Способ реализации гибридного автоматического запроса на передачу при использовании многоуровневого кодирования данных

Изобретение относится к области электрической связи. Технический результат – снижение вычислительной сложности демодулятора и модулей обработки принятых символов с сохранением помехозащищенности за счет совместной реализации схемы гибридного автоматического запроса повторной передачи и многоуровневого кодирования с отсутствием кодирования части информационных бит. Для этого осуществляют вычисление метрик отношения правдоподобия и их объединение между, по крайней мере, двумя различными попытками передачи блока данных как для кодируемых бит, так и для некодируемых бит блока данных. При этом вычисление метрик отношения правдоподобия для некодируемых бит выполняется с учетом результата декодирования кодируемых бит. Решение приемника о переданных значениях некодируемых бит принимается исходя из значений объединенных метрик отношения правдоподобия для некодируемых бит. 8 з.п. ф-лы, 4 ил.

 

Область техники

Настоящее изобретение относится к области электрической связи, и в частности к устройствам и способам, способным уменьшить вероятность битовой ошибки при передаче сигнала в широкополосных системах радиосвязи.

Уровень техники

Современные беспроводные системы связи используют помехоустойчивое кодирование данных (Forward Error Correction – FEC) для защиты от возможных ошибок, возникающих в канале связи. Основным принципом помехоустойчивого кодирования является внесение избыточности в передаваемую информационную последовательность данных с образованием кодированной последовательности данных. Кодированная последовательность модулируется и передается через канал данных. После демодуляции на приемнике выполняется декодирование, позволяющее восстановить информационную последовательность с исправлением всех ошибок или части ошибок в принятой кодированной последовательности. При выборе практически используемого кода, в особенности, в системах связи с высокой пропускной способностью (1 Гбит/с и выше), большое значение имеет вычислительная сложность декодера, определяющая необходимые затраты вычислительных ресурсов приемника на его реализацию. Примером широко распространенных высокопроизводительных кодов, имеющих относительно небольшую вычислительную сложность, являются коды с малой плотностью проверок на четность (Low Density Parity Check – LDPC). В то же время, несмотря на использование кодов с низкой вычислительной сложностью и оптимальных архитектур декодеров, вычислительная сложность декодера значительно растет по мере увеличения порядков цифровой модуляции и пропускных способностей канала.

Схема многоуровневого кодирования (MLC – Multilevel Coding) является частным случаем схемы помехоустойчивого кодирования и цифровой модуляции данных. Основные принципы многоуровневого кодирования раскрываются в научно-исследовательской статье авторов данного подхода Имаи (Национальный университет Йокохамы, Япония) и Хиракавы (Университет Токио, Япония) H. Imai, S.Hirakawa, “A new multilevel coding method using error-correcting codes”, IEEE Transactions on Information Theory, v. It-23, no. 3, 1977, прототип. В данной статье авторы предлагают эффективный и простой способ помехоустойчивого кодирования сигналов с несколькими (более двух) состояниями. В качестве такого способа предлагается разбиение сигнала с несколькими состояниями на подмножества, кодируемые двоичными сигналами с различным уровнем защищенности. Двоичные сигналы различных уровней независимо кодируются двоичными помехоустойчивыми кодами. Для более защищенных бит предполагается использовать код с большей скоростью кодирования, то есть большим отношением длины информационной последовательности к длине кодированной последовательности, а для менее защищенных бит – код с меньшей скоростью кодирования. Авторами показано, что такой подход позволяет перейти от двоичных сигналов к многоуровневым сигналам (сигналам с числом состояний более двух) при использовании модуляции Унгербоека, сохраняя использование двоичных помехоустойчивых кодов без потери их эффективности.

В работе показано, что для сохранения эффективности исправления ошибок сформированный сигнал на приемнике должен быть декодирован поэтапно (Multi-Stage Decoding – MSD), как представлено на фиг.1. Первом этапе принятые сигнальные отсчеты демодулируются интерпретатором I₁, производится двоичное декодирование D₁ наименее защищенных бит, и результаты декодирования поступают на интерпретатор сигнальных отсчетов I₂ ,где производится демодуляция и декодирование D₂ на основе результатов декодера D₁, и так далее. Таким образом, последующие стадии демодуляции и декодирования более защищенных бит сигнальных отсчетов используют априорную информацию оценки кодированных бит с предыдущих стадий.

Интерес к технологии многоуровневого кодирования в настоящее время связан с использованием высоких порядков модуляций в широкополосных системах связи с высокими пропускными способностями. Практически значимое использование технологии многоуровневого кодирования состоит в передаче более защищенных бит не кодированными, а менее защищенных бит кодированными обычным образом. Это позволяет снизить число кодируемых и декодируемых бит на символ, а, следовательно, остановить рост вычислительной сложности декодера по мере увеличения порядков модуляции. Данное применение технологии многоуровневого кодирования отмечается, например, в работе U. Wachsmann, et al., “Multilevel codes: theoretical concepts and practical design rules”, IEEE Transactions on Information Theory, v. 45, no. 5, 1999.

Другим независимым механизмом увеличения помехозащищенности передачи данных является использование схемы автоматического перезапроса ошибочно переданных данных (Automatic Repeat Request – ARQ), для которого требуется наличие обратного контрольного канала. Передача данных при таком подходе производится блоками, к каждому из которых добавляется избыточная информация (например, контрольная сумма Cyclic Redundancy Check – CRC), позволяющая детектировать ошибки. По результатам проверки на наличие ошибок приемник формирует и передает по каналу обратной связи подтверждение передачи (ACK) или запрос на повтор блока (NACK). Повторная передача производится до тех пор, пока блок не будет принят без ошибок, либо будет достигнуто ограничение на максимальное число перезапросов или максимальное время ожидания фрейма, определяемые характеристиками конкретной системы. Одним из основных недостатков схемы ARQ является низкая эффективность использования временного ресурса системы из-за декодирования каждой попытки передачи независимо от ранее выполненных попыток.

Схема гибридного автоматического перезапроса (Hybrid Automatic Repeat Request – H-ARQ) представляет собой эффективную комбинацию схем помехоустойчивого кодирования и автоматического перезапроса. Принцип работы H-ARQ состоит в помехоустойчивом кодировании изначально отправляемых данных с относительно малой внесенной избыточностью (высокой скоростью кодирования) с проверкой на наличие ошибок на приемнике и формированием сообщений ACK или NACK аналогично схеме ARQ. В случае неуспешного декодирования исходной посылки данных после приема повторно отправленного блока информация исходной посылки объединяется с информацией повторной посылки для эффективного увеличения избыточности (снижения скорости кодирования). Наиболее вычислительно простым способом объединения информации, который применим в системах с кодированием всех бит, является суммирование логарифмических метрик отношения правдоподобия (Log-Likelihood Radio – LLR). Данные метрики вычисляются демодулятором и используются при декодировании данных. В схеме H-ARQ случае нахождения ошибки после проверки контрольной суммы декодированного фрейма, вычисленные значения LLR сохраняются на приемнике и суммируются со значениями LLR, вычисленными для повторной посылки блока данных. Суммарная метрика LLR используется для повторной попытки декодирования.

Для одновременного получения выигрышей схемы H-ARQ в помехозащищенности и снижения вычислительной сложности декодера для модуляций высокого порядка на практике целесообразно совместное применение схемы H-ARQ и многоуровневого кодирования с отсутствием кодирования части информационных бит. В таком случае вычисление LLR необходимо только для кодируемого подмножества бит блока для и их последующего использования декодером. Для некодируемых бит приемник определяет переданные значения пороговым решением в зависимости от значения принятой сигнальной точки, где величина порога определяется значениями декодированных бит для кодируемого подмножества. С учетом описанной особенности схемы многоуровневого кодирования с отсутствием кодирования части информационных бит, суммирование LLR различных попыток передачи блока при реализации H-ARQ возможно лишь для кодируемого подмножества бит кодового слова. При этом значения некодируемых бит могут быть определены пороговым решением только по одной из попыток передачи блока. Описанная реализация значительно снижает общую эффективность применения H-ARQ из-за ограничения общей вероятности битовых ошибок блока вероятностью ошибки на некодируемых битах одной из попыток передачи. Решением данной проблемы при таком подходе может быть увеличение числа кодируемых бит сигнальных отсчетов, что, в свою очередь, приведет к росту вычислительной сложности декодера и снижению эффективности применения схемы многоуровневого кодирования.

Альтернативным способом объединения принятой информации от нескольких попыток передачи в схеме H-ARQ может быть выполнение предварительного усреднения принимаемых символов между попытками передачи с весами, зависящими от отношения сигнал-шум (ОСШ) для каждой попытки передачи. В системах с кодированием всех бит данный способ математически эквивалентен суммированию LLR. Однако способ не используется на практике из-за необходимости дополнительного вычисления весов усреднения в зависимости от значений ОСШ после получения каждой следующей попытки передачи на приемнике и вычисления самих усредненных символов для каждой попытки передачи, что дополнительно повышает вычислительную сложность обработки сигнала приемником.

В системах с многоуровневым кодированием с отсутствием кодирования части информационных бит такой подход, однако, может использоваться для полного сохранения эффективности схемы H-ARQ. Но, с другой стороны, необходимость в дополнительных расчетах на уровне символов повышает вычислительную сложность приемника. Дополнительное повышение вычислительной сложности демодулятора и схем предварительной обработки сигнала на уровне символов нивелирует снижение вычислительной сложности декодера от применения многоуровневого кодирования с отсутствием кодирования части информационных бит. Это, в некоторых случаях, может привести к нецелесообразности совместной реализации H-ARQ и многоуровневого кодирования и к невозможности получения выигрышей H-ARQ в тех случаях, когда применение многоуровневого кодирования необходимо из-за ограничения вычислительных ресурсов приемника.

Таким образом, существует необходимость в способе эффективного объединения между собой принятых сигналов для различных попыток передачи блока в схеме H-ARQ при использовании многоуровневого кодирования с отсутствием кодирования части информационных бит, который обеспечивал бы полную реализацию выигрышей в помехозащищенности от схемы H-ARQ, снижение вычислительной сложности декодера за счет некодируемых бит, но при этом не вызывал бы существенного увеличения сложности демодулятора и схем обработки сигнала на уровне символов.

Раскрытие изобретения

В настоящем изобретении предлагается способ реализации схемы гибридного автоматического запроса повторной передачи (H-ARQ) при использовании схем многоуровневого кодирования данных (MLC) с отсутствием кодирования части информационных бит.

Техническим результатом разработанного способа является снижение вычислительной сложности демодулятора и модулей обработки принятых символов с сохранением помехозащищенности за счет совместной реализации схемы гибридного автоматического запроса повторной передачи и многоуровневого кодирования с отсутствием кодирования части информационных бит.

Указанный технический результат достигается за счет вычисления метрик отношения правдоподобия и их объединения между, по крайней мере, двумя различными попытками передачи блока данных как для кодируемых бит, так и для некодируемых бит блока данных. При этом вычисление метрик отношения правдоподобия для некодируемых бит выполняется с учетом результата декодирования кодируемых бит. Решение приемника о переданных значениях некодируемых бит принимается исходя из значений объединенных метрик отношения правдоподобия для некодируемых бит.

Реализация гибридного автоматического запроса повторной передачи в системах связи с многоуровневым кодированием включает (а) первую передачу блока данных, одна часть бит которого кодируется помехоустойчивым кодом, а другая часть бит не кодируется помехоустойчивым кодом; (б) прием первой передачи блока данных, демодуляцию и декодирование кодируемой части бит принятого блока данных; (в) проверку принятого блока данных на наличие ошибок и отправку передатчику запроса повторной передачи в случае обнаружения ошибок; (г) вторую передачу того же блока данных при получении запроса повторной передачи; и (д) прием второй передачи блока данных, демодуляцию и декодирование кодируемой части бит принятого блока данных, сопровождающиеся объединением информации, полученной при приеме первой и второй передач блока данных.

Заявленный способ отличается от иных возможных способов тем, что прием первой передачи блока данных включает последовательно шаги (б.1) демодуляции сигнальных отсчетов первой передачи и вычисления метрик отношения правдоподобия для кодированных бит; (б.2) декодирования кодированных бит с использованием вычисленных метрик; (б.3) демодуляции сигнальных отсчетов первой передачи и вычисления метрик отношения правдоподобия для некодированных бит с использованием результата декодирования кодированных бит; и (б.4) принятия решений о значениях некодированных бит с использованием вычисленных метрик отношения правдоподобия для некодированных бит, а объединение информации, полученной при приеме первой и второй передач блока данных, включает последовательно шаги (д.1) демодуляции сигнальных отсчетов второй передачи и вычисления метрик отношения правдоподобия для кодированных бит; (д.2) объединения метрик отношения правдоподобия, вычисленных для кодированных бит первой и второй передач блока данных; (д.3) декодирования кодированных бит с использованием объединенных метрик отношения правдоподобия для кодированных бит; (д.4) демодуляции сигнальных отсчетов второй передачи и вычисления метрик отношения правдоподобия для некодированных бит с использованием результата декодирования кодированных бит; (д.5) объединения метрик отношения правдоподобия, вычисленных для некодированных бит первой и второй передач блока данных; и (д.6) принятия решений о значениях некодированных бит с использованием объединенных метрик отношения правдоподобия для некодированных бит.

В одной конкретной реализации первая и вторая передачи блока данных являются двумя последовательными передачами в последовательности двух и более передач одного и того же блока данных.

В другой конкретной реализации способа метрики отношения правдоподобия для кодированных или некодированных бит вычисляются в логарифмическом масштабе. Для вычисления метрики отношения правдоподобия в логарифмическом масштабе в зависимости от принятого сигнального отсчета используется кусочно-линейная аппроксимация. Объединение метрик отношения правдоподобия в логарифмическом масштабе состоит в их суммировании. Принятие решения о значениях некодированных бит состоит в определении знака метрики отношения правдоподобия в логарифмическом масштабе.

В еще одной конкретной реализации для модуляции бит, кодированных помехоустойчивым кодом, и бит, не кодированных помехоустойчивым кодом, используется модуляция Унгербоека.

В конкретной реализации способа для кодирования бит применяется блоковый код, и кодируемые биты блока данных разделяются на равные группы, каждая из которых независимо кодируется и декодируется.

В конкретной реализации способа для кодирования бит применяется код с малой плотностью проверок на четность.

Краткое описание чертежей

Детали, признаки, а также преимущества настоящего изобретения следуют из нижеследующего описания реализации заявленного технического решения и чертежей, на которых показано:

Фиг. 1. – общая схема многоуровневого декодирования принятого сигнала, раскрытая в статье H. Imai, S.Hirakawa, “A new multilevel coding method using error-correcting codes” (уровень техники).

Фиг. 2 – общая схема передачи данных с гибридным автоматическим перезапросом.

Фиг. 3 – функциональная схема передатчика.

Фиг. 4 – функциональная схема приемника.

На фигурах цифрами обозначены следующие позиции:

101 – источник информации, 102 – модуль формирования блока данных, 103 – передатчик, 104 – канал передачи данных, 105 – приемник, 106 – модуль проверки блока данных на наличие ошибок, 107 – обратный контрольный канал, 108 – получатель информации, 201 – передаваемый блок данных, 202 – модуль разделения данных на кодируемую и некодируемую части, 203 – кодер, 204 – модулятор кодированных бит, 205 – модулятор некодированных бит, 206 – результирующий модулированный сигнал, 301 – принятый сигнал, 302 – демодулятор кодированных бит, 303 – модуль объединения LLR кодированных бит нескольких передач, 304 – декодер, 305 – контроллер записи и чтения объединенных значений LLR кодированных бит, 306 –память, 307 – демодулятор некодированных бит, 308 – модуль объединения LLR некодированных бит нескольких передач, 309 – пороговое устройство, 310 – контроллер записи и чтения объединенных значений LLR некодированных бит, 311 – память, 312 – модуль объединения данных, 313 – результирующая битовая последовательность блока данных.

Осуществление изобретения

Ниже приводится описание заявленной реализации гибридного автоматического запроса повторной передачи (H-ARQ) в системах связи с многоуровневым кодированием (MLC) с отсутствием кодирования части информационных бит, которая включает: (а) первую передачу блока данных, одна часть бит которого кодируется помехоустойчивым кодом, а другая часть бит не кодируется помехоустойчивым кодом; (б) прием первой передачи блока данных, демодуляцию и декодирование кодируемой части бит принятого блока данных; (в) проверку принятого блока данных на наличие ошибок и отправку передатчику запроса повторной передачи в случае обнаружения ошибок; (г) вторую передачу того же блока данных при получении запроса повторной передачи; и (д) прием второй передачи блока данных, демодуляцию и декодирование кодируемой части бит принятого блока данных, сопровождающиеся объединением информации, полученной при приеме первой и второй передач блока данных.

Передаваемый блок данных b = {b₀, b₁, … b_N-1} размера N бит разделяется на две битовые последовательности b_c и u, представляющие собой кодируемое и некодируемое подмножества бит блока. Размер кодируемой последовательности N_c = N_symb⋅m_c⋅R, размер некодируемой последовательности N_u = N_symb⋅m_u, так что N = N_c + N_u, где N_symb – число сигнальных отсчетов (символов), m_c и m_u – число кодированных и некодированных бит одного сигнального отсчета соответственно, R – скорость кодирования для кодируемых бит. Последовательность бит b_c преобразуется помехоустойчивым кодом со скоростью R в кодированную битовую последовательность с = {c₀, c₁, … c_Ncod-1} длиной N_cod = N_symb⋅m_c. Кодированная последовательность с разбивается на N_symb блоков c(k), k = 0, …, N_symb–1, по m_c бит так, что каждый блок используется для модуляции отдельного сигнального отсчета. Некодируемая последовательность u разбивается на N_symb блоков u(k), k = 0, …, N_symb–1, по m_u бит так, что каждый блок используется для модуляции отдельного сигнального отсчета.

Для каждого сигнального отсчета s(k), k = 0, …, N_symb–1, модуляция выполняется следующим образом. Блок кодированной последовательности c(k) отображается на сигнальный отсчет s_g(k) с использованием кода Грея. Блок некодируемой последовательности u(k) отображается на сигнал смещения s_u(k) с использованием кода Унгербоека. Результирующий сигнальный отсчет получается добавлением смещения s_u(k) к сигнальному отсчету s_g(k):

.

После модуляции всех N_symb сигнальных отсчетов блока сигнал s = {s(0), s(1), …, s(N_symb-1)} передается в канале связи. Передаваемый сигнал s одинаков как для первой передачи блока данных, так и для второй передачи того же блока данных.

Демодуляция и декодирование принятого сигнала r = {r(0), r(1),… r(N_symb-1)}, соответствующего переданному сигналу s, как для первой, так и для второй передачи, включают стадии демодуляции сигнальных отсчетов и вычисления метрик отношения правдоподобия для кодированных бит; декодирования кодированных бит с использованием вычисленных метрик; демодуляции сигнальных отсчетов и вычисления метрик отношения правдоподобия для некодированных бит с использованием результата декодирования кодированных бит; и принятия решений о значениях некодированных бит с использованием вычисленных метрик отношения правдоподобия для некодированных бит.

Демодуляция кодированных бит c(k) независимо выполняется для каждого принятого сигнального отсчета r(k), k = 0, …, N_symb–1. При этом в конкретной реализации способа для каждого бита c(k)_i из c(k), i = 0, …, m_c–1, производится вычисление метрики отношения правдоподобия (Log Likelihood Ratio – LLR) в логарифмическом масштабе:

,

где S_i⁽¹⁾ и S_i⁽⁰⁾ обозначают подмножества множества всех возможных значений сигнального отсчета s на передатчике, для которых значение i-го кодируемого бита c_i = 1 и c_i = 0 соответственно, p( ) обозначает условную (апостериорную) плотность вероятности.

В конкретной реализации способа для вычисления LLR может быть применена кусочно-линейная аппроксимация метрики отношения правдоподобия в логарифмическом масштабе в зависимости от значения принятого сигнального отсчета, которая может быть выражена в виде:

,

где символом σ² дополнительно обозначена дисперсия шума в принимаемом сигнальном отсчете r(k).

Набор N_symb⋅m_c вычисленных метрик для всех бит кодированной последовательности c используется для декодирования. Результатом декодирования являются решения приемника о значениях бит в последовательностях b_с и c, обозначаемые b_с^(est) и c^(est) соответственно.

Демодуляция некодированных бит u(k) также независимо выполняется для каждого принятого сигнального отсчета r(k), k = 0, …, N_symb–1, после получения решений c^(est) в результате декодирования. При этом в конкретной реализации способа для каждого бита u(k)_j из u(k), j = 0, …, m_u–1, производится вычисление метрики отношения правдоподобия (Log Likelihood Ratio – LLR) в логарифмическом масштабе:

,

где S_j⁽¹⁾(c(k)^(est)) и S_j⁽⁰⁾(c(k)^(est)) обозначают подмножества множества всех возможных значений сигнального отсчета s на передатчике, для которых значение j-го некодируемого бита u_j = 1 и u_j = 0 соответственно, а значения m_c кодируемых бит равны значениям бит в c(k)^(est) для текущего k-го сигнального отсчета.

В конкретной реализации способа для вычисления LLR также может быть применена кусочно-линейная аппроксимация метрики отношения правдоподобия в логарифмическом масштабе в зависимости от значения принятого сигнального отсчета, которая может быть выражена в виде:

.

Принятие решений о значениях некодированных бит в конкретной реализации способа может выполняться посредством определения знака вычисленных метрик отношения правдоподобия для некодированных бит. В частности, для введенных выше обозначений, положительный знак LLR(u(k)_j) соответствует значению бита 1, а отрицательный знак – значению бита 0.

Последовательность полученных решений u^(est) для всех N_symb⋅m_u некодируемых бит и последовательность решений b_с^(est) для кодируемых бит объединяются в последовательность решений для всего блока данных b^(est).

Объединение метрик для кодируемых бит LLR(c(k)_i) и некодируемых бит LLR(u(k)_j), вычисленных для первой и передач блока данных после второй передачи блока данных осуществляется независимо для каждого бита посредством их алгебраического сложения. При этом объединенные метрики для кодируемых бит используются для декодирования кодируемых бит, а объединенные метрики для некодируемых бит используются для принятия решений о значениях некодированных бит.

Первая и вторая передачи блока данных являются двумя последовательными передачами в последовательности двух и более передач одного и того же блока данных.

Общая схема варианта реализации передачи данных с использованием многоуровневого кодирования и гибридного автоматического перезапроса представлена на фиг.2 и включает в себя следующие шаги.

С источника информации (101) сообщение передается на модуль формирования блока данных (102), где производится добавление контрольной суммы для проверки целостности. Сформированный блок данных затем используется на передатчике (103) для формирования сигнальной последовательности. Сигнальная последовательность передается через канал передачи данных (104) на приемник (105), выполняющий демодуляцию последовательности и декодирование данных. Модуль проверки ошибок (106) осуществляет проверку блока данных на наличие ошибок, используя контрольную сумму. В случае отсутствия ошибок принятый блок передается получателю информации (108), а в обратный канал (107) передается подтверждение об успешном приеме ACK. При наличии ошибок в обратный канал (107) передается запрос повторной передачи NACK. При получении запроса повторной передачи NACK передатчик (103) осуществляет повторную передачу той же сигнальной последовательности через канал передачи данных (104) на приемник (105). Приемник (105) осуществляет объединение информации первой и второй передач блока данных и производит повторную демодуляцию и декодирование данных. Затем модулем проверки ошибок (106) осуществляется проверка повторно декодированного блока данных на наличие ошибок и процедура повторяется до тех пор, пока блок не будет безошибочно принят, либо пока не будет превышено максимальное число повторных передач блока данных.

Схема варианта реализации передатчика для заявленного способа представлена на фиг. 3 и включает в себя модуль разделения битовой последовательности передаваемого блока данных (201) на кодируемую и некодируемую части (202), кодер (203), модулятор кодированных бит (204) и модулятор некодированных бит (205), преобразующий сигнальные отсчеты кодированных бит в результирующий модулированный сигнал (206).

Схема варианта реализации приемника для заявленного способа представлена на фиг.4. Функциональная схема включает в себя следующие компоненты: принятый сигнал, прошедший через канал связи (301), демодулятор кодированных бит, вычисляющий метрики отношения правдоподобия для кодированных бит (302), модуль объединения LLR кодированных бит нескольких передач (303), контроллер чтения и записи объединенных значений LLR (305) в модуль памяти (306), декодер последовательности метрик отношения правдоподобия кодированных бит (304), демодулятор некодированных бит, вычисляющий метрики отношения правдоподобия некодированных бит (307), модуль объединения LLR некодированных бит нескольких передач (308), контроллер чтения и записи объединенных значений LLR некодированных бит (310) в модуль памяти (311), пороговое устройство, определяющее значение некодированных бит на основе значений объединенных LLR (309) и блок объединения принятых данных, восстанавливающий последовательность блока данных (313), согласно выполненному на передатчике разбиению (312). Следует отметить, что в данной реализации объединение LLR блоками (303) и (308) выполняется при второй и последующих передачах блока. При первой передаче вычисленные на демодуляторе соответствующие метрики в неизменном виде поступают на декодер (304) и пороговый детектор (309), а также записываются в память.

В конкретной реализации заявленного способа используется блоковый код, и кодируемые биты блока данных разделяются на равные группы, каждая из которых независимо кодируется и декодируется модулем (304).

В конкретной реализации заявленного способа для кодирования бит применяется код с малой плотностью проверок на четность, использующийся в многих систем связи, что делает предлагаемый способ применимым для современных мультигигабитных сетей передачи данных.

Обработка данных приемником в описанном выше способе не требует дополнительных вычислительных операций на уровне сигнальных отсчетов. Объединение информации для некодируемых бит первой и второй передач блока данных предлагается осуществлять путем вычисления и сложения LLR для некодируемых бит, что имеет сложность, не превышающую сложности стандартного демодулятора для кодируемых бит. Кроме того, в конкретных реализациях для вычисления LLR кодируемых и некодируемых бит могут использоваться одни и те же вычислительные ресурсы приемника. В то же время, в описанном способе полностью реализуются выигрыши в помехозащищенности от использования схемы гибридного автоматического запроса повторной передачи и в требуемых вычислительных ресурсах декодера из-за отсутствия кодирования части бит.

Таким образом, предлагаемое изобретение позволяет снизить вычислительную сложность приемника при совместной реализации схем гибридного автоматического запроса повторной передачи и многоуровневого кодирования с отсутствием кодирования части информационных бит, сохранив все преимущества указанных схем.

Изобретение было раскрыто выше со ссылкой на конкретный вариант его осуществления. Для специалистов могут быть очевидны и иные варианты осуществления изобретения, не меняющие его сущности, как она раскрыта в настоящем описании. Соответственно, изобретение следует считать ограниченным по объему только нижеследующей формулой изобретения.

1. Способ реализации гибридного автоматического запроса повторной передачи в системах связи с многоуровневым кодированием, содержащий этапы, на которых:

а. осуществляют первую передачу блока данных, содержащего N-сигнальных отчетов, причем часть бит блока данных кодируется помехоустойчивым кодом;

б. принимают первую передачу блока данных, выполняют демодуляцию и декодирование кодируемой части бит принятого блока данных;

в. проверяют принятый блок данных на наличие ошибок и выполняют отправку передатчику запроса повторной передачи в случае обнаружения ошибок;

г. осуществляют вторую передачу того же блока данных при получении запроса повторной передачи;

д. принимают вторую передачу блока данных, выполняют демодуляцию и декодирование кодируемой части бит принятого блока данных, сопровождающиеся объединением информации, полученной при приеме первой и второй передач блока данных,

причем при приеме первой передачи блока данных выполняют:

б.1 демодуляцию сигнальных отсчетов первой передачи и вычисление метрик отношения правдоподобия для кодированных бит;

б.2 декодирование кодированных бит с использованием вычисленных метрик;

б.3 демодуляцию сигнальных отсчетов первой передачи и вычисление метрик отношения правдоподобия для некодированных бит с использованием результата декодирования кодированных бит;

б.4 принятие решений о значениях некодированных бит с использованием вычисленных метрик отношения правдоподобия для некодированных бит,

причем объединение информации, полученной при приеме первой и второй передач блока данных, включает шаги, на которых выполняют:

д.1 демодуляцию сигнальных отсчетов второй передачи и вычисление метрик отношения правдоподобия для кодированных бит;

д.2 объединение метрик отношения правдоподобия, вычисленных для кодированных бит первой и второй передач блока данных;

д.3 декодирование кодированных бит с использованием объединенных метрик отношения правдоподобия для кодированных бит;

д.4 демодуляцию сигнальных отсчетов второй передачи и вычисление метрик отношения правдоподобия для некодированных бит с использованием результата декодирования кодированных бит;

д.5 объединение метрик отношения правдоподобия, вычисленных для некодированных бит первой и второй передач блока данных;

д.6 принятие решений о значениях некодированных бит с использованием объединенных метрик отношения правдоподобия для некодированных бит.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что первая и вторая передачи блока данных являются двумя последовательными передачами в последовательности двух и более передач одного и того же блока данных.

3. Способ по п.1, отличающийся тем, что метрики отношения правдоподобия для кодированных или некодированных бит вычисляются в логарифмическом масштабе.

4. Способ по п.3, отличающийся тем, что для вычисления метрики отношения правдоподобия в логарифмическом масштабе в зависимости от принятого сигнального отсчета используется кусочно-линейная аппроксимация.

5. Способ по п.3, отличающийся тем, что объединение метрик отношения правдоподобия в логарифмическом масштабе состоит в их суммировании.

6. Способ по п.3, отличающийся тем, что принятие решения о значениях некодированных бит состоит в определении знака метрики отношения правдоподобия в логарифмическом масштабе.

7. Способ по п.1, отличающийся тем, что для модуляции бит, кодированных помехоустойчивым кодом, и бит, не кодированных помехоустойчивым кодом, используется модуляция Унгербоека.

8. Способ по п.1, отличающийся тем, что для кодирования бит применяется блоковый код, и кодируемые биты блока данных разделяются на равные группы, каждая из которых независимо кодируется и декодируется.

9. Способ по п.1, отличающийся тем, что для кодирования бит применяется код с малой плотностью проверок на четность.