Микрополосковая нагрузка

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в широкополосных микроволновых устройствах в качестве оконечной согласованной нагрузки высокого уровня мощности. Микрополосковая нагрузка содержит диэлектрическую подложку, на одной стороне которой расположено металлизированное основание, а на другой стороне расположены входная микрополосковая линия передачи, конденсатор и поглощающие резистивные пленки с одинаковыми размерами и поверхностным сопротивлением, между которыми включены катушки индуктивности. При этом конец последней поглощающей резистивной пленки является концом микрополосковой нагрузки и соединен с металлизированным основанием, а между входной микрополосковой линией передачи и металлизированным основанием включен конденсатор. В предлагаемом устройстве значения индуктивности катушек индуктивности выбраны таким образом, что вместе с паразитными емкостями поглощающих резистивных пленок они образуют фильтры нижних частот с чебышевской аппроксимацией амплитудно-частотных характеристик, что обеспечивает высокое качество согласования во всей полосе рабочих частот, в том числе в области низких частот. Изобретение обеспечивает улучшение согласования в области низких частот при сохранении максимально допустимого уровня мощности входного высокочастотного сигнала. 3 ил.

 

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в широкополосных микроволновых устройствах в качестве оконечной согласованной нагрузки высокого уровня мощности.

Известна микрополосковая нагрузка (см. авторское свидетельство СССР №1443061, МПК Н01Р 1/26, опубликовано 07.12.1988, БИ №45), содержащая диэлектрическую подложку, на одной стороне которой расположено заземленное основание, а на другой стороне пленочный резистор, подключенный одним концом к короткозамыкателю виде разомкнутого микрополоскового шлейфа, а другим концом к последовательно соединенным участкам микрополосковых линий, соединяющим пленочный резистор с входной линией передачи. Данная микрополосковая нагрузка имеет высокое качество согласования на заданной частоте. Недостатком нагрузки является ограниченная полоса рабочих частот из-за резонансных свойств короткозамыкателя.

Более широкой полосой рабочих частот обладает нагрузка (см. патент РФ №2049367, МПК Н01Р 1/26, опубл. 27.11.1995), содержащая входную микрополосковую линия передачи, к которой через отдельные пленочные резисторы подключены разомкнутые шлейфы, электромагнитно связанные между собой. Общее количество шлейфов - не менее двух, а величина сопротивления каждого резистора выбрана больше величины волнового сопротивления входной линии передачи. В качестве недостатка отметим малый допустимый уровень входного высокочастотного сигнала, поскольку пленочные резисторы имеют размеры, соизмеримые с шириной входной микрополосковой линии передачи, и расположены в непосредственной близости друг от друга.

Известна также микрополосковая нагрузка (см. патент РФ №2335833, Н01Р 1/24, опубл. 10.10.2008, БИ №28), являющаяся прототипом предлагаемого устройства и содержащая диэлектрическую подложку, на одной стороне которой расположен полосковый проводник, выполненный в виде последовательно соединенных металлическими перемычками поглощающих резистивных пленок, а на другой - металлизированное основание, при этом поверхностное сопротивление поглощающих резистивных пленок, имеющих одинаковую площадь, возрастает от начала нагрузки к ее концу.

Прототип обладает достаточно высоким уровнем допустимой мощности входного высокочастотного сигнала, что обусловлено равномерным распределением рассеиваемой мощности по всей длине микрополосковой нагрузки за счет соответствующего выбора поверхностного сопротивления поглощающих резистивных пленок. Недостатком прототипа является неудовлетворительное качество согласования в области низких частот. Это связано с тем, что использованная в прототипе для поглощения мощности высокочастотного сигнала короткозамкнутая или разомкнутая линия передачи с потерями только в микрополосковом проводнике (потери в диэлектрике отсутствуют) не может быть хорошо согласована на низких частотах. Для подтверждения этой особенности воспользуемся известным расчетным выражением для входного сопротивления нагруженной линии передачи с потерями:

где R - сопротивление, включенное на конце линии передачи с потерями, равное входному сопротивлению микроволновой нагрузки;

- волновое сопротивление микрополосковой линии передачи с потерями;

R0 - погонное (на единицу длины) сопротивление микрополоскового проводника;

G0 - погонная проводимость диэлектрика микрополосковой линии передачи;

L0 - погонная индуктивность микрополоскового проводника;

C0 - погонная емкость микрополоскового проводника;

ω=2πƒ - частота входного высокочастотного сигнала;

- постоянная распространения микрополосковой линии передачи с потерями;

- длина микрополоскового проводника; .

Оценка частотной зависимости Zin прототипа в первом приближении была проведена для случая, когда все поглощающие резистивные пленки имеют одинаковое поверхностное сопротивление, а металлические перемычки отсутствуют. Это связано с тем, что выбор различных значений поверхностного сопротивления поглощающих резистивных пленок в основном обеспечивает равномерное распределение рассеиваемой мощности высокочастотного сигнала по всей длине микрополосковой нагрузки и слабо влияет на частотные свойства при неизменных геометрических размерах нагрузки. Из анализа описания к соотношению (1) следует, что при отсутствии потерь в диэлектрике (G0 → 0) в области низких частот ω → 0) волновое сопротивление микрополосковой линии передачи с потерями ρ и постоянная распространения γ существенно зависят от частоты. Поэтому в прототипе также имеется сильная частотная зависимость коэффициента стоячей волны (КСВ) по входу:

где - коэффициент отражения по входу;

Ri - сопротивление источника сигнала (обычно сопротивление источника сигнала равно входному сопротивлению нагрузки Ri=R).

По соотношениям (1) и (2) на различных частотах были рассчитаны значения КСВ для следующих типовых параметров прототипа: Ri=50 Ом; R0=3,15⋅103 Ом/м; L0=4,282 Гн/м; С0=1,713 Ф/м; =0,05 м. Отметим, что указанные значения L0 и C0 соответствуют типовой величине волнового сопротивления ρ=50 Ом микрополосковой линии передачи без потерь.

Расчеты были проведены для трех вариантов: 1) R=0 - короткозамкнутая на конце линия передачи с потерями; 2) R=ρ=50 Ом - линия передачи с потерями нагружена на номинальное сопротивление; 3) R → ∞ (разомкнутая на конце линия передачи с потерями). Хорошее качество согласования прототипа на высоких частотах объясняется большим затуханием, как падающих волн, так и отраженных. Причем величина затухания определяется произведением и увеличивается с ростом частоты. В области низких частот (1 ГГц и менее) качество согласования ухудшается и значительно возрастает КСВ за счет того, что при ω → 0 и отсутствии потерь в диэлектрике (G0=0) значение γ⋅=0. Это приводит к отсутствию затухания отраженной волны и существенному увеличению КСВ. Как показали результаты проведенных расчетов на частотах ниже 1 ГГц, значение КСВ увеличивается до 3-5. Из этого следует, что хорошее качество согласования в области низких частот для прототипа, в котором используется разомкнутая или короткозамкнутая линия передачи с потерями, а также нагруженная на резистор R, теоретически не реализуемо. Физически это объясняется тем, что на низких частотах потери в поглощающей резистивной пленке (R0>0) не уравновешены потерями в диэлектрической подложке (G0=0).

Задачей (техническим результатом) предлагаемого изобретения является улучшение согласования в области низких частот при сохранении максимально допустимого уровня мощности входного высокочастотного сигнала.

Поставленная задача достигается тем, что в микрополосковую нагрузку, содержащую диэлектрическую подложку, на одной стороне которой расположено металлизированное основание, а на другой стороне расположены входная микрополосковая линия передачи и N поглощающих резистивных пленок одинаковой длины и ширины, введено N катушек индуктивности, включенных между поглощающими резистивными пленками и имеющих величину индуктивности

где α1 и α2 - соответственно значения первого и второго элементов нормированного чебышевского фильтра нижних частот третьего порядка;

R - входное сопротивление микрополосковой нагрузки;

С - паразитная емкость поглощающих резистивных пленок;

N - количество поглощающих резистивных пленок, равное количеству катушек индуктивности;

n=1, 2…N - номер поглощающей резистивной пленки и катушки индуктивности, отсчитываемый от конца микрополосковой нагрузки, соединенного с металлизированным основанием,

при этом N-ная катушка индуктивности включена между N-ой резистивной пленкой и входной микрополосковой линией передачи, между которой и металлизированным основанием включен конденсатор емкостью С/2, а поверхностное сопротивление всех резистивных пленок имеет одинаковую величину, определяющую входное сопротивление микрополосковой нагрузки.

На фиг. 1 представлена конструкция предлагаемой микрополосковой нагрузки. На фиг. 2 приведена эквивалентная схема микрополосковой нагрузки. На фиг. 3 приведены частотные зависимости КСВ микрополосковой нагрузки при различном количестве поглощающих резистивных пленок N.

Микрополосковая нагрузка содержит диэлектрическую подложку 1, на одной стороне которой расположено металлизированное основание 2. На другой стороне диэлектрической подложки 1 расположены входная микрополосковая линия передачи 3, поглощающие резистивные пленки 4, катушки индуктивности 5 и конденсатор 6. Конец последней поглощающей резистивной пленки 4 является концом микрополосковой нагрузки и соединен с металлизированным основанием 2. Катушки индуктивности 5 включены соответственно между поглощающими резистивными пленками 4, при этом катушка индуктивности 5 с номером n=N включена между входной микрополосковой линией передачи 3 и расположенной рядом с ней поглощающей резистивной пленкой 4. Конденсатор 6 включен между входной микрополосковой линией передачи 3 и металлизированным основанием 2.

Предлагаемая микрополосковая нагрузка работает следующим образом. Как видно из эквивалентной схемы микрополосковой нагрузки в сосредоточенном элементном базисе, показанной на фиг. 2, катушки индуктивности 5 совместно паразитными емкостями поглощающих резистивных пленок 5 и конденсатором 6 соответственно образуют N фильтров нижних частот (ФНЧ) третьего порядка. Эквивалентная схема фиг. 2 составлена с учетом того, что предлагаемая нагрузка содержит несколько поглощающих резистивных пленок небольшой длины, поэтому с достаточной точностью их паразитные реактивные параметры описываются емкостью С.

На эквивалентной схеме фиг. 2 также учтено, что полная паразитная емкость каждой поглощающей резистивной пленки 4С представлена двумя емкостями С/2. Поэтому в состав каждого ФНЧ, входят две емкости величиной С/2.

В соответствии с теорией фильтров и с учетом того, что поглощающие резистивные пленки для входного высокочастотного сигнала включены последовательно, значения емкостей и индуктивностей ФНЧ третьего порядка, подключенного к входной микрополосковой линии передачи 3 (в данном случае номер катушки индуктивности равен n=N), определяются следующими соотношениями:

где Δƒ - полоса рабочих частот ФНЧ;

- сопротивление поглощающих резистивных пленок 4;

С - паразитная емкость поглощающих резистивных пленок 4;

R - входное сопротивление микрополосковой нагрузки;

N - количество поглощающих резистивных пленок, равное количеству катушек индуктивности;

α1 - значение первого элемента нормированного чебышевского фильтра нижних частот третьего порядка;

α2 - значение второго элемента нормированного чебышевского фильтра нижних частот третьего порядка.

В предлагаемом устройстве значения индуктивности катушек индуктивности 5 выбраны таким образом, что вместе с паразитными емкостями поглощающих резистивных пленок 4 они образуют ФНЧ с чебышевской аппроксимацией амплитудно-частотных характеристик (АЧХ). В этом случае α1 и α2 имеют наибольшие численные значения по сравнению с использованием других типов аппроксимации АЧХ, например баттервортовской аппроксимации. Далее из уравнения (3) выразим полосу рабочих частот для N-гo ФНЧ при заданной величине емкости фильтра С/2

Из соотношения (5) с учетом сказанного выше относительно большого численного значения α1 следует, что при заданной величине паразитной емкости С, определяемой выбранными размерами длины и ширины поглощающих резистивных пленок 4, чебышевский ФНЧ обладает наибольшей полосой рабочих частот. Следовательно, предлагаемая микрополосковая нагрузка, включающая в себя чебышевские ФНЧ, является наиболее широкополосной.

Обобщая выражения (3)-(5) приходим к соотношению, приведенному в формуле изобретения, которое определяет величины индуктивностей катушек индуктивности 5, включенных между поглощающими резистивными пленками 4:

где n=1, 2…N - номер поглощающей резистивной пленки и катушки индуктивности, отсчитываемый от конца микрополосковой нагрузки, соединенного с металлизированным основанием.

Существенной особенностью соотношения (6) является то, что оно описывает значение индуктивностей катушек индуктивности 5 для ФНЧ третьего порядка, нагрузка которых изменяется от Rƒ=R/N до R, при этом в качестве емкости используется половина паразитной емкости поглощающих резистивных пленок 4. Поскольку выход каждого ФНЧ в соответствии с эквивалентной схемой фиг. 2 оказывается согласованно нагруженным, последний N-ый ФНЧ имеет входное сопротивление, равное входному сопротивлению R микрополосковой нагрузки. Как показало компьютерное моделирование частотных свойств предлагаемой нагрузки, последовательное соединение катушек индуктивности 5 с указанными значениями индуктивностей (6) и поглощающих резистивных пленок 4, имеющих паразитную емкость С, обеспечивает высокое качество согласования во всей полосе рабочих частот от 0 до значения

Далее примем во внимание, что общая рассеиваемая в микрополосковой нагрузке мощность входного высокочастотного сигнала пропорциональна суммарной площади всех поглощающих резистивных пленок 4. Кроме того учтем, что паразитная емкость каждой поглощающей резистивной пленки 4 также пропорциональна ее площади. Тогда при увеличении числа N поглощающих резистивных пленок 4 при сохранении максимально допустимого уровня мощности входного высокочастотного сигнала, то есть при сохранении постоянной общей площади, паразитная емкость С каждой поглощающей резистивной пленки 4 имеет меньшую величину. Это в соответствии с выражением (7) приводит к увеличению ƒmax. Таким образом, предлагаемая нагрузка, включающая в себя ФНЧ, хорошо согласована во всей полосе рабочих частот, соответствующих полосе пропускания ФНЧ от 0 до частоты ƒmax. Отметим, что ƒmax также как и в прототипе увеличивается с ростом числа N поглощающих резистивных пленок 4. Улучшение согласования в области низких частот с физической точки зрения обусловлено тем, что за счет введения N катушек индуктивности 5 обеспечивается эффективная компенсация влияния паразитных емкостей С в каждой поглощающей резистивной пленке 4 за счет встраивания их в ФНЧ с большой полосой пропускания. На фиг. 3 представлены графики, на которых показаны частотные зависимости коэффициента стоячей волны (КСВ) для микрополосковых нагрузок, содержащих соответственно N=1, 2 и 3 поглощающих резистивных пленок 4. Как видно из приведенных на фиг. 3 графиков, полученных с помощью компьютерного моделирования, полоса рабочих частот предлагаемой микрополосковой нагрузки при фиксированной общей площади поглощающих резистивных пленок 4 пропорциональна их числу N. При этом предлагаемая микрополосковая нагрузка имеет высокое качество согласования в области низких частот и теоретически идеально согласована на нулевой частоте. Моделирование частотных свойств было проведено при N=1 для следующих значений индуктивностей катушек индуктивности 5 и паразитных емкостей С поглощающих резистивных пленок 4: L1=3,996 нГ; С=2 пФ. При N=2 значения индуктивностей и емкостей были равны: L1=0,497 нГ; L2=1,998 нГ; С=1 пФ. Для N=3 значения индуктивностей и емкостей были приняты равными: L1=0,147 нГ; L2=0,589 нГ; L3=1,325 нГ; С=0,667 пФ. Из приведенных данных видно, что суммарная паразитная емкость поглощающих резистивных пленок 4 для трех рассмотренных случаев равна 2 пФ.

Сохранение максимально допустимого уровня мощности входного высокочастотного сигнала в предлагаемой нагрузке достигнуто за счет сохранения площади (суммарной паразитной емкости) и количества (N) поглощающих резистивных пленок 4, а также выбору одинаковой величины их поверхностного, а, следовательно, и общего сопротивления, что при последовательном включении обеспечивает их одинаковый нагрев. Поскольку поглощающие резистивные пленки 4 последовательно соединены через катушки индуктивности 5, то между поглощающими резистивными пленками 4 имеются значительные расстояния, что приводит к дополнительному уменьшению температуры нагрева.

Таким образом, предлагаемая микрополосковая нагрузка обеспечивает существенное улучшение согласования в области низких частот при сохранении максимально допустимого уровня мощности входного высокочастотного сигнала.

Микрополосковая нагрузка, содержащая диэлектрическую подложку, на одной стороне которой расположено металлизированное основание, а на другой стороне расположены входная микрополосковая линия передачи и N поглощающих резистивных пленок с одинаковой длиной и шириной, отличающаяся тем, что в нее введено N катушек индуктивности, включенных между поглощающими резистивными пленками и имеющих величину

где: α1 и α2 соответственно первый и второй элементы нормированного чебышевского фильтра нижних частот третьего порядка;

R - входное сопротивление микрополосковой нагрузки;

С - паразитная емкость поглощающих резистивных пленок;

N - количество поглощающих резистивных пленок, равное количеству катушек индуктивности;

n=1, 2 … N - номер поглощающей резистивной пленки и катушки индуктивности, отсчитываемый от конца микрополосковой нагрузки, соединенного с металлизированным основанием, при этом катушка индуктивности с номером n=N включена между N-й резистивной пленкой и входной микрополосковой линией передачи, между которой и металлизированным основанием включен конденсатор емкостью С/2, а поверхностное сопротивление всех резистивных пленок имеет одинаковую величину, определяющую входное сопротивление микрополосковой нагрузки.



 

Похожие патенты:

Разъемное соединение фланцев волноводов СВЧ трактов относится к области СВЧ техники. Заявленное соединение содержит одинаковые пластины 1 с соосными отверстиями 2 и направляющими, которые образованы штырем 3, укрепленным на одной из пластин 1 и соосными с ними отверстиями 4 в другой пластине 1, шайбы 5 из магнитотвердых материалов с остаточной намагниченностью, размещенные в отверстиях 2 в пластинах 1, укрепленные в них и установленные встречно друг к другу противоположными полюсными наконечниками N-S, отверстие 6 с резьбой в одной из пластин 1, смещенное относительно центра к краю пластины.

Изобретение относится к области СВЧ техники, точнее к техническим решениям соединителей разъемных фланцев волноводов СВЧ трактов, и позволяет упростить процесс крепления фланцев при многократном их соединении и разъединении и ускорить процесс крепления фланцев волноводных труб.

Изобретение относится к радиотехнике СВЧ, в частности к приборам на магнитостатических волнах, и может быть использовано в качестве частотно-избирательного делителя мощности с нелинейным эффектом.

Изобретение относится к радиотехнике СВЧ, в частности к приборам на магнитостатических волнах, и может быть использовано в качестве частотного фильтра. Сущность изобретения заключается в том, что частотный фильтр СВЧ сигнала на магнитостатических волнах содержит магнитный элемент, представляющий собой магнонный кристалл, имеющий форму протяженного прямоугольника с заостренными по продольной оси торцами и периодическими геометрическими неоднородностями в форме треугольных элементов, период треугольных элементов выбран из условия образования брэгговской запрещенной зоны в диапазоне волновых чисел от 100 см-1 до 300 см-1, пьезоэлектрический элемент, имеющий длину меньше длины магнитного элемента, наружный электрод пьезоэлектрического элемента, выполненный сплошным, а электрод, прилегающий к поверхности магнитного элемента, имеет форму встречно-штыревого преобразователя с периодом Т, выбранным из условия Т=2Р, где Р - период треугольных элементов.

Изобретение относится к радиосвязи. Технический результат изобретения заключается в одновременном обеспечении заданных значений модулей и фаз передаточной функции в двух состояниях управляемого элемента в ограниченной двумя заданными частотами полосе частот.

Использование: для волноводов со штырьевыми стенками, реализованных в печатных платах. Сущность изобретения заключается в том, что оптически управляемый переключатель содержит печатную плату, содержащую верхний и нижний проводящие слои и слой диэлектрика между ними, стенки волновода, образованные двумя рядами переходных металлизированных отверстий, электрически соединенных с верхним и нижним проводящими слоями печатной платы, причем соседние отверстия в ряду расположены друг от друга на расстоянии менее одной десятой доли длины волны для электромагнитной волны, которая подается в переключатель, причем расстояние между рядами составляет более половины рабочей длины волны, распространяющейся в волноводе с учетом диэлектрического заполнения, первый и второй порты волновода для ввода и вывода электромагнитной энергии, расположенные на концах волновода между его стенками, шунтирующее металлизированное отверстие, электрически соединенное с нижним слоем печатной платы и отделенное от верхнего слоя печатной платы диэлектрическим зазором, фотопроводящий полупроводниковый элемент, расположенный на верхнем слое печатной платы и электрически соединенный с шунтирующим отверстием и с верхним слоем печатной платы, причем фотопроводящий элемент имеет по меньшей мере два состояния: состояние диэлектрика с малой собственной электрической проводимостью (выключенное состояние) при отсутствии управляющего светового потока и состояние проводника с относительно высокой электрической проводимостью (включенное состояние) при наличии управляющего светового потока.

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к возбудителям волны TE01. Возбудитель волны ТЕ01 состоит из выходного круглого волновода со стенкой, образующей контактный фланец, который соединяется через плиту модового фильтра с фланцем блока преобразователя волны ТЕ10 в TE01, в котором выполнены: круглый волновод с подвижным закорачивающим поршнем, расположенный соосно выходному круглому волноводу, и входной прямоугольный волновод, расположенный по касательной к круглому волноводу блока преобразователя волны.

Изобретение относится к антенной технике. Фазовращатель содержит ответвитель, первую и вторую сети полного сопротивления.

Изобретение относится к области техники СВЧ и может быть использовано для изменения высоких уровней СВЧ-мощности электромагнитной волны моды Н10 в прямоугольном волноводе.

Изобретение относится к СВЧ-технике и может быть использовано в технике связи и в радиолокации. Полосно-заграждающий фильтр содержит полосковую линию передачи, два параллельных контура с сосредоточенными LC параметрами, соединенных последовательно, две включенные параллельно входу устройства емкости, имеющие с одной стороны контакта общую точку соединения с корпусом устройства.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в широкополосных микроволновых устройствах в качестве оконечной согласованной нагрузки высокого уровня мощности. Микрополосковая нагрузка содержит диэлектрическую подложку, на одной стороне которой расположено металлизированное основание, а на другой стороне расположены входная микрополосковая линия передачи, конденсатор и поглощающие резистивные пленки с одинаковыми размерами и поверхностным сопротивлением, между которыми включены катушки индуктивности. При этом конец последней поглощающей резистивной пленки является концом микрополосковой нагрузки и соединен с металлизированным основанием, а между входной микрополосковой линией передачи и металлизированным основанием включен конденсатор. В предлагаемом устройстве значения индуктивности катушек индуктивности выбраны таким образом, что вместе с паразитными емкостями поглощающих резистивных пленок они образуют фильтры нижних частот с чебышевской аппроксимацией амплитудно-частотных характеристик, что обеспечивает высокое качество согласования во всей полосе рабочих частот, в том числе в области низких частот. Изобретение обеспечивает улучшение согласования в области низких частот при сохранении максимально допустимого уровня мощности входного высокочастотного сигнала. 3 ил.

Наверх