Процессор для радиоприемника

Изобретение относится к технике связи и может использоваться как процессор для радиоприемника, который выполнен с возможностью обработки расширенного прямой последовательностью спектра (DS-SS-сигналы). Технический результат состоит в повышении эффективности отслеживания за счет повышения качества корреляции. Для этого процессор включает в себя демодулятор, цифровой преобразователь, коррелятор (64) и согласованный с элементарным сигналом фильтр, при этом частота дискретизации цифрового преобразователя выбирается такой, чтобы брать множество дискретных отсчетов каждого входящего элементарного сигнала в отличающихся точках на нем по сравнению с точками дискретизации на соседнем элементарном сигнале и дискретизировать элементарный сигнал с частотой, не кратной скорости передачи элементарных сигналов, причем фильтр выполнен с возможностью фильтрации выходного сигнала цифрового преобразователя. Блок выбора дискретного отсчета выполнен с возможностью выбора одного дискретного отсчета от фильтра для ввода в каждый отвод коррелятора, причем выбранный дискретный отсчет выбран в качестве самого близкого по времени к желаемому идеальному моменту времени относительно опорной точки тайминга на элементарном сигнале. 3 н. и 10 з.п. ф-лы, 9 ил.

 

Настоящее изобретение относится к способам и системам, связанным с приемом радиосигналов. В частности, оно относится к способам и системам для обработки сигналов расширенного прямой последовательностью спектра (direct sequence spread spectrum, DS-SS) (DS-SS-сигналов), таких как те, которые обычно используются в глобальных спутниковых навигационных системах (Global Navigation Satellite Systems, GNSS).

DS-SS является схемой модуляции, используемой для передачи цифровых информационных сигналов с использованием относительно большой ширины полосы пропускания по сравнению с передачей только информационного сигнала. Она обладает преимуществами, включающими в себя наличие некоторой устойчивости к взаимным помехам и обеспечение возможности совместного использования каналов среди нескольких пользователей, причем обычно каждый пользователь передает один или более известных кодов. Как правило, для каждого бита (бит содержит ±1 по необходимости) информации, которая должна быть отправлена пользователем, данный бит умножается на код, содержащий, например, псевдослучайные помехи, подобранный для распределения энергии по более широкой полосе частот и обладающий хорошими автокорреляционными характеристикам. Такой код известен как передатчику, так и приемнику. Демодуляция затем содержит, на верхнем уровне, определение того, какой код был отправлен.

В самом простом случае код содержит последовательность положительных и/или отрицательных импульсов, известных в качестве элементарных сигналов, и процесс корреляции в приемнике используется для обнаружения присутствия кода в принятом сигнале. Коррелятор обладает сведениями о вероятных кодах, которые должны быть приняты, и сравнивает принятую последовательность элементарных сигналов (после какого-либо необходимого преобразования с понижением по частоте) с его собственной внутренней копией такой последовательности. Данная методика известна и описана например в Spread Spectrum Systems for GNSS and Wireless Communications, под авторством Джека K. Холмса; Артек Хаус 2007; ISBN 978-1-59693-083-4.

Некоторые системы, такие как те, которые генерируют и принимают сигналы, используемые в навигационных системах, используют относительно длинные коды, заменяя каждый бит информации, которая должна быть передана, на многие сотни элементарных сигналов. Это имеет преимущества, включающие в себя обеспечение возможности обнаруживать принятый сигнал, несмотря на наличие спектральной плотности мощности на порядок величины меньше теплового шума, а также генерирование очень узкого по времени пикового значения корреляции, и следовательно обеспечение более точной информации тайминга (временной привязки) (и следовательно позиционной информации).

Тем не менее одна проблема с использованием более длинных кодов состоит в том, что для реализации процесса корреляции в системе требуются дополнительные вычислительное усилия. Например, в типичной GNSS-системе, такой как Система глобального позиционирования (Global Positioning System, GPS) имеется несколько корреляторов, каждый из которых должен осуществлять сотни или тысячи корреляций каждую секунду. Это усугубляется обычным использованием множества цифровых дискретных отсчетов каждого элементарного сигнала, что повышает требования к обработке данных.

Дополнительно проблема, связанная с современными GNSS-приемниками, заключается в увеличивающемся желании среди конечных пользователей взаимодействовать со множеством GNSS-систем. GPS-система из США является наиболее распространенной в использовании в настоящее время, но другие навигационные системы, такие как сделанная в России система ГЛОНАСС (GLONASS), китайская система BeiDou и ожидающаяся европейская система ГАЛИЛЕО (GALILEO), вероятно, будут иметь обширную пользовательскую базу со временем, и каждая из этих систем имеет немного отличающиеся форматы сигнала передачи. Каждая GNSS-система должна иметь свою собственную систему кодирования и множество кодов, которые представляют различные искусственные спутники (satellite vehicle, SV).

Внутри приемника для GNSS-сигналов, корреляция используется на двух различных стадиях функционирования. Первоначально, после запуска (или в случае, когда сигнал впоследствии потерян), приемник должен использовать коррелятор для отыскания присутствия известных сигналов и осуществлять первоначальную оценку их тайминга. Это называется фазой Захвата. То, какие сигналы присутствуют, зависит от того, какие спутники находятся в зоне видимости, таким образом некоторые известные сигналы могут не присутствовать. Тайминг этих сигналов, которые присутствуют, определяется из времени возникновения пикового значения в выходном сигнале процесса корреляции. Фаза Захвата является требовательной в вычислительном отношении, таким образом главное требование состоит в максимизации производительности обнаружения сигнала при минимальных вычислительных усилиях.

Как только каждый сигнал захвачен, его точный тайминг должен затем постоянно оцениваться настолько точно насколько возможно. Это называется фазой Отслеживания. Широко используемым способам для выполнения этого требуется, чтобы тайминг корреляции был настраиваемым так, чтобы он «выравнивался» с текущей наилучшей оценкой тайминга принятого сигнала.

Конструкция GNSS-приемника должна поэтому поддерживать различные требования к Захвату и Отслеживанию, как это изложено выше.

Во многих цифровых приемных системах используются согласованные фильтры для улучшения соотношения сигнал-шум в их принятых сигналах. Известные в настоящее время GNSS-приемники не включают в себя согласованные фильтры вследствие проблемы с их реализацией. Это происходит потому, что типичный приемник должен реализовать много таких согласованных фильтров вследствие множества различных возможных сигналов, которые могут быть приняты, например, для учета различных кодирующих схем и скоростей передачи элементарных сигналов и т.д.

Для объяснения используемых в настоящее время способов рассмотрим общий случай, в котором передаваемые элементарные сигналы являются прямоугольными импульсами.

Все приемники обсуждаемого в данном документе типа имеют один или более корреляторов, задача которых состоит в сравнении входящего сигнала с копией того, что ожидается при приеме. Затем коррелятор предоставляет выходной сигнал, который является мерой подобия входного сигнала заданному внутреннему коду, как упоминалось выше.

Рассмотрим задачу корреляции с первой известной последовательностью (эталонной последовательностью) и предположим, что продолжительность данной последовательности составляет N элементарных сигналов.

Один возможный вариант заключается в простой дискретизации входного сигнала на скорости передачи элементарных сигналов. В каждый последующий момент времени дискретного отсчета коррелятор затем должен выполнять корреляцию самых последних N дискретных отсчетов с хранящейся эталонной последовательностью. Поскольку переданные импульсы имеют прямоугольную форму, такой способ действительно функционирует до такой степени, что он создает пиковое значение корреляции независимо от того, находятся ли моменты времени дискретных отсчетов возле начала каждого прямоугольного импульса, возле конца каждого импульса или посредине. Однако данный простой подход обладает рядом известных недостатков. Во-первых, процесс дискретизации без первой фильтрации сигнала для ограничения его ширины полосы пропускания вызывает то, что дискретные отсчеты включают в себя помехи со всей ширины полосы пропускания приемника, что делает выходной сигнал корреляции более шумным, уменьшая вероятность обнаружения сигналов. Во-вторых, факт того, что процесс нечувствителен к неизвестному времени дискретизации внутри каждого импульса, означает то, что он не может использоваться для оценки времени возникновения импульсов в принятом сигнале с высокой точностью, требуемой в спутниковой навигации.

Другой подход, который может быть рассмотрен, должен использовать перед процессом дискретизации фильтр низких частот. Это уменьшит уровень помех, но выходной сигнал корреляции будет тогда зависеть от времени внутри каждого принятого элементарного сигнала, в котором берутся дискретные отсчеты. Тайминг принятых элементарных сигналов не известен заранее, и даже более серьезно тайминг элементарных сигналов, принятых от различных спутников, отличается. Поэтому данный подход также неприменим.

Увеличение количества дискретных отсчетов на элементарный сигнал действительно предоставляет средство для улучшения производительности, но если частота дискретизации выбрана кратной скорости передачи элементарных сигналов, то по-прежнему присутствуют недостатки. Если дискретизации не предшествует низкочастотная фильтрация, то выходной сигнал корреляции все еще нечувствителен ко времени дискретизации, хотя и с уменьшенной степенью неточности времени. Ввод подходящего фильтра низких частот перед дискретизатором снижает данную проблему. Главный оставшийся недостаток состоит в том, что объем вычислений в процессе корреляции увеличивается пропорционально частоте дискретизации.

Лучшее решение составляет основу способа, сейчас широко используемого в GNSS-приемниках. В данном подходе принятый сигнал дискретизируется с частотой, равной K×(M/N) скорости передачи элементарных сигналов, где N является большим целым числом, а M является другим большим целым числом очень близким по значению к N (обычно M=N±1). Поэтому (M/N) близко к единице. K является малым целым числом. Легче всего описать действие данного способа, если N в вышеупомянутом уравнении является таким же, что и длина эталонной последовательности, и сначала рассматривается K=1 и M=N+1. В этом случае, продолжительность эталонной последовательности N элементарных сигналов равна N+1 моментам времени дискретных отсчетов. Интервал между последовательными дискретными отсчетами составляет N/(N+1) элементарных сигналов, таким образом, момент времени последующих дискретных отсчетов относительно последующих принятых элементарных сигналов раньше на 1/(N+1)-ую элементарного сигнала на элементарный сигнал. Один из N+1 моментов времени дискретных отсчетов поэтому будет очень близок к границе между концом одного элементарного сигнала в принятом сигнале и началом следующего элементарного сигнала. Очень малый сдвиг по времени принятого сигнала по отношению к дискретным отсчетам поэтому в результате приведет к изменению выходного сигнала корреляции, и в результате данный подход обеспечивает почти плавное изменение выходного сигнала корреляции по отношению к таймингу принятого сигнала, по желанию.

Вышеупомянутый способ может использоваться даже с K=1, но как объяснено ранее, процесс дискретизации без первой фильтрации сигнала для ограничения его ширины полосы пропускания вызывает включение в дискретные отсчеты помех со всей ширины полосы пропускания приемника, что делает выходной сигнал корреляции более шумным. Широко используемый возможный вариант должен делать K больше единицы и применять перед дискретизацией подходящую фильтрацию. Однако, при K больше единицы, что увеличивает частоту дискретизации, опять увеличивается вычислительная нагрузка при корреляции.

Дополнительная сложность при реализации вышеупомянутого способа состоит в том, что точное выравнивание M дискретных отсчетов с N элементарными сигналами, что и представляет собой ту самую количественную величину, которую приемнику требуется оценивать, влияет на правильное выделение N значений эталонных кодов M значениями коэффициентов коррелятора. Практическим решениям требуется множество функций отображений при необходимости достижения оптимальной производительности.

Если требуется один приемник, который сможет обрабатывать все эти различными форматы, то огромное давление оказывается на кодовую функцию коррелятора приемника. Одна конкретная трудность состоит в том, что скорости передачи элементарных сигналов различных сигналов отличаются, таким образом какая-либо одна частота дискретизации будет иметь разные взаимосвязи с разными скоростями передачи элементарных сигналов. Использование многочисленности отсчетов дискретизации, поступающих на различных скоростях, будет очень непривлекательным, потому что это в результате приведет к большему размеру приемника, весу, стоимости и потреблению мощности. Поэтому подход, описанный выше, должен использовать дополнительную многочисленность функций отображения для вмещения различных скоростей передачи элементарных сигналов в одну выбранную частоту дискретизации.

Задача настоящего изобретения заключается в предоставлении альтернативного способа для обработки DS-SS-сигналов.

Согласно первому варианту выполнения настоящего изобретения предложена процессорная система для радиоприемника, выполненная с возможностью обработки сигналов Расширенного Прямой Последовательностью Спектра (Direct Sequence Spread Spectrum, DS-SS-сигналов), при этом упомянутая процессорная система имеет демодулятор, содержащий цифровой преобразователь для оцифровки принятого сигнала с предварительно определенной частотой дискретизации, причем упомянутый принятый сигнал содержит последовательность элементарных сигналов, поступающих в процессор с известной скоростью передачи; и по меньшей мере один коррелятор для корреляции оцифрованного сигнала с известным сигналом, при этом коррелятор выполнен с возможностью обладания одним отводом на элементарный сигнал;

причем цифровой преобразователь выполнен с возможностью взятия множества дискретных отсчетов каждого элементарного сигнала, в отличающихся точках на нем по сравнению с точками дискретизации на соседнем элементарном сигнале, и обладания частотой дискретизации, которая не является кратной скорости передачи элементарных сигналов;

отличающаяся тем, что процессор дополнительно включает в себя согласованный с элементарным сигналом фильтр (chip-matched filter, CMF), выполненный с возможностью фильтрации выходного сигнала цифрового преобразователя, и блок (sample selection unit, SSU) выбора дискретного отсчета, выполненный с возможностью приема выходных сигналов от CMF, и выбора, для ввода в каждый отвод коррелятора, выходного сигнала от CMF, самого близкого по времени к желаемому идеальному моменту времени относительно опорной точки тайминга на элементарном сигнале.

Процессор, демодулятор и цифровой преобразователь могут преимущественно быть выполнены в качестве одного компонента, или могут содержать два или более компонентов.

Предпочтительно цифровой преобразователь выполнен с возможностью взятия по меньшей мере 4, 8, 16 или 32 дискретных отсчетов на элементарный сигнал. Приемник, в некоторых вариантах осуществления настоящего изобретения, может предоставлять отдельные совпадающий по фазе (I) и квадратурный (Q) каналы, которые хорошо известны. В этом случае каждый канал может иметь отдельные цифровые преобразователи, каждый из которых выполнен с возможностью взятия по меньшей мере упомянутого выше количества дискретных отсчетов. Наличие большего количества дискретных отсчетов на элементарный сигнал увеличивает варианты того, какие дискретные отсчеты будут выбраны для ввода в коррелятор, и следовательно уменьшает погрешность между моментом времени дискретного отсчета и желаемым идеальным моментом времени.

Удовлетворение ограничений на дискретизацию элементарных сигналов, как обсуждено выше, означает, что не должно быть, в среднем, точного целого числа дискретных отсчетов на элементарный сигнал. Например, некоторые элементарные сигналы имеют в целом n взятых дискретных отсчетов, в то время другие имеют только (n-1) взятых дискретных отсчетов. Точки дискретизации на заданном элементарном сигнале поэтому должны немного отличаться по сравнению с точками дискретизации на соседнем элементарном сигнале.

Именно сдвиг положения дискретизации на каждом элементарном сигнале, совместно с фильтрацией входного сигнала с использованием согласованного фильтра (или аппроксимации к нему, как объяснено ниже), и выбор одного дискретного отсчета для ввода в коррелятор обеспечивают ключевое преимущество настоящего изобретения. Без отличающегося положения дискретизации, при выборе самого близкого дискретного отсчета к желаемому идеальному положению, SSU всегда будет выбирать дискретный отсчет с постоянной позиционной погрешностью. Это будет приводить к тому, что корреляционная функция будет иметь ступенчатую характеристику, которая не подходит идеально для отслеживания пикового значения корреляции. Наличие разброса в данной погрешности от одного элементарного сигнала к другому элементарному сигналу эффективно сглаживает ступенчатые участки в корреляционной функции, приводя к улучшенному функционированию отслеживания.

Кроме того, наличие одного отвода коррелятора на элементарный сигнал уменьшает рабочую нагрузку на коррелятор по сравнению с методиками предшествующего уровня техники, в котором, как правило, много цифровых дискретных отсчетов элементарного сигнала вводятся в коррелятор. Это обеспечивает преимущества в снижении потребностей коррелятора в электропитании.

«Согласованный с элементарным сигналом фильтр» может быть согласованным фильтром, который согласован с принимаемым элементарным сигналом. Использование согласованных фильтров является обычным явлением в сложных приемных системах, причем согласованный фильтр является фильтром, импульсная характеристика которого имеет обращенный по времени вид известного сигнала. Такой фильтр очень трудно реализовать на аналоговой технологии для типичных DS-SS-сигналов. Однако, вариант реализации Согласованного Фильтра для сигналов по типу, рассматриваемому в данном документе, может быть упрощен посредством учета того факта, что полезный сигнал является последовательностью идентичных импульсов. Далее можно показать, что Согласованный Фильтр теоретически может быть реализован посредством первой фильтрации принятого сигнала с использованием фильтра, согласованного с одним импульсом, и затем дискретизации выходного сигнала этого фильтра и корреляции его с известной эталонной последовательностью, причем расстояние между дискретными отсчетами в корреляторе составляет один на элементарный сигнал. Такой начальный фильтр реализовать точно невозможно (вследствие прямоугольной формы его необходимой импульсной характеристики), но может быть реализована близкая аппроксимация, которая и представляет собой согласованный с элементарным сигналом фильтр. Следует отметить, что термины «согласованный фильтр» и «согласованный с элементарным сигналом фильтр» используются синонимично в данном документе.

Согласованные с элементарными сигналами фильтры могут быть реализованы в качестве цифровых фильтров с Конечной Импульсной Характеристикой (Finite Impulse Response, FIR) (КИХ-фильтров) (также известных в качестве фильтров с прямой связью). Поскольку формы элементарных сигналов, в целом используемых в GNSS, могут быть хорошо аппроксимированы посредством волновых форм, которые принимают только значения +1 или -1, то согласованным с элементарным сигналом фильтрам обычно не требуются схемы перемножения общего назначения, а вместо этого требуются только схемы, которые могут умножать дискретные отсчеты сигнала на +1 или -1 (первым вообще не требуется каких-либо действий, а последние просто представляют собой операцию отрицания). Для такой реализации требуется по существу меньшее количества схем по сравнению со схемами перемножения общего назначения. Дополнительная экономия становится возможной вследствие обычно простых форм элементарных сигналов. Например, фильтру, который согласован с прямоугольным элементарным сигналом, продолжительность которого приблизительно составляет время в n дискретных отсчетов, на первый взгляд потребуется n сложений (чтобы сложить вместе n последовательных дискретных отсчетов) и буфер, содержащий n-1 дискретных отсчетов (для удержания необходимых относящихся к прошлому дискретных отсчетов). Однако хорошо известный эффективный способ, называемый алгоритмом Рекурсивной Нарастающей Суммы, позволяет выполнять фильтрацию с использованием одного вычитания и одного сложения совместно с удержанием буфером n дискретных отсчетов.

Согласованный с элементарным сигналом фильтр может быть выполнен с возможностью обладания импульсной характеристикой, близкой к импульсной характеристике Согласованного Фильтра для одного элементарного сигнала. Как объяснено ранее, объединение Согласованного Фильтра, дискретизации его выходного сигнала в одном дискретном отсчете на элементарный сигнал и корреляции результата с известной эталонной последовательностью может обеспечить почти оптимальное обнаружение полезного сигнала в помехах.

Если частота дискретизации была выбрана равной или очень близкой к частоте дискретизации, кратной скорости передачи элементарных сигналов, то тайминг каждого выбранного дискретного отсчета относительно начала или конца каждого элементарного сигнала будет точно или почти точно такой же. Это имеет последствие, как упомянуто ранее, заключающееся в нечувствительности коррелятора к временному сдвигу по диапазону временных сдвигов, приводя к нежелательной ступенчатой характеристике в отклике коррелятора.

Если вместо этого частота дискретизации выбрана не равной или не очень близкой к частоте дискретизации, кратной скорости передачи элементарных сигналов, то функционирование SSU вызывает наличие разброса в данном тайминге дискретных отсчетов от одного элементарного сигнала к другому элементарному сигналу, что имеет эффект сглаживания ступенчатых участков в корреляционной функции, приводя к большому улучшению производительности отслеживания.

Определение того, является ли выбор частоты дискретизации приемлемым, требует сведений о количестве элементарных сигналов, N, в эталонной последовательности. Определение затем продолжается посредством моделирования сигнала, процесса начальной дискретизации, цифрового фильтра и SSU, для многочисленности предполагаемых задержек входящего сигнала. Результатом этого является оценка корреляционной характеристики в зависимости от задержки сигнала. Если она содержит ступенчатые участки, превосходящие некоторую предварительно определенную пороговую величину (например, шире чем 2% продолжительности элементарного сигнала), то такая частота дискретизации считается недопустимой. Данный процесс применяется ко всем скоростям передачи элементарных сигналов, которые приемник обязан обрабатывать. Конечно, в других вариантах применения могут быть приемлемы другие пороговые величины, такие как 4%, 6% или 10%, и средний специалист в уровне техники сможет определить подходящую пороговую величину для своих конкретных целей.

Специалистам в уровне техники должно быть известно, что различные GNSS-системы отличаются по своим характеристикам передаваемых сигналов, и что в некоторых современных GNSS-системах не используется простой элементарный сигнал в качестве передаваемого расширяющего символа (элементарный сигнал является простым прямоугольным импульсом, умноженным на +/-1, как объяснено ранее). Вместо этого некоторые используют более сложный символ, выбранный с требуемыми расширяющими ширину полосы пропускания характеристиками, такими как схема модуляции с Двоичным Сдвигом Несущей (Binary Offset Carrier, BOC). Конечно в данном случае, согласованный фильтр будет согласован с этим расширяющим символом. Однако, для целей данной заявки, все такие расширяющие символы в данном документе упоминаются в качестве элементарных сигналов.

Может быть реализована многочисленность цифровых согласованных с элементарными сигналами фильтров, все из которых берут один и тот же выбранный сигнал в качестве ввода и каждый согласован с одним из необходимых типов сигнала (то есть формами элементарного сигнала). Одно преимущество настоящего изобретения состоит в том, что один согласованный с элементарным сигналом фильтр может выполнять функцию необходимой согласованной фильтрации одновременно для всей многочисленности принятых спутниковых сигналов, которые используют такую форму элементарного сигнала.

Такой цифровой согласованный фильтр создает выходные сигналы с той же самой частотой, что и частота дискретизации входного сигнала. В течение фазы Отслеживания, как объяснено ранее, каждому из корреляторов, которые используются для отслеживания каждого сигнала, требуется разный тайминг, согласованный с сигналом. Каждому коррелятору предшествует его собственный SSU, в который подаются желаемые идеальные моменты времени дискретных отсчетов опорной точки (такой как начало или конец каждого элементарного сигнала) такого сигнала. Каждый SSU независимо выбирает дискретные отсчеты, созданные цифровым согласованным фильтром, которые являются самыми близкими к желаемому идеальному моменту времени. Одно преимущество настоящего изобретения состоит в том, что SSU является простой в реализации функцией, таким образом требование в реализации большого количества отслеживающих корреляторов выполняется с малыми вычислительными усилиями.

Варианты осуществления настоящего изобретения имеют частное преимущество при использовании при демодуляции сигналов с BOC-модуляцией. Известно, что сигналы с BOC-модуляцией имеют корреляционную функцию, которая имеет множество пиковых значений, и поэтому обладает проблемами неоднозначности при попытке использовать корреляционную функцию в отслеживающих целях. Существуют способы для преодоления таких неоднозначностей. См. например «A Design Technique to Remove the Correlation Ambiguity in Binary Offset Carrier (BOC) Spread Spectrum Signals», Филип В. Уард, ION, NTM 2004, в которой используется относительно сложный вариант выполнения для создания более гладкой автокорреляционной функции, имеющей более малые неоднозначности. Однако данная методика является несовместимой с обычной практикой использования тактовой частоты дискретизации, которая не является кратной скорости передачи элементарных сигналов, что также используется в настоящем изобретении.

Поэтому преимущественно, чтобы для демодуляции сигналов с BOC-модуляцией вариант осуществления настоящего изобретения имел согласованный с элементарным сигналом фильтр с импульсной характеристикой в виде одиночного элементарного BOC-сигнала. Для заданного полезного сигнала (например, «Раннего» сигнала) выходные сигналы от CMF затем используются для создания корреляционного сигнала, как описано ранее. Результатом этого является комплексное значение. Затем выполняется вторая корреляция с известной задержкой, применяемой для выбора полезного сигнала, составляющей четверть элементарного сигнала. Она может быть осуществлена очень просто с предлагаемой в данном документе конструкцией посредством простого добавления необходимой задержки к выбору полезного сигнала. Выходные сигналы этих двух корреляций затем объединяются для создания выходного корреляционного сигнала, который является намного более гладким по сравнению с созданным на первой стадии обработки у Уарда и который значительно менее сложен по сравнению со второй, параллельной стадией обработки у Уарда. Объединенный выходной сигнал обеспечивает дискриминантную функцию, близкую к линейной, которая вследствие этого может использоваться в целях отслеживания традиционным образом. В одном варианте реализации используемый процесс объединения выводит модуль комплексной суммы двух выходных корреляционных сигналов, и отделение задержки между Ранним и Последним стробирующими импульсами устанавливается в 19/16-ым от продолжительности элементарного сигнала. Это обеспечивает охотно гладкую характеристика дискриминатора.

Следует понимать, что демодуляция BOC-сигналов с использованием вышеупомянутой описанной методики отличается от изложенной методики Уарда, так как в предшествующем уровне техники входной сигнал умножается как на BOC-поднесущую, так и на квадратурную BOC-поднесущую.

Как должно быть понятно среднему специалисту в уровне техники, BOC-сигналы содержат сигнал на поднесущей, умноженный на сигнал элементарного сигнала. Обычно предполагается, что этот сигнал на поднесущей является прямоугольным импульсом. Однако, когда такой сигнал передается, то он проходит через схемы ограничения полосы, такие как передатчики и антенны, которые имеют эффект округления сигнала на поднесущей. Таким образом, при практической реализации сигнал, принятый в приемнике, никогда не является сигналом настоящей прямоугольной формы. Можно также предусмотреть будущие BOC-сигналы, в которых поднесущая преднамеренно отличается от прямоугольного импульса.

Варианты осуществления настоящего изобретения также пригодны при обработке сигналов, которые подобны обычным BOC-сигналам, но в которых непрямоугольные формы, такие как синусоиды и т.д., преднамеренно используются в качестве поднесущей. Термин «BOC», используемый в данной заявке, должен поэтому рассматриваться таким образом, чтобы включать в себя эти другие волновые формы поднесущих, а также и обычную теоретическую поднесущую прямоугольной формы.

Согласно второму варианту выполнения настоящего изобретения предложен способ обработки сигнала расширенного прямого последовательностью спектра (DS-SS), содержащего последовательность элементарных сигналов, принятых в приемнике, причем упомянутые элементарные сигналы принимают с известной скоростью, при этом способ содержит этапы, на которых:

a) оцифровывают сигнал с частотой дискретизации по меньшей мере двукратной скорости передачи элементарных сигналов, причем частота дискретизации не кратна скорости передачи элементарных сигналов, так что последующие элементарные сигналы дискретизируют в различных точках на нем;

b) фильтруют дискретные отсчеты с помощью согласованного с элементарным сигналом фильтра (CMF), причем согласованный с элементарным сигналом фильтр по существу согласован с ожидаемой формой элементарного сигнала, при этом CMF предоставляет выходной дискретный отсчет для каждого входного дискретного отсчета;

c) выбирают один выходной сигнал от CMF для каждого элементарного сигнала для ввода в коррелятор;

d) коррелируют входные сигналы, предоставленные на этапе c) выбора, с эталонным сигналом;

при этом один выходной сигнал от CMF, самый близкий к идеальной желаемой точке тайминга для каждого элементарного сигнала, выбирают для ввода в коррелятор.

Признаки в одном варианте выполнения настоящего изобретения могут быть применены к другим вариантам выполнения настоящего изобретения, в любом подходящем сочетании. В частности варианты выполнения способа могут быть применены к вариантам выполнения устройства, и наоборот.

Теперь настоящее изобретение будет описано более подробно, только в качестве примера, со ссылкой на следующие Фигуры:

На Фигуре 1 показана упрощенная блок-схема приемника, подходящего для реализации вариантов осуществления настоящего изобретения;

На Фигуре 2 показан ряд корреляционных функций от различных вариантов выполнения демодуляции;

На Фигуре 3 показаны корреляционные функции в теоретически идеальных, но не реализуемых на практике, системах с Согласованными Фильтрами, чтобы помочь пониманию настоящего изобретения;

На Фигуре 4 показаны волновые формы в системах предшествующего уровня техники с использованием k(P±1)/P дискретизации наряду с CMF;

На Фигуре 5 схематически показана упрощенная блок-схема одного варианта осуществления настоящего изобретения;

На Фигуре 6 показаны волновые формы в одном варианте осуществления настоящего изобретения, в котором k(P±1)/P дискретизация используется наряду с CMF; и

На Фигуре 7 показана корреляционная функция и дискриминантная функция в одном варианте осуществления настоящего изобретения, выполненного с возможностью демодуляции BOC-сигналов.

На Фигуре 1 показана упрощенная блок-схема препроцессора (100) радиоприемника, включающего в себя демодулятор (101) для DS-SS-сигналов, который может использоваться в найденных в предшествующем уровне техники вариантах реализации GNSS. Антенна (102) соединена с малошумящим усилителем (103) и оттуда с понижающем преобразователем (104) традиционным образом для предоставления совпадающего по фазе (I) и квадратурного (Q) сигналов основной полосы частот на своих выходах (105). Сигналы I и Q затем оцифровываются с использованием пары (106) аналого-цифровых преобразователей (ADC) с частотой, которая будет зависеть от конкретного варианта реализации демодуляции, используемой в системе, но, скорее всего, составляет по меньшей мере один раз на элементарный сигнал, и составляет, во многих GNSS-приемниках, много раз больше по сравнению с этим.

Цифровые сигналы, сгенерированные посредством ADC (106), затем подаются в корреляторы (108).

Коррелятор (108) является традиционным коррелятором, причем корреляторы данного типа обычно используются в DS-SS-приемниках. Такой коррелятор содержит набор умножителей и элементы задержки и имеет вход (не изображен), который предоставляет эталонный сигнал, подлежащий умножению на оцифрованный принятый сигнал.

Характеристики коррелятора являются ключевым элементом для функционирования GNSS-систем. Это происходит потому, что выходной сигнал коррелятора используется не только для обнаружения присутствия полезного сигнала, но также и отслеживания его времени поступления. Поэтому очень желательно, чтобы выходной сигнал коррелятора имел характеристику, которая позволяет осуществлять такое отслеживание. В GNSS-системах отслеживание совместно выполняется посредством использования множества корреляций, одна из которых является «Аккуратной» корреляцией, при которой тайминг эталонного сигнала регулируется для того, чтобы быть равным текущей оценке времени поступления сигнала, а другие могут быть «Ранней» корреляцией, при которой тайминг эталонного сигнала регулируется так, чтобы опережать текущую оценку времени поступления сигнала, и «Поздней» корреляцией, при которой тайминг эталонного сигнала регулируется так, чтобы отставать от текущей оценки времени поступления сигнала. Выходные сигналы этих корреляторов могут затем быть обработаны для предоставления сигнала в контуре обратной связи, который регулирует тайминг отводов, используемых для ввода в корреляторы, для обеспечения лучшей оценки времени поступления входного сигнала и, следовательно, получения лучшей позиционной точности.

Система с Фигуры 1 не является подходящей для реализации вариантов осуществления настоящего изобретения, однако будет замечено на Фигуре 5, что вариантам осуществления настоящего изобретения требуется относительно меньше дополнений, например добавление CMF-функции и SSU-функции.

На Фигуре 2 показаны смоделированные обработанные выходные сигналы коррелятора, предоставляющего Ранние, Аккуратные и Поздние выходные сигналы. На Фигуре 2a графически показано корреляционное пиковое значение выходного сигнала коррелятора идеализированной аналоговой системы, с прямоугольными элементарными сигналами, в зависимости от входной задержки сигнала. Он имеет треугольную форму на изображенном временном интервале. На график наложены выходные сигналы с Раннего, Аккуратного и Позднего стробирующих импульсов. Ранний показан в качестве указывающего вниз треугольника, Аккуратный в качестве кружков и Поздний в качестве указывающего вверх треугольника, для трех случаев. Метки, обозначенные суффиксом 1, указывают выходные сигналы в первом случае, при котором оценка приемника пикового времени является правильной. Метки, обозначенные суффиксом 2, указывают выходные сигналы, если оценка приемника пикового времени является ранней, а метки, обозначенные суффиксом 3, указывают выходные сигналы, если оценка приемника пикового времени является поздней.

Посредством подходящей обработки Ранних, Аккуратных и Поздних выходных сигналов может быть создана «дискриминантная» функция, которая, в данном идеальном случае, является линейным монотонным сигналом на всей продолжительности одного элементарного сигнала. Она показана на Фигуре 2b. Она является идеализированным представлением, генерируемым посредством уравнения (Ранний-Поздний)/(2xАккуратный+Ранний+Поздний), где Ранний составляет ½ элементарного сигнала перед опорной точкой, Поздний составляет ½ элементарного сигнала позади опорной точки, а Аккуратный находится в опорной точке. График изображен в зависимости от времени оценочной погрешности поступления, в элементарных сигналах. Как хорошо известно, могут использоваться и другие дискриминантные функции, например, уравнение (Ранний-Поздний)/(Ранний+Поздний), которое проще с вычислительной точки зрения, но обеспечивает немного более шумный результат.

Задача большинства вариантов реализации GNSS-приемника состоит в обработке его входных сигналов для создания дискриминантной функции, которая приближалась бы к основным свойствам линейности и монотонности функции, изображенной на Фигуре 2b, до достаточной степени для своих целей.

Одно из проектных решений, доступное при проектировании корреляторов для DS-SS-приемников, заключается в количестве отводов, которые они имеют на элементарный сигнал. В корреляторах, используемых в GNSS-устройствах, обычно используется несколько отводов на элементарный сигнал, и следовательно каждая корреляция обычно коррелирует несколько дискретных отсчетов каждого элементарного сигнала, причем каждая корреляция включает в себя много элементарных сигналов. Таким образом проделываемая работа, и расходуемая энергия, коррелятором умножается на количество дискретных отсчетов на элементарный сигнал.

До настоящего изобретения специалистами в уровне техники понималось, что при частоте дискретизации, равной скорости передачи элементарных сигналов, не обеспечивалось практической дискриминантной функции - такая функция, без присутствующего согласованного фильтра, будет походить на импульс с плоской вершиной, как показано на Фигуре 3a, который неспособен обеспечивать обратную связь отслеживания в контуре отслеживания. Наличие фиксированного кратного количества дискретных отсчетов на элементарный сигнал изменяет к лучшему данную ситуацию, но в результате приводит к дискриминантной функции, которая является ступенчатым по амплитуде импульсом, как показано на Фигуре 3b, с количеством ступенчатых участков равным количеству дискретных отсчетов на импульс (например, 4 дискретных отсчета на элементарный сигнал, изображенный на Фигуре 3b). Опять же, она не является полезной функцией отслеживания для большинства целей, пока количество дискретных отсчетов и отводов коррелятора на элементарный сигнал не становятся достаточно большими, однако это также увеличивает работу и потребности в электроэнергии коррелятора.

GNSS-приемники предшествующего уровня техники преодолевают данную проблему посредством использования дискретизации с равномерными интервалами, имеющую нецелочисленное среднее количество дискретных отсчетов на элементарный сигнал. В данном случае интервальное разнесение дискретных отсчетов от отводов коррелятора выбирается таким, чтобы иметь вид, составляющий k(P±1)/P скорости передачи элементарных сигналов, где P является большим числом - таким как, количество элементарных сигналов в эталонной функции, используемой для корреляции. Это в результате приводит к приблизительно k отводам коррелятора на элементарный сигнал, но тайминг последующих отводов коррелятора относительно границ последующих элементарных сигналов изменяется по мере поступления.

Это создает значительно улучшенную (почти идеальную) форму для характеристики функции отслеживания, которая приближена к идеальной, изображенной на Фигуре 2b, канонической форме. Однако, поскольку согласованные фильтры не используются, амплитуда выходной функции отслеживания уменьшается, приводя к худшему функционированию и повышенной чувствительности к помехам. Коэффициент k (то есть приближенное количество дискретных отсчетов на элементарный сигнал и отводов к коррелятору) обеспечивает увеличение амплитуды сигнала в √k, но снова с последующими дополнительными усилиями в обработке. Известно, что в существующих системах используется данная методика.

Как было вкратце указано выше, введение согласованного с элементарным сигналом фильтра улучшит функционирование среди шумов обсуждаемых выше вариантов реализации дискретизации и корреляции предшествующего уровня техники. Однако предшествующие известные варианты реализации обладают проблемами, которые демонстрируют использование проблематики согласованного фильтра, и, следовательно, никакие известные приемники не реализуют согласованный фильтр перед коррелятором.

Во-первых, рассмотрим случай, при котором входная частота дискретизации ADC точно кратна скорости передачи входящих элементарных сигналов. Должно быть понятно, что моменты времени, в которые может дискретизироваться согласованный фильтр, являются теми же самыми, что и моменты времени входных дискретных отсчетов. Поэтому происходит квантование задержек коррелятора, которые могут быть выбраны, что также квантует точность тайминга, достигаемую от коррелятора в некоторой степени (с практическими интервалами дискретизации), которая делает разрешение тайминга коррелятора не достаточным для большинства целей. Например, если частота дискретизации составляет четыре скорости передачи элементарных сигналов, то сама корреляционная функция может только быть вычислена в значениях задержки, отделенных друг от друга на одну четверть элементарного сигнала. Увеличение частоты дискретизации уменьшает глубину данной проблемы, но для уменьшения ее до достаточно значительной степени потребуется намного более высокая частота дискретизации, чем хотелось бы. Альтернативно, для приближения выходного сигнала коррелятора к требуемой промежуточной задержке может быть рассмотрено использование интерполирующих фильтров, но это увеличит сложность.

В результате практические приемники для отслеживания GNSS-сигналов не используют частоты дискретизации, которые кратны скорости передачи элементарных сигналов.

Во-вторых, рассмотрим случай, при котором опять присутствует CMF, используемый со способами дискретизации предшествующего уровня техники, в которых входная частота дискретизации обычно составляет k(P±1)/P скорости передачи элементарных сигналов, где P равно количеству элементарных сигналов в функции эталонного сигнала (обычно 1023).

На Фигуре 4 показан набор волновых форм из моделирования, которое изображает проблему реализации согласованного с элементарным сигналом фильтра с описанными способами дискретизации предшествующего уровня техники.

Как показано на Фигуре 4, в верхнем ряду изображено моделирование четырех коротких извлечений из принятого входного сигнала. В данном примере длина эталонной последовательности для корреляции составляет 1023 элементарных сигналов, и входной сигнал предполагается бесшумным для ясности представления.

Участок входного сигнала (a) находится в начале эталонного сигнала с 1023 элементарными сигналами; участок (b) является четвертью пути через него (256 элементарных сигналов), и участок (c) является половиной пути через него (512 элементарных сигналов).

Соответствующие дискретные отсчеты от ADC изображены во втором ряду (с ссылочным обозначением (d)) на Фигуре 5; входная частота дискретизации берется равной 10×1,024 МГц, со скоростью передачи элементарных сигналов в 1023/мс при данном моделировании. Таким образом частота дискретизации составляет 10×1024/1023 скоростей передачи элементарных сигналов. В течение большинства элементарных сигналов поэтому присутствует 10 входных дискретных отсчетов, как это может быть видно. Согласованный с элементарным сигналом фильтр поэтому должен быть реализован цифровым образом посредством суммирования предыдущих 10 дискретных отсчетов. Выходной сигнал согласованного с элементарным сигналом фильтра, строка (e) снова будет иметь приблизительно пилообразную форму (несмотря на то, что фактически дискретизирован).

Теперь рассмотрим то, что происходит, когда мы дискретизируем выходной сигнал согласованного фильтра регулярно на каждом десятом входном дискретном отсчете (то есть на частоте 1,024МГц) в соответствии со способами предшествующего уровня техники. Эти дискретные отсчеты изображены посредством стволового графика (кружки) в строке (e).

В левой части строки (e) (то есть в начале эталонной последовательности) выбранные дискретные отсчеты хорошо выровнены с концом каждого момента времени элементарного сигнала входного сигнала, и действие почти идеально. Но в центральном участке графика, соответствующего одной четверти пути через эталонную последовательность, выравнивание времени используемых дискретных отсчетов (кружки) составляет около одной четверти элементарного сигнала до идеального времени. Амплитуда этих дискретизированных значений поэтому пропорционально меньше идеальной, как это можно заметить, потому что приблизительно одна четверть входных дискретных отсчетов, присутствующих в согласованном фильтре во время взятия дискретного отсчета выходного сигнала принадлежит предыдущему элементарному сигналу.

В правом участке графика, соответствующем приблизительно одной половине пути через эталонную последовательность, выравнивание времени используемых дискретных отсчетов (кружки) составляет приблизительно половину элементарного сигнала до идеального момента времени. Это является наихудшим возможным временем для дискретизации выходного сигнала согласованного фильтра, потому что приблизительно одна половина входных дискретных отсчетов, присутствующих в согласованном фильтре в момент времени взятия дискретного отсчета выходного сигнала, принадлежат предыдущему элементарному сигналу. В изображенном примере предыдущий элементарный сигнал имеет противоположную полярность по отношению к текущему элементарному сигналу, таким образом амплитуда выходного сигнала является нулевой.

Поскольку волновая форма продолжается до конца эталонного сигнала, выравнивание в конечном счете возвратится к своему оптимальному значению еще раз, но значительная его часть будет отдискретизирована в моменты времени, существенно отличающиеся от идеальных.

Производительность поэтому значительно хуже истинной согласованной фильтрации.

Причина потерь производительности заключается в том, что дискретные отсчеты выходного сигнала от CMF (то есть кружки в строке (e) на графике) возникают (с одним исключением), когда его входной сигнал является смесью предыдущего элементарного сигнала и текущего элементарного сигнала. Поскольку скорость поступления дискретных отсчетов в коррелятор составляет (P±1)/P скорости передачи элементарных сигналов, смещение между фактическими моментами времени дискретных отсчетов и (идеальными) моментами времени элементарных сигналов соответствует каждой возможной кратности в 1/(P±1) элементарных сигналов, каждый из которых появляется один раз.

Другой способ объяснения, почему присутствуют потери производительности, состоит в повторении того, что объединение согласованного с элементарным сигналом фильтра, за которым следует коррелятор, только теоретически равно оптимальному коррелятору, если дискретные отсчеты берутся от согласованного с элементарным сигналом фильтра с частотой в один дискретный отсчет на элементарный сигнал. Нет никакой гарантии оптимальности при других обстоятельствах, и как уже было показано в данном документе: фактически это не достижимо.

Проблемы, изображенные выше, объясняют тот факт, почему CMF не использовался до настоящего времени в GNSS-системах, или какой-либо другой системе DS-SS, известной автору настоящего изобретения.

Известные системы предшествующего уровня техники поэтому достигают обоснованную производительность посредством использования неточного количества дискретных отсчетов на элементарный сигнал (например, k(P±1)P (где P является большим числом, а k является целым числом обычно между 2 и 8) и корреляции дискретных отсчетов с функцией эталонного сигнала с использованием коррелятора с k отводами на элементарный сигнал.

Однако авторами настоящего изобретения было обнаружено, что производительность зачастую может быть улучшена, в целом с более низкими требованиями к обработке, согласно вариантам осуществления настоящего изобретения.

Один вариант осуществления настоящего изобретения изображен на Фигуре 5, который содержит приемник, имеющий смеситель (60), предоставляющий I и Q выходные сигналы, каждый канал которых оцифровывается посредством ADC (61) с частотой дискретизации, которая не является кратной скорости передачи элементарных сигналов. Следует отметить, что показана обработка только I-канала, поскольку обработка Q-канала функционально идентична.

Цифровые дискретные отсчеты от ADC (61) вводятся в CMF (62), согласованный с формой принимаемого элементарного сигнала. То есть, его импульсная характеристика является той же самой, что и обращенный во времени ожидаемый на входе элементарный сигнал. В данном варианте осуществления в выходном сигнале от CMF присутствует приблизительно 10 (или в более общем смысле, k) дискретных отсчетов на элементарный сигнал, что равно количеству дискретных отсчетов от ADC. (Цифровой) выходной сигнал от CMF затем подается в блок (63) выбора дискретных отсчетов, который выполнен с возможностью выбора, для каждого элементарного сигнала, дискретного отсчета, который ближе всего согласован с желаемым идеальным моментом времени дискретного отсчета, и, в течение процесса отслеживания, только этот выбранный дискретный отсчет вводится в коррелятор (64) для этого элементарного сигнала. Таким образом, коррелятор (64) имеет, при отслеживании, один ввод для каждого элементарного сигнала, в противоположность многим вариантам реализации предшествующего уровня техники с k входными сигналами на элементарный сигнал.

Следует отметить, что блок (63) выбора дискретных отсчетов и коррелятор (64) будут дублироваться в большинстве вариантов осуществления настоящего изобретения для обеспечения, например, ранней и поздней обработки, как описано выше, но для ясности на Фигуре 6 изображены только в одном экземпляре.

Желаемые моменты времени дискретных отсчетов задаются со ссылкой на внутренний тактовый генератор, который является необходимым компонентом любого GNSS-приемника. В качестве части своего функционирования GNSS-приемник в конечном счете вычисляет временную взаимосвязь между этим внутренним тактовым генератором и истинным временем суток, получаемым со спутниковых сигналов, однако при этом отсутствует необходимость знать эту взаимосвязь для использования внутреннего тактового генератора для целей, описанных в данном документе.

Проще всего объяснить действие выбора дискретного отсчета, если предполагается, что тактовый генератор для дискретных отсчетов используется в качестве внутреннего тактового генератора; могут быть выбраны и другие возможные варианты, но это приведет в результате к более сложным вычислениям. Для ясности объяснения термин «один такт» тактового генератора должен использоваться для обозначения величины, на которую время тактового сигнала увеличивается на входной дискретный отсчет. Для выполнения корреляции с эталонной волновой формой, имеющей желаемое значение задержки (измеренной со ссылкой на внутренний тактовый генератор и поэтому выраженной в тактах), могут быть вычислены точные моменты времени дискретных отсчетов сигнала, которые будут согласованы с задержанной эталонной волновой формой (а также измерены со ссылкой на внутренний тактовый генератор и выражены в тактах).

Блок (63) выбора дискретных отсчетов выбирает, для каждого элементарного сигнала, дискретный отсчет, который ближе всего согласован с желаемым идеальным моментом времени дискретного отсчета. Где последний выражается в тактах тактового генератора, что достигается посредством округления каждого идеального момента времени дискретного отсчета до ближайшего целого числа. Так как целочисленные значения тактов тактового генератора соответствуют моментам времени входных дискретных отсчетов, и поэтому также моментам времени дискретных отсчетов выходных сигналов от CMF, эти округленные моменты времени (в тактах) соответствуют фактическим дискретным отсчетам от CMF, которые являются выбранными дискретными отсчетами.

Один удобный способ, по которому может быть реализована вышеупомянутая функция, состоит в использовании хорошо известного устройства, называемым осциллятором с программным управлением (Numerically Controlled Oscillator). Он содержит регистр или хранилище, в которое первоначально загружается желаемый первый момент времени дискретного отсчета, и второй регистр или хранилище, в которое загружается текущая оценка продолжительности элементарного сигнала (1/скорость передачи элементарных сигналов) сигнала. Обе количественные величины выражены в тактах, включая дробную часть, для гарантирования того, что они выражены с достаточной точностью. Значение из первого регистра округляется для создания момента времени (в точных тактах) первого дискретного отсчета, который требуется для корреляции. Когда момент времени самого последнего доступного дискретного отсчета из CMF (в тактах) согласован с этим округленным значением, то соответствующий дискретный отсчет пропускается в коррелятор. Значение во втором регистре затем добавляется к значению в первом регистре, и процесс повторяется. Это продолжается до того, пока в коррелятор не будет пропущено заданное количество дискретных отсчетов (равное по длине эталонному коду).

Если коррелятор попытается отследить, например, «своевременный» сигнал, то идеальная точка дискретизации от CMF будет находиться в конце каждого элементарного сигнала. Таким образом ближайший соседний дискретизатор (65) выберет дискретный отсчет, который является самым близким по времени к предполагаемой границе элементарного сигнала, но, вследствие процесса округления, фактический выбранный дискретный отсчет может возникнуть либо перед концом, либо после конца предполагаемой границы элементарного сигнала. Следует вспомнить из вышесказанного, что данный вариант осуществления (как и все варианты осуществления настоящего изобретения) имеет неточное количество дискретных отсчетов на элементарный сигнал, и таким образом, временный интервал между фактическим моментом дискретного отсчета и желаемым идеальным моментом дискретизации будет изменяться от одного элементарного сигнала к другому элементарному сигналу.

Следует понимать, что вполне тривиально регулировать идеальные точки дискретизации для обеспечения, например, Раннего или Позднего стробирующего импульса, и это можно делать посредством добавления равных подходящей постоянной времени смещений к желаемым моментам времени дискретизации.

На Фигуре 6 показан график, который подобен графику на Фигуре 4, но вместо этого имеет исправленную волновую форму (e), встречаемую в данном варианте осуществления настоящего изобретения, и следовательно показаны преимущества, обеспечиваемые этим и другими вариантами осуществления настоящего изобретения. Волновые формы с (a) по (d) являются теми же самыми, что и на Фигуре 4, и поэтому не будут снова описываться подробно.

Волновая форма (e) с Фигуры 6 является смоделированным выходным сигналом согласованного фильтра, в широком смысле подобным волновой форме (e) с Фигуры 4, но вместо этого изображает моменты времени дискретных отсчетов (то есть дискретного отсчета, выбранного для подачи в коррелятор для каждого элементарного сигнала), которые выбираются посредством SSU в вариантах осуществления настоящего изобретения. Здесь, в данном примере, «желаемый идеальный» момент времени дискретизации находится в конце каждого элементарного сигнала. Самый близкий соседний дискретизатор с Фигуры 6 поэтому запрограммирован с возможностью выбора ближайшего дискретного отсчета к такой идеальной точке и следовательно выбирает точки дискретизации, обозначенные кружками на волновой форме (e). В (e₁), то есть в начале периода корреляции, дискретный отсчет точно согласован с желаемой точкой. Вследствие нецелочисленной кратности дискретизации интервал дискретизации отклоняется от идеального немного, но, так как присутствует множество дискретных отсчетов (приблизительно 10 в данном случае) от CMF на элементарный сигнал, максимальная временная погрешность между идеальной и фактической точкой дискретизации уменьшается с половины периода элементарного сигнала в системах предшествующего уровня техники до половины интервала между соседними дискретными отсчетами. Таким образом в точке (e₂), которая является четвертью пути через эталонный сигнал, уменьшенная амплитуда дискретного отсчета становится наглядной, однако погрешность уменьшается еще больше по сравнению с погрешностью волновой формы (e) с Фигуры 4, изображающей систему предшествующего уровня техники. В точке (e₃), которая является половиной пути через эталонную волновую форму, выравнивание времени используемых дискретных отсчетов снова близко к идеальному.

Таким образом, варианты осуществления настоящего изобретения позволяют дискретизировать выходной сигнал согласованного фильтра в моменты времени дискретных отсчетов, близких к идеальным моментам времени дискретных отсчетов, таким образом обеспечивая большею амплитуду сигнала для коррелятора, и таким образом увеличивая выходной сигнал от коррелятора относительно выводимых от него помех, тем самым повышая производительность системы.

Следует отметить, что в течение захвата навигационного сигнала (в противоположность его отслеживанию), необходимо искать сигнал, и в течение данной фазы корреляция должна выполняться многократно. В данном случае имеет место потеря производительности, если фактический момент времени принятого сигнала находится между моментами времени, выбранными для последующих фактических корреляций. Данная потеря является наихудшей, если фактический момент времени принятого сигнала является приблизительно половиной пути между моментами времени, выбранными для последующих фактических корреляций. Результирующая погрешность времени приводит к более малому выходному сигналу от коррелятора, и поэтому уменьшенной вероятности обнаружения сигнала. Если последующие моменты времени корреляций отделены на один элементарный сигнал, то потеря является значительной (обычно 3-4 дБ), таким образом, нормально сделать интервал между начальными моментами времени корреляций в одну половину продолжительности элементарного сигнала или меньше.

Для эффективного получения функции захвата с использованием настоящего изобретения блок (63) выбора дискретных отсчетов используется для выбора дискретных отсчетов из CMF, которые отделены на одну половину продолжительности элементарного сигнала (или при желании, одну треть или одну четверть продолжительности элементарного сигнала для дополнительного уменьшения потерь производительности в самом худшем случае). Это может быть достигнуто в вариантах осуществления настоящего изобретения посредством загрузки во второй регистр NCO одной половины (или трети или четверти) первоначальной оценки продолжительности элементарного сигнала упомянутого сигнала (выраженной в тактах). Результат состоит в том, что блок выбора дискретных отсчетов осуществляет выбор потока дискретных отсчетов от CMF, которые выводятся с удвоенной (либо утроенной, либо учетверенной соответственно) оцененной скоростью передачи элементарных сигналов.

Эти дискретные отсчеты вводятся в хранилище (удобнее всего в «кольцевой буфер»), и с поступлением каждого нового дискретного отсчета коррелятор захвата выполняет корреляцию между известным эталонным кодом и дискретными отсчетами хранящегося сигнала, разнесенными на интервалы в один элементарный сигнал. Для случая, при котором дискретные отсчеты были выбраны, чтобы возникать с удвоенной скоростью передачи элементарных сигналов, это означает, что новый поступивший дискретный отсчет (назовем его дискретным отсчетом 1) совместно с дискретными отсчетами 3, 5, 7, и т.д. будет использован коррелятором. Для каждого нового поступившего дискретного отсчета выполняется корреляция и вычисляется его выходное значение.

Эти последующие корреляционные выходные сигналы затем обрабатываются таким же образом, что и в GNSS-приемниках предшествующего уровня техники, для обнаружения присутствия сигнала и предоставления первой оценки времени его возникновения.

Следует понимать, что так как очень легко изменять значения, загружаемые в NCO-регистры блока (63) выбора дискретных отсчетов, то очень легко изменять как тайминг начального дискретного отсчета, так и предполагаемую продолжительность элементарного сигнала. В системах предшествующего уровня техники, использующих частоты дискретизации, которые представляют собой k×(P±1)/P скорости передачи элементарных сигналов, от блока вычисления (иногда называемого «кодовым отображателем») обычно требуется связывать P значений эталонной волновой формы с соответствующими k×(P±1) дискретными отсчетами сигнала. Кроме того логическая функция, вычисленная кодовым отображателем, должна отличаться для разных скоростей передачи элементарных сигналов и разных вариантов входной частоты дискретизации.

Настоящее изобретение преимущественно в том, что оно позволяет вариантам его осуществления поддерживать любую скорость передачи элементарных сигналов и (в соответствии с конкретными ограничениями, которые будут объяснены ниже) очень широкий диапазон частот дискретизации, просто изменяя две величины, подаваемые в NCO блока выбора дискретных отсчетов. Устройство, реализованное с использованием настоящего изобретения, может поэтому легко охватывать частоты дискретизации, выбранные для соответствия другим ограничениям приема. Оно также поэтому обеспечивает гибкость для обработки будущих сигналов, имеющих скорости передачи элементарных сигналов, отличающиеся от скоростей передачи текущих сигналов.

Анализ показал, что существуют некоторые критерии, которым варианты осуществления настоящего изобретения должны соответствовать для обеспечения хорошей производительности. Это:

1. Интервал T_S дискретизации должен быть значительно меньше относительно временного интервала T_CHIP элементарного сигнала для исключения чрезмерного сглаживания выходной корреляционной функции. Сглаживание возникает, потому что фактические дискретные отсчеты, выбранные блоком (63) выбора дискретных отсчетов, появляются в моменты времени, отличаются от идеальных моментов времени, причем погрешность по времени лежит в диапазоне -0,5T_S и +0,5T_S. Когда дискретный отсчет выбирается в «неправильное» время, его отдельный вклад в полный результат корреляции эквивалентен результату от «идеальной» корреляции, имеющей время задержки, немного отличающееся от желаемого времени. Полный эффект всех таких ошибок подобен сглаживанию кривой выходного сигнала от коррелятора, при котором сильнее округляются ее пиковые значения. Так как определение точного времени пикового значения - это задача приемника, то результатом является незначительные потери производительности; таким образом для ограничения таких потерь значение T_S должно быть выбрано достаточно малым. Следует отметить, что то, является ли заданная степень сглаживания корреляционной функции выходного сигнала чрезмерной, изменяется согласно варианту применения, в котором она должна использоваться. Моделирование предложенной системы может использоваться для установления степени сглаживания, которое по всей вероятности будет иметь место.

2. Средняя погрешность между моментами времени дискретных отсчетов, выбранных блоком (63) выбора дискретных отсчетов, и идеальными моментами времени дискретных отсчетов, должна быть достаточно близкой к нулю - для исключения смещения полного результата коррелятора - и данный критерий должен удовлетворяться для любого сдвига идеальных моментов времени дискретных отсчетов относительно начала последующих элементарных сигналов. Это лучше всего объясняется посредством рассмотрения контрпримера; а именно, случая, при котором частота дискретизации точно кратна скорости передачи элементарных сигналов. Так как в этом случае моменты времени задержки доступных дискретных отсчетов относительно начала каждого элементарного сигнала являются точно такими же, что и относительно каждого начала элементарного сигнала, и так как идеальные моменты времени дискретизации также имеют равные задержки относительно начала последующих элементарных сигналов, то при каждом действии блок (63) выбора дискретных отсчетов выбирает дискретный отсчет, задержка которого относительно начала соответствующего элементарного сигнала является одной и той же. Погрешность (то есть, разность) между идеальными моментами времени дискретного отсчета и выбранными моментами времени дискретного отсчета является поэтому одной и той же для каждого элементарного сигнала, и может быть ненулевой. Среднее значение погрешности (то есть, смещения) может поэтому быть ненулевым. Последствие этого состоит в том, что дискретные отсчеты, используемые для формирования корреляции, затем соответствуют задержке, отличающейся от идеальной. Это создает «ступенчатость» в отклике коррелятора, описанном ранее, что является нежелательной погрешностью. Такая проблема возникает не только для частот дискретизации, точно кратных частоте дискретизации, но и для частот дискретизации, достаточно близких к кратной частоте дискретизации, как будет подробно объяснено ниже. Снова, моделирование может использоваться для анализа предложенной системы, чтобы видеть, удовлетворены ли технические условия.

Вышеупомянутые критерии обеспечивают большую гибкость реализации GNSS-системы с использованием настоящего изобретения. Они позволяют проанализировать потенциальную GNSS-систему с помощью конкретной частоты дискретизации, скорости передачи элементарных сигналов и корреляционной длины P для проверки того, удовлетворены это заданные требования по производительности. Конечно, могут быть реализованы варианты осуществления настоящего изобретения, которые не соответствует вышеупомянутым критериям, но которые все еще имеют достаточную для заданной цели производительность. Поэтому они не должны рассматриваться в качестве существенных для настоящего изобретения, а всего лишь в качестве предпочтительных.

Первый критерий легко удовлетворяется, если f_S/f_CHIP больше приблизительно 2. При данном значении потеря производительности для наихудшего случая составляет приблизительно 1 дБ, и она дополнительно уменьшается посредством увеличения данного соотношение до более чем 2. Значение 2 в любом случае является минимальным значением, используемым в практических GNSS-системах, для исключения чрезмерной потери производительности обнаружения в течение стадии захвата.

Проверка второго критерия основана на следующем анализе. Идеальные моменты времени дискретных отсчетов (в тактах) в выходном сигнале CMF задаются следующим образом:

t₀+p×(f_S/f_CHIP), p=0…P-1

где t₀ является моментом времени первого идеального дискретного отсчета (в тактах), f_S является частотой дискретизации, а f_CHIP является скоростью передачи элементарных сигналов.

При функционировании блок (63) выбора дискретных отсчетов выбирает дискретные отсчеты в следующие моменты времени

round(t₀+p×(f_S/f_CHIP)), p=0…P-1.

Погрешности времени дискретизации (в тактах) поэтому представляют собой:

ε_ρ=round(t₀+p×(f_S/f_CHIP))-(t₀+p×(f_S/f_CHIP)), p=0…P-1

и значение b «смещения» задается в качестве средней погрешности во времени дискретизации, которое является средним из ε_ρ.

Можно продемонстрировать, что смещение в наихудшем случае возникает, если начальный идеальный момент времени дискретного отсчета выбран в качестве точной половины интервала дискретного отсчета перед фактическим моментом времени дискретного отсчета, то есть t₀=<целое число>-0,5. (Это в результате приводит к ε₀=-0,5.) Несмотря на то, что другие варианты начального идеального момента времени дискретного отсчета могут также привести к смещению того же самого худшего случая, поэтому только необходимо проверить один случай, приведенный в данном абзаце.

Использовать факт того, что

round(a)-a= 0,5-mod(a+0,5;1)

и следовательно

round(a-0,5)-(а-0,5)=0,5-mod(a; 1),

значение b смещения (в единицах тактов) может поэтому быть удобно вычислено следующим образом:

b=0,5-mean(mod(p×(fs/fchip), 1), p=0…P-1).

Значение b смещения должно быть ниже ограничения, которое выводится из необходимой точности времени отдельных корреляционных измерений. В спутниковой навигационной системе он в свою очередь выводится из необходимой позиционной точности системы и характеристик обработки, которая следует за корреляционными измерениями. Обычно такая обработка имеет «сглаживающий» эффект, который в результате приводит к выходной погрешности, которая меньше погрешности от отдельных корреляционных измерений.

Смещение варьируется между корреляционными измерениями. Среднеквадратичное значение (rms) смещения в последовательности корреляционных измерений поэтому меньше смещения для наихудшего случая, вычисленного с использованием приведенной выше формулы.

Если, например, для окончательной позиционной точности системы потребуется, чтобы отдельные измерения задержки выполнялись с точностью до 1 нс (соответствующей 30 см перемещения радиоволны), и если сглаживающий эффект обработки, следующей после корреляции, уменьшает среднеквадратическую погрешность на коэффициент 4, то смещение для наихудшего случая в 4 нс спокойно будет удовлетворять данным требованиям. Чтобы выразить смещение в единицах тактов, ограничение по времени (4 нс) должно быть умножено на частоту дискретизации. Если, например, частота дискретизации составляет 20 МГц, то ограничение в 4 нс соответствует 0,08 такта (интервала дискретных отсчетов).

Процедура для проверок того, является ли предложенная частота дискретизации адекватной, поэтому содержит (i) проверку того, что f_S/f_CHIP больше приблизительно 2, c использованием самого большого значения f_CHIP, которое должно быть обработано приемником, и (ii) проверку того, что значение b смещения для наихудшего случая, вычисленное как описано выше, меньше необходимого ограничения для любых значений f_CHIP и P, которые должны быть обработаны приемником.

Несмотря на то, что процедура проверки, изложенная в предыдущем абзаце, в принципе является всем, что требуется, теперь будет предоставлено дополнительное понимание применения критериев (1) и (2). Пусть соотношение f_S/f_CHIP выражено в качестве K+(Q+δ)/Ρ, где K и Q являются положительными целыми числами, а δ лежит в диапазоне от 0 до 1. P, длина эталонной последовательности, используемой при данной корреляции, является большим целым числом (сотни или тысячи в практическом применении). Критерий (1) требует, чтобы K было по меньшей мере равно 2.

Можно показать, что если δ является нулем и Q больше нуля, то смещение очень близко к нулю. Это происходит потому, что погрешности дискретизации затем распределяются почти равномерно между -0,5 и +0,5 такта (то есть, интервала входных дискретных отсчетов). Можно также показать, что смещение для наихудшего случая является самым большим, когда δ близко к 0,5; его амплитуда в тактах составляет затем приблизительно 0,125/(Q+0,5).

Нежелательно полагаться на точное соотношение между f_S и f_CHIP, потому что движение обоих передатчиков (спутника в случае спутниковой навигации) и принимающей платформы вызывает изменения в точном значении f_CHIP. Поэтому при большинстве обстоятельств предпочтительная стратегия заключается в гарантировании того, что Q является достаточно большой, чтобы смещение для наихудшего случая было допустимо малым, безотносительно значения δ. Например, если ограничение для смещения в наихудшем случае составляет 4 нс, то максимальная скорость передачи элементарных сигналов составляет 10,23 Мчип/с (где чип является обозначением элементарного сигнала), и при взятии K=2 (устанавливая частоту дискретизации немного выше 20,46 МГц), необходимо сначала решить уравнение

0,125/(Q+0,5)<{4нс × 20,46 МГц ≈ 0,082}

которое удовлетворяется, если целое число Q составляет по меньшей мере 2. Следовательно любая частота дискретизации, которая отличается от 2×10,23=20,46 МГц по меньшей мере на (2/P)×f_CHIP, создает допустимо малое смещение для наихудшего случая. Для типичного значения P, такого как 1023, последствие заключается в том, что любая частота дискретизации, которая отличается от 20,46 МГц по меньшей мере на 20 кГц, создает допустимо малое смещение для наихудшего случая.

Следующая полоса частот, которые должны быть исключены, составляет приблизительно 3×10,23=30,69 МГц. Уравнение, которое теперь должно быть удовлетворено, представляет собой следующий вид:

0,125/(Q+0,5)<{4нс×30,69 МГц≈0,143}

которое удовлетворяется, если целое число Q является по меньшей мере 1. Следовательно, любая частота дискретизации, которая отличается от 30,69 МГц по меньшей мере на 10 кГц, создает допустимо малое смещение для наихудшего случая.

От универсального функционирующего со множеством созвездий GNSS-приемника может потребоваться обработка GNSS-сигналов, которые имеют некоторое число различных скоростей передачи элементарных сигналов, например, 0,5115 МГц, 1,023 МГц, 2,046 МГц, 2,5575 МГц, 5,115 МГц и 10,23 МГц. Как уже был объяснено, выбор частоты дискретизации должен исключать целочисленной кратности какой-либо из этих скоростей передачи элементарных сигналов, или малые диапазоны вокруг этих целых кратных значений.

Для изображения достигаемых вариантов описанные выше критерии одновременно применялись ко всем упомянутым выше скоростям передачи элементарных сигналов с целью вычисления всех допустимых диапазонов частоты дискретизации внутри иллюстративного полного диапазона от 20 МГц до 35 МГц. Было обнаружено, что 98,5% диапазона частоты дискретизации являются допустимым, согласно упомянутым критериям. Все целочисленные значения, кратные 1 МГц или 1,024МГц, являются допустимыми. Только 15 из 1500 целочисленных значений, кратных 10 кГц, являются не допустимыми.

Можно поэтому заметить, что очень широкие диапазоны частоты дискретизации поддерживаются способом настоящего изобретения.

Моделируемые варианты осуществления настоящего изобретения функционируют хорошо. Точная форма выходного сигнала коррелятора в средстве моделирования была исследована с точки зрения результатов квантования, генерируемых ADC-процессом дискретизации. Эти результаты закладывают фундаментальное ограничение на точность, с которой коррелятор может использоваться для оценки задержки сигнала (и следовательно точности навигации).

Было обнаружено, что это присущее ограничение на квантование является почти точно таким же для вариантов реализации, исследуемых посредством моделирования, как и для схемы кодового отображателя предшествующего уровня техники, функционирующей при тех же условиях с точки зрения частоты дискретизации, скорости передачи элементарных сигналов и продолжительности эталонной последовательности в элементарных сигналах), причем в обоих случаях моделирование осуществляется в окружении без помех.

При добавлении помех в моделирования отношение сигнал-шум (SNR) уменьшается до реалистических уровней, эти две схемы остаются эквивалентными при условии того, что кодовый отображатель предшествующего уровня техники и его соответствующий коррелятор обрабатывают все входные дискретные отсчеты. Варианты осуществления настоящего изобретения, которые используют подход согласованной фильтрации, всегда используют все входные дискретные отсчеты. Если реализуется схема кодового отображателя, которая обрабатывает только поднабор входных дискретных отсчетов, то ее коэффициент SNR и, следовательно, производительность падает. Это можно понять, обратив внимание на тот факт, что, обработка меньшего количества дискретных отсчетов по сравнению со всеми дискретными отсчетами вызывает вмешивание помех. При практической реализации известные схемы кодового отображателя предшествующего уровня техники всегда обрабатывают дискретные отсчеты на слишком низкой частоте для достижения оптимального SNR. Напротив, подход согласованной фильтрации, используемый в вариантах осуществления настоящего изобретения, всегда использует все входные дискретные отсчеты.

Было обнаружено, что настоящее изобретение значительно менее требовательно в реализации, с точки зрения вычислительной нагрузки, по сравнению с подходом кодового отображателя предшествующего уровня техники подобной производительности.

Как указано выше, настоящее изобретение хорошо подходит для обработки сигналов с BOC-модуляцией. Один вариант осуществления настоящего изобретения содержит приемник, имеющий согласованный с элементарным сигналом фильтр, и пару корреляторов для каждого из Раннего, Аккуратного и Позднего выходных сигналов. CMF согласовываются с конкретной формой принимаемого элементарного BOC-сигнала.

Каждый коррелятор имеет соответствующий SSU, причем все SSU берут свои входные сигналы от CMF. Для заданной пары, один из SSU выполнен с возможностью выбора выходного сигнала из CMF в его желаемой точке (то есть, Ранней, Аккуратной или Поздней), в то время как другой выполнен с возможностью выбора выходного сигнала в четверть элементарного сигнала позже. Каждый SSU подает свои выбранные дискретные отсчеты в свой связанный коррелятор. Выбор выводимого от CMF сигнала осуществляется подобно тому, как это делалось в описанных выше вариантах осуществления, то есть, посредством выбора дискретного отсчета, самого близкого по времени к желаемому моменту времени.

Выходные сигналы от каждой пары корреляторов затем объединяются, причем данное объединенное значение представляет собой выходной сигнал для Раннего, Аккуратного или Позднего сигналов по необходимости.

Как процесс объединения, так и отделение задержки между Ранним и Поздними стробирующими импульсами могут регулироваться для создания самой гладкой дискриминантной кривой. Обнаружено, что наилучшие возможные варианты как процесса объединения, так и отделения задержки зависят от соотношения между частотой дискретизации и скоростью передачи элементарных сигналов. Для исследования такого результата и выбора наиболее подходящих объединений может использоваться моделирование.

Для первого случая, при котором скорость передачи элементарных сигналов составляет 1,023 МГц и частота дискретизации составляет 30,0 МГц, предпочтительный процесс объединения выводит модуль комплексной суммы двух корреляционных выходных сигналов, и отделение задержки между Ранним и Аккуратным стробирующими импульсами устанавливается в 19/16-ых от продолжительности элементарного сигнала. Обнаружено, что в таком случае создается целесообразно гладкая выходная характеристика дискриминантора.

Для второго случая, при котором скорость передачи элементарных сигналов составляет 10,23 МГц и частота дискретизации составляет 30,0 МГц, предпочтительный процесс объединения выводит квадратный корень из суммированных модулей двух корреляционных выходных сигналов, и отделение задержки между Ранним и Аккуратным стробирующими сигналами снова устанавливается в 19/16-ых от продолжительности элементарного сигнала. Для данного случая снова обеспечивается целесообразно гладкая выходная характеристика дискриминантора.

Моделирование данного подхода показало, что объединенный выходной сигнал от пары корреляторов имеет функцию, изображенную на Фигуре 7a, график которой показывает амплитуду объединенного выходного сигнала корреляторов в зависимости от задержки. Она имеет слегка рифленый вид. Однако, более важная функция является дискриминантной функцией, которая изображена на Фигуре 7b. На ней показано (E-L)/(E+L) в зависимости от погрешности задержки. Относительно гладкий, линейный и монотонный характер функции делает ее пригодной для использования в GNSS-отслеживании.

Как должно быть понятно среднему специалисту в уровне техники, вариант осуществления, описанный выше относительно демодуляции BOC-сигналов, может претерпевать видоизменения. Например, он может быть выполнен с возможностью обладания большим количеством выходных сигналов (например, Очень Ранний и Очень Поздний) или может иметь задержки, отличающиеся от задержки в ¼ элементарного сигнала, которая используется выше среди SSU в каждой паре. Кроме того, процесс объединения может быть подстроен для предоставления, например, более линейной дискриминантной функции. Различные изменения, которые могут быть произведены, могут быть подвержены моделированию для исследования их результатов и видоизменения свойств дискриминантной функции или корреляционной функции.

Варианты осуществления настоящего изобретения могут быть реализованы, например, в программируемой вентильной матрице (field programmable gate array, FPGA), специализированной интегральной схеме (application specific Integrated Circuit, ASIC) или в любой другой подходящей форме. FPGA или ASIC и т.д. могут включать в себя схему аналого-цифровой дискретизации или могут быть выполнены с возможностью приема цифровых сигналов от отдельного блока оцифровки. Для GNSS-применений, FPGA, ASIC и т.д. могут быть дополнительно выполнены с возможностью реализации всего алгоритма отслеживания с использованием выходных сигналов процессора и таким образом предоставлять в качестве своего выходного сигнала навигационный сигнал. Альтернативно, алгоритм отслеживания может быть реализован в отдельном процессоре с использованием выходных сигналов, предоставляемых вариантами осуществления настоящего изобретения.

Настоящее изобретение было описано с частной ссылкой на GNSS-системы. Следует понимать, что это сделано не в целях ограничения, и изобретение может использоваться в более общем смысле в вариантах применения, которые специалист в данной области техники сможет придумать.

1. Процессорная система для радиоприемника, выполненная с возможностью обработки сигналов расширенного прямой последовательностью спектра (DS-SS), при этом упомянутая процессорная система имеет демодулятор, содержащий цифровой преобразователь для оцифровки принятого сигнала с предварительно определенной частотой дискретизации, причем упомянутый принятый сигнал содержит последовательность элементарных сигналов, поступающих в процессор с известной скоростью; и по меньшей мере один коррелятор для корреляции оцифрованного сигнала с известным сигналом, при этом коррелятор выполнен с возможностью иметь один отвод на элементарный сигнал;

причем цифровой преобразователь выполнен с возможностью брать множество дискретных отсчетов каждого элементарного сигнала, в отличающихся точках на нем по сравнению с точками дискретизации на соседнем элементарном сигнале, и иметь частоту дискретизации, которая не является кратной скорости передачи элементарных сигналов;

отличающаяся тем, что процессор дополнительно включает в себя согласованный с элементарным сигналом фильтр (CMF), выполненный с возможностью фильтрации выходного сигнала цифрового преобразователя и обеспечения выходного дискретного отсчета для каждого входного дискретного отсчета, и блок (SSU) выбора дискретного отсчета, выполненный с возможностью приема выходных сигналов от CMF и выбора, для ввода в каждый отвод коррелятора, выходного сигнала от CMF, самого близкого по времени к желаемому идеальному моменту времени относительно опорной точки тайминга на элементарном сигнале, и

при этом CMF согласован с предварительно определенной волновой формой элементарного сигнала, ожидаемой в процессоре.

2. Процессор по п.1, в котором среднее количество дискретных отсчетов на элементарный сигнал, взятое цифровым преобразователем, составляет по меньшей мере 2.

3. Процессор по п.2, в котором среднее количество дискретных отсчетов на элементарный сигнал, взятое цифровым преобразователем, составляет по меньшей мере 8.

4. Процессор по п.1, в котором опорная точка тайминга берется со ссылкой на внутреннюю систему тактирования.

5. Процессор по п.1, причем процессор имеет множество корреляторов, выполненных попарно, причем первый коррелятор в заданной паре выполнен с возможностью иметь первый желаемый идеальный момент времени в первой точке со ссылкой на опорную точку тайминга, а второй коррелятор в упомянутой паре выполнен с возможностью иметь второй желаемый идеальный момент времени во второй точке со ссылкой на опорную точку тайминга.

6. Процессор по п.5, в котором временное отделение между первыми и вторыми желаемыми идеальными моментами времени установлено в четверть продолжительности элементарного сигнала.

7. Процессор по п.5 или 6, в котором выходные сигналы от первого и второго корреляторов объединены в один выходной сигнал.

8. Процессор по п.5, причем процессор используется для обработки сигналов с двоичным сдвигом несущей (BOC).

9. Процессор по п.1, причем процессор используется в обработке сигналов от Глобальной Спутниковой Навигационной Системы (GNSS).

10. Приемник, включающий в себя процессор по любому из предшествующих пунктов.

11. Приемник по п.10, причем упомянутый приемник имеет препроцессор, выполненный с возможностью предоставления преобразованного с понижением по частоте сигнала в процессор.

12. Способ обработки сигнала расширенного прямой последовательностью спектра (DS-SS), содержащего последовательность элементарных сигналов, принятых в приемнике, причем упомянутые элементарные сигналы принимают с известной скоростью, при этом способ содержит этапы, на которых:

a) оцифровывают сигнал с частотой дискретизации, по меньшей мере вдвое превышающей скорость передачи элементарных сигналов, причем частота дискретизации не кратна скорости передачи элементарных сигналов, так что последующие элементарные сигналы дискретизируют в различных точках на них;

b) фильтруют дискретные отсчеты с помощью согласованного с элементарным сигналом фильтра (CMF), причем согласованный с элементарным сигналом фильтр по существу согласован с ожидаемой формой элементарного сигнала, при этом CMF предоставляет выходной дискретный отсчет для каждого входного дискретного отсчета;

c) выбирают один выходной сигнал от CMF для каждого элементарного сигнала для ввода в коррелятор;

d) коррелируют входные сигналы, предоставленные на этапе c) выбора, с эталонным сигналом;

при этом один выходной сигнал от CMF, самый близкий к идеальной желаемой точке тайминга для каждого элементарного сигнала, выбирают для ввода в коррелятор.

13. Способ по п.12, дополнительно содержащий этапы, на которых:

e) для каждого элементарного сигнала выбирают второй выходной сигнал от CMF, самый близкий по времени к второй желаемой идеальной точке тайминга, и предоставляют выходной сигнал во второй коррелятор;

f) коррелируют выбранные выходные сигналы с эталонным сигналом в корреляторе;

g) объединяют выходные сигналы упомянутых двух корреляторов для создания одного выходного сигнала.