Способ и устройство приема и передачи сигналов фазовой манипуляции в командной радиолинии управления с использованием технологии ofdm

Изобретение относится к области систем передачи информации по радиоканалу и может быть использовано при построении командных радиолиний управления (КРУ), работающих с сигналами двоичной фазовой манипуляции. Технический результат состоит в обеспечении повышенной помехоустойчивости командной радиолинии управления. Для этого способ характеризуется тем, что команда управления КРУ передается в виде OFDM символа, который формируется на передающей стороне после модуляции сигнала с использованием обратного дискретного преобразования Фурье (ОДПФ), а на приемной стороне перед демодуляцией выполняется ДПФ в расширенной полосе частот с учетом нестабильности частот опорных генераторов приемника и передатчика, а в устройстве приема используется m канальная схема, для минимизации влияния дробного сдвига частоты ε_ƒ, причем в декодирующем устройстве анализируется OFDM символ, имеющий избыточную длину ДПФ для правильного извлечения информации о наличие в ней переданной команды управления. 2 н.п. ф-лы, 4 ил.

 

Изобретение относится к области систем передачи информации по радиоканалу и может быть использовано при построении командных радиолиний управления (КРУ), работающих с сигналами двоичной фазовой манипуляции.

Известны радиолинии, обеспечивающие передачу телеметрической, связной, командной и др. информации при использовании различных видов модуляции и кодирования [1]. Известны также комплект быстроразвертываемых технических средств физической защиты БСФ3-04.10, автоматизированный комплекс разведывательно-сигнализационных средств АКРСС и радиоэлектронное средство РП3-8 для подрыва зарядов взрывчатых веществ (ВВ) и инженерных боеприпасов (ИБП), имитации огня артиллерии и ударов авиации в ходе учений войск [2, 3, 4], основным недостатком которых является работа с сигналами частотной телеграфии (ЧТ). Наиболее эффективными, с точки зрения помехоустойчивости, являются сигналы фазовой манипуляции (ФМ), работа с которыми позволяет приблизиться к потенциальной помехоустойчивости [5]. Работа с сигналами ФМ предъявляет повышенные требования к системе по нестабильности частоты и синхронизации приема сигнала. КРУ как правило работают при низком отношении сигнал/шум, что не позволяет рассматривать классические схемы синхронизации при приеме ФМ сигналов.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому изобретению является, способ и устройство приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе [6], выбранное в качестве прототипа. Это устройство позволяет принимать фазоманипулированный сигналы, не требующие подстройки по частоте, а только подстройки по фазе.

Устройство приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе содержит аналого-цифровой преобразователь, выход которого соединен с входом цифрового согласованного фильтра, выходы которого соединены с тремя идентичными по структуре каналами подстройки по фазе, каждый из которого состоит из последовательно соединенных перемножителя сигналов, фильтра нижних частот, амплитудного ограничителя, схемы сравнения, интегратора и порогового устройства, второй вход каждого перемножителя сигналов соединен с выходом эталонного генератора, второй вход каждой схемы сравнения соединен с выходом блока хранения кодовых комбинаций, выходы пороговых устройств всех каналов соединены со входом логического устройства ИЛИ.

Наиболее существенным недостатком данного устройства является то, что его реализация требует использования высокостабилизированных кварцевых генераторов, в частности термостатированных, которые имеют высокое токопотребление, что неприемлемо для портативных КРУ.

Техническим результатом изобретения является обеспечение возможности приема фазоманипулированных сигналов без синхронизации и без выполнения достаточной стабилизации опорных генераторов приемника и передатчика. Актуальность снятия ограничений на использования высокостабилизированных опорных генераторов приемника и передатчика обусловлена необходимостью реализации КРУ в портативном исполнении с минимальным токопотреблением, при одновременном обеспечении высокой помехоустойчивости системы, которая может быть достигнута при приеме фазоманипулированных сигналов без синхронизации.

Данный технический результат достигается тем, что:

1) Команда управления передается в виде OFDM символа, который формируется на передающей стороне после модуляции сигнала с использованием обратного дискретного преобразования Фурье (ОДПФ), а на приемной стороне перед демодуляцией выполняется ДПФ в расширенной полосе частот с учетом нестабильности частот опорных генераторов приемника и передатчика.

2) В устройстве приема используется m канальная схема, для минимизации влияния дробного сдвига частоты ε_ƒ.

3) В декодирующем устройстве анализируется OFDM символ, имеющий избыточную длину ДПФ для правильного извлечения информации о наличие в ней переданной команды управления (КУ).

В последнее время интенсивное развитие получили системы высокоскоростной беспроводной радиосвязи с использованием OFDM-сигналов (orthogonal frequency division multiplexing - мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов) [7]. Технология OFDM подразумевает, что информационный сигнал изначально представлен в частотной области, а не во временной как в обычных системах связи. Именно эта особенность и позволит реализовать прием сигналов с двоичной фазовой манипуляцией без синхронизации в КРУ. Сначала сигнал модулируется и далее подвергается ОДПФ, как бы преобразуя его во временную область и передается в эфир. На приемной стороне сигнал подвергается ДПФ, как бы преобразуется обратно из временной области в частотную и демодулируется.

Для воспроизведения переданного OFDM сигнала в приемнике должна быть обеспечена синхронизация с передатчиком по частоте, фазе и времени [8]. Сдвиг несущей частоты принимаемого сигнала может возникать из-за эффекта Доплера при подвижной связи и несовпадения частот опорных генераторов в передатчике и приемнике [9]. В принимаемом сигнале у[n] это вызывает сдвиг фазы:

где ε=ƒε/Δƒ - нормированное смещение частоты несущей, равное

отношению сдвига частоты несущей ƒ_ε к расстоянию между подканалами Δƒ;

h[n] - импульсная характеристика канала;

w[n] - аддитивный белый гауссовский шум (АБГШ);

N - длина символа в отсчетах.

Смещение частоты ε можно представить в виде двух частей: ε_i кратного расстояния между подканалами и остатка ε_ƒ [8, 9].

При сдвиге несущей частоты на ε_i не нарушается ортогональность и, таким образом, не возникает межканальной интерференции (МКИ), однако это делает демодуляцию невозможной, так как неправильно извлекается информация из подканалов [10].

В КРУ передается небольшое количество информации, в отличие от систем связи. В радиолиниях управления применяется статистический критерий оптимального обнаружения сигнала - критерий Неймана-Пирсона, в соответствии с которым прежде всего обеспечивается заданная и достаточно малая вероятность ложного приема команды Р_л=const, а затем предпринимаются все меры для получения максимальной вероятности правильного приема команды управления P_k=max. Допустим, что у нас однокомандная радиолиния, таким образом декодирующее устройство постоянно анализирует входную последовательность на наличие в ней принятой КУ, что обеспечивает синхронизацию по времени.

Для правильного извлечения информации из подканалов при кратном сдвиге частот ε_i необходимо иметь длину ДПФ несколько больше, чем длина N OFDM символа, что обеспечит прием сигнала в более широкой полосе частот с учетом нестабильности частот опорных генераторов Таким образом принятый вектор данных Y_i получим вычислением R - точечного ДПФ от этого вектора:

где - минимальная длина ДПФ, позволяющая корректно извлекать последовательность данных из принятого OFDM символа при наличии кратного сдвига частоты ε_i, возникающего в условиях нестабильности опорных генераторов приемника ξ₁ и передатчика ξ₂;

Т_к - длительность команды управления (OFDM символа);

N- количество поднесущих;

ƒ_c - несущая частота сигнала.

Рассмотрим пример, поясняющий сущность предлагаемого подхода. Пусть КУ длительностью Т_к представляет собой OFDM символ, состоящий из N информационных бит, модулированных двоичной фазовой манипуляцией, представленные на фигуре 1. Прием сигнала осуществляется без синхронизации, в расширенной полосе частот OFDM символа Δƒ, с учетом максимально возможного отклонения частот опорных генераторов. Тогда, принятый OFDM символ будет иметь вид представленный на фигуре 2, из которого видно, что информационные биты N не исказились, за счет избыточной длины ДПФ, а лишь имеют сдвиг, в нашем случае вправо, обусловленный нестабильностью частот опорных генераторов и отсутствием подстройки приемного устройства по частоте. В нашей КРУ передается одна КУ, которая заранее известна на приемной стороне и анализируется в схеме сравнения. Таким образом, необходимо избыточную последовательность данных, полученную после ДПФ длины R, пропускать через дополнительный сдвиговый регистр длины R на схему сравнения, для обеспечения правильной идентификации КУ длины N.

Дробный сдвиг частоты ε_ƒ приводит к возникновению межканальной интерференции (МКИ) и потере ортогональности между поднесущими. Это связано с тем, что каждый подканал формируется ОДПФ, которое имеет вид sinc функции и при сдвиге частоты приводит к возникновению помех от соседних подканалов. В [11] приведено соотношение, позволяющее определить величину максимального ухудшения ОСШ (отношения сигнал/шум) Δγ_max для каждого конкретного его значения γ в канале АБГШ при заданной величине ε_ƒ:

В работе [10] показано влияние сдвига частоты на фазу сигнала во временной области, а именно что разность фаз линейно возрастает с течением времени, а при ε_ƒ>0.5 разность фаз превышает π в пределах одного символа, в связи с чем возникает фазовая неоднозначность. Реализация порогового устройства КРУ, принимающего решение в прямом и инверсном режиме, позволяет уйти от фазовой неоднозначности.

В КРУ как правило вероятность битовой ошибки составляет порядка P_b=0.04…0.3, что соответствует для двоичной фазовой манипуляции низкому ОСШ≈-10…2 дБ. Влияние дробного сдвига частоты ε_ƒ на качество приема согласно выражению 4 представлено на фигуре 3, из которого видно, что при реализации трех каналов приема разнесенных на величину ε_ƒ=0,125 обеспечат ухудшение качества приема не более 0,4 дБ, что является приемлемым.

На фигуре 4 представлена схема устройства приема и передачи сигналов фазовой манипуляции в командной радиолинии управления с использованием технологии OFDM, содержащая источник информации 1, модулятор 2, блок обратного дискретного преобразования Фурье 3, блок цифроаналогового преобразования 4, I/Q-модулятора-преобразователя частоты 5, передающей антенны 6, приемной антенны 7, I/Q-демодулятора-преобразователя частоты 8, блока аналого-цифрового преобразования 9, цифрового полосового фильтра 10, блока хранения кодовой комбинаций 18, логического элемента ИЛИ 17 и трех идентичных каналов обработки сигнала, каждый из которого состоит из блока дискретного преобразования Фурье 11, демодулятора 12, регистра сдвига 13, схемы сравнения 14, интегратора 15 и порогового устройства 16.

Устройство приема и передачи сигналов фазовой манипуляции в командной радиолинии управления с использованием технологии OFDM работает следующим образом. На передающей стороне из источника информации 1 считывается КУ, которая представляет собой двоичную кодовую комбинацию длины N и длительностью T_k. Далее КУ модулируется двоичной фазовой манипуляцией в модуляторе 2 и поступает на вход блока обратного дискретного преобразования Фурье 3, где входные символы преобразуются в набор отсчетов поднесущих, таким образом КУ преобразуется в один OFDM символ. Далее дискретные отсчеты подаются на блок цифроаналогового преобразования 4, где производится преобразование квадратурных компонент сигнала в аналоговую форму. В I/Q-модуляторе-преобразователе частоты 5 производится перенос спектра OFDM-сигнала на требуемую несущую частоту ƒ_c в соответствии с заданным частотным диапазоном, после чего он усиливается и излучается в эфир через передающую антенну 6.

С приемной антенны 7 принимаемый OFDM-сигнал поступает на вход I/Q-демодулятора-преобразователя частоты 8, в котором производится предварительная частотная селекция, усиление и перенос спектра сигнала на нулевую частоту с выделением квадратурных компонент I и Q, которые затем последовательно подаются в блок аналого-цифрового преобразования 9, где производится их периодическая дискретизация и преобразование в цифровую форму. Дискретизированные отсчеты с частотой считывания ƒ_сч1 поступают на вход цифрового полосового фильтра 10, имеющего ширину полосы пропускания равную ширине спектра OFDM символа N/T_k, расширенную с учетом нестабильности опорных генераторов приемника ξ₁ и передатчика ξ₂, и будет составлять Δƒ_цпф=N/T_k+(ξ₁+ξ₂)ƒ_c. Далее сигнал подается на вход блока дискретного преобразования Фурье 11, каждого из трех параллельных каналов обработки сигнала. Каждый канал отличается тем, что в блоке дискретного преобразования Фурье 11 имеется сдвиг частот комплексных экспонент, в соответствие с выражением 5, обеспечивающих снижение влияния дробного сдвига частоты ε_ƒ до допустимого уровня.

где m - номер канала приема;

- минимальная длина дискретного преобразования Фурье, позволяющая корректно извлекать последовательность данных из принятого OFDM символа при наличии кратного сдвига частоты ε_i, возникающего в условиях нестабильности опорных генераторов приемника ξ₁ и передатчика ξ₂ при передаче команды управления длительностью Т_к на частоте несущего сигнала ƒ_c.

Избыточная минимальная длина дискретного преобразования Фурье R позволяет учитывать кратный сдвиг частот ε_i. Избыточная последовательность данных длиною R с выхода блока дискретного преобразования Фурье 11 поступает на вход демодулятора 12, где выполняется двоичная фазовая демодуляция, а выходной поток информационных бит поступает на вход регистра сдвига 13 длиною R. На выходе регистра сдвига 13 формируются двоичные последовательности из N отсчетов, имеющие сдвиг на один отсчет, которые считываются с частотой ƒ_сч2= f_сч1*(R-N+1) при R>N, и подаются на вход схемы сравнения 14. Принятая двоичная кодовая комбинация длиною N сравнивается с эталонной кодовой комбинацией поступающей с блока хранения кодовой комбинаций 18, являющегося общим для всех каналов. Результат сравнения команды управления накапливается в интеграторе 15 и результат поступает на вход порогового устройства 16. Работа порогового устройства 16 каждого канала организована в прямом и инверсном режиме, что обеспечивает учитывание влияние дробного сдвига частоты в диапазоне не более ε_ƒ≤0,5. Положительное решения о приеме КУ в канале, когда совпадет требуемое количество элементов блока КУ или будет допущено такое же количество ошибок, что будет соответствовать инверсному приему КУ. Все выходы каналов обработки сводятся в один логический блок ИЛИ 17, где принимается конечное решение о приеме КУ в соответствии с положительным решением о приеме КУ хотя бы в одном из каналов.

Таким образом, устройство приема и передачи сигналов фазовой манипуляции в командной радиолинии управления с использованием технологии OFDM позволяет обеспечить прием сигналов двоичной фазовой манипуляции без синхронизации и без высокоточной стабилизации опорных генераторов приемника и передатчика, что обеспечивает отсутствие необходимости в термостатированных кварцевых генераторах и переходе на мало потребляемые опорные генераторы с достаточной нестабильностью частоты, при обеспечении повышенной помехоустойчивости командной радиолинии управления по сравнению с системами использующими сигналы частотной телеграфии и сигналы с относительной фазовой манипуляцией.

Литература

1. Тепляков Н.М., Калашников И.Д., Рощин Б.В. Радиолинии космических систем передачи информации. Под ред. И.М. Теплякова. Учебное пособие для вузов. - М.: «Сов. Радио», 1975. - 400 с.

2. БСФ3-04.10. Руководство по эксплуатации. ДАКЖ.421452.004 РЭ.

3. АКРСС. Руководство по эксплуатации. ДАКЖ.421452.005 РЭ.

4. Радиоэлектронное средство подрыва зарядов РП3-8. - М.: ВИУ, 2000. - 52 с.

5. Ашимов Н.М. // Помехоустойчивость и помехозащищенность радиолиний управления. М.: ВИУ, 2000. 372 с.

6. Способ и устройство приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе: пат. 2714302 Рос. Федерация / Леушин А.В., Комяков А.В., Федуро В.В. Опубл. 14.02.2020, Бюл. №5.

7. John A.C. Bingham. "Multicarrier Modulation for Data Transmission: An Idea Whose Time Has Come", IEEE Communications Mag., May 1990, p. 5-14.

8. Технология OFDM. Учебное пособие для вузов / М.Г. Бакулин [и др.]. - Горячая линия - Телеком, 2019.-352 с., ил.

9. W. Aziz, Е. Ahmed, G. Abbas, S. Saleem, Q. Islam. Performance Analysis of Carrier Frequency Offset (CFO) in OFDM using MATLAB // Journal of Engineering (JOE). - 2012. - Vol. 1, №1. - P. 5-10.

10. Батырев И.А. Оценка влияния сдвига несущей частоты на качество принимаемого OFDM-сигнала // Ом. науч. вестн. 2015. №3 (123). С. 259-262.

11. Speth М., Fechtel S. A., Fock G., Meyr Н. Optimum Receiver Design for Wireless Broad-Band Systems Using OFDM. - Part I // IEEE Transactions on Communications. - 1999. - Vol. 47. - P. 1668-1677.

1. Способ приема и передачи сигналов фазовой манипуляции в командной радиолинии управления с использованием технологии OFDM, основанный на передаче команды управления в виде OFDM символа при использовании двоичной фазовой манипуляции, а также параллельной обработке OFDM сигнала в m канальной системе, работе порогового устройства в прямом и инверсном режиме и принятии положительного решения о приеме команды управления при положительном приеме команды управления хотя бы в одном из m каналов, отличающийся тем, что используется трехканальная система приема OFDM сигналов с двоичной фазовой манипуляцией без синхронизации, где блоки дискретного преобразования Фурье каждого из каналов имеют разные дробные сдвиги частот комплексных экспонент с интервалом 0.125⋅Δƒ_подн расстояния между поднесущими , что обеспечивает снижение влияния дробного сдвига частот, принимающего значения 0≤ε_ƒ≤0.5, до минимально допустимого уровня не более 0,4 дБ при работе командных радиолиний управления при отношении сигнал/шум не более SNR=2 дБ, а также тем, что избыточная минимальная длина дискретного преобразования Фурье, равная , обеспечивает прием OFDM символа с учетом кратного сдвига частоты ε_i, имеющегося в следствии нестабильности частот опорных генераторов приемника ξ₁ и передатчика ξ₂ при передаче команды управления длительностью Т_к на частоте несущего сигнала ƒ_c, где нивелирование кратного сдвига частоты ε_i выполняется за счет прогона и сравнения ожидаемой команды управления длины N по всей длине R принятой последовательности дискретно с шагом сдвига, равным одному отсчету.

2. Устройство приема и передачи сигналов фазовой манипуляции в командной радиолинии управления с использованием технологии OFDM содержащее блок аналого-цифрового преобразования, выход которого соединен с входом цифрового полосового фильтра, выход которого соединен со входом каждого из трех каналов обработки сигналов, в каждом канале обработки сигнала выход схемы сравнения соединен с входом интегратора, выход которого соединен с входом порогового устройства, выход порогового устройства каждого из каналов обработки сигнала соединен с первым, вторым и третьим входом логического элемента ИЛИ соответственно, причем вторые входы схем сравнения каждого из каналов соединены с выходом блока хранения кодовой комбинации, отличающееся наличием передающего устройства, включающего последовательно соединенные источник информации, модулятор, блок обратного дискретного преобразования Фурье, блок цифроаналогового преобразования, I/Q-модулятор-преобразователь частоты и передающей антенны, приемного устройства, включающего последовательно соединенные приемную антенну, I/Q-демодулятор - преобразователь частоты, выход которого поступает на вход блока аналого-цифрового преобразования, причем каждый из каналов обработки сигнала включает последовательно соединенные блок дискретного преобразования Фурье, демодулятор и регистр сдвига, выход которого соединен с первым входом схемы сравнения, при этом кодовые комбинации длиной N считываются из регистра сдвига длиной R с частотой ƒ_сч2=ƒ_сч1*(R-N+1) при R>N, где ƒ_сч1 - частота дискретизации блока аналого-цифрового преобразователя, вход блока дискретного преобразования Фурье каждого из каналов соединен с выходом цифрового полосового фильтра, а сами блоки дискретного преобразования Фурье каждого из каналов отличаются разным дробным сдвигом частот комплексных экспонент с интервалом 0.125⋅Δƒ_подн расстояния между поднесущими , где Т_к - длительность команды управления.