точку соединения с корпусом устройства.

Изобретение относится к области антенной техники. Поляризационный селектор состоит двух одинаковых соединенных последовательно секций, расположенных соосно, каждая из которых содержит круглый волновод, с присоединенным прямоугольным волноводом.

Изобретение относится к области радиотехники, а именно к средствам преобразования поляризации волноводных волн. Изобретение может быть использовано в антенных системах с полосой рабочих частот порядка 5%.

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к фильтрам низких частот. СВЧ-фильтр нижних частот содержит отрезки линии передачи, соединенные последовательно, в середине которых подключены разомкнутые шлейфы, к началу первого отрезка подключен вход фильтра, к концу последнего отрезка подключен выход фильтра, Кроме того, фильтр включает конденсаторы, соединяющие начало и конец каждого отрезка, емкость конденсаторов находится в пределах от 1/ωZ0 до 1.5/ω0Z0, где ω0 - круговая граничная частота, Z0 - сопротивление входа и выхода и волновое сопротивление отрезков линий.

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к нагрузкам для поглощения энергии электромагнитной волны высокой мощности моды H10. Нагрузка содержит отрезок прямоугольного волновода, поглощающую жидкость в металлическом сосуде, радиопрозрачную герметичную перегородку, отделяющую внутренний объем волновода от поглощающей жидкости.

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к микрополосковым фильтрам. Фильтр содержит подвешенную между экранами диэлектрическую подложку, на одну сторону которой нанесены короткозамкнутые на экран с одного края подложки полосковые проводники резонаторов, а на вторую сторону подложки также нанесены короткозамкнутые на экран с другого края подложки полосковые проводники.

Изобретение относится к радиотехнике СВЧ, в частности к приборам на магнитостатических волнах, и может быть использовано в качестве частотного фильтра. Сущность изобретения заключается в том, что частотный фильтр СВЧ сигнала на магнитостатических волнах содержит магнитный элемент, представляющий собой магнонный кристалл, имеющий форму протяженного прямоугольника с заостренными по продольной оси торцами и периодическими геометрическими неоднородностями в форме треугольных элементов, период треугольных элементов выбран из условия образования брэгговской запрещенной зоны в диапазоне волновых чисел от 100 см-1 до 300 см-1, пьезоэлектрический элемент, имеющий длину меньше длины магнитного элемента, наружный электрод пьезоэлектрического элемента, выполненный сплошным, а электрод, прилегающий к поверхности магнитного элемента, имеет форму встречно-штыревого преобразователя с периодом Т, выбранным из условия Т=2Р, где Р - период треугольных элементов. Технический результат – создание частотного фильтра СВЧ сигнала с управлением частотным диапазоном фильтра и шириной полосы частот, уменьшение размеров до микроразмерной области и упрощение конструкции. 5 з.п. ф-лы, 5 ил.

Изобретение относится к радиосвязи. Технический результат изобретения заключается в одновременном обеспечении заданных значений модулей и фаз передаточной функции в двух состояниях управляемого элемента в ограниченной двумя заданными частотами полосе частот. Способ модуляции амплитуды и фазы высокочастотных сигналов состоит в том, что на вход модулятора подают высокочастотный гармонический сигнал, модулятор выполняют из четырехполюсника, двухполюсного управляемого элемента, соединенного с источником низкочастотного управляющего сигнала, при этом двухполюсный управляемый элемент включают между источником сигнала и входом четырехполюсника в поперечную цепь, к выходу четырехполюсника подключают нагрузку с комплексным сопротивлением, проводимость источника сигнала выбирают комплексной, четырехполюсник выбирают комплексным, зависимости комплексных элементов классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты выбирают из условия обеспечения заданных зависимостей фаз ϕ1,2 и модулей m1,2 передаточных функций от частоты в первом и втором состояниях с помощью соответствующих математических выражений. 2 н.п. ф-лы, 4 ил.

Наверх