Цифровой некогерентный демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в цифровых устройствах приема информационных сигналов с комбинированной амплитудной и относительной фазовой двоичной манипуляцией. Технический результат заключается в увеличении скорости передачи информации. Указанный технический результат достигается, в частности, тем, что в цифровом некогерентном демодуляторе сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией блок тактовой синхронизации (БТС) формирует синхроимпульсы, отмечающие моменты окончания принимаемых символов, формирователь порога (ФП) усредняет поступающие в него оценки амплитуды сигнала по тактовым синхроимпульсам от БТС, а блок формирования решения (БФР) определяют знак амплитуды текущего символа. 11 ил.

 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в цифровых устройствах приема информационных сигналов с комбинированной амплитудной и относительной фазовой двоичной манипуляцией (АМ-ОФМ2).

Известно устройство когерентной демодуляции сигналов с комбинированной амплитудно-фазовой манипуляцией АМ-ФМ (в международном обозначении ASK-PSK или АРК), содержащее корреляторы и схему принятия решения (Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. - М.: Издательский дом «Вильямс», 2003. - 1104 с.).

Недостатком данного технического решения является аналоговая реализация и когерентная обработка сигнала, требующая фазовой синхронизации демодулятора.

Известен демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией АМ-ОФМ (Скляр B.C., Бураковский А.З., Заваршина Э.А. Демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией // Авторское свидетельство СССР SU 1023666 А, МПК H04L 27/22, опубл. 15.06.1983, Бюл. №22), содержащий блоки корреляционного приема, оценки амплитуды и вычисления сдвига фаз сигнала, согласующий и пороговый блоки.

Недостатком данного технического решения является аналоговая обработка сигнала.

Известен цифровой когерентный демодулятор сигналов с двоичной фазовой манипуляцией (Герасименко Е.С., Глушков А.Н., Калинин М.Ю. Цифровой когерентный демодулятор сигналов с двоичной фазовой манипуляцией // Патент РФ №2633183 С1, МПК Н04В 1/10, опубл. 11.10.2017, бюл. №29), содержащий аналого-цифровой преобразователь, генератор тактовых импульсов, регистр сдвига многоразрядных кодов на два отсчета, вычитатель и последовательно соединенные блоки обработки отсчетов, каждый из которых состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов и сумматора, и блок принятия решения.

Недостатком этого технического решения является когерентная обработка сигнала, требующая фазовой синхронизации демодулятора.

Известен цифровой обнаружитель узкополосных сигналов (Глушков А.Н., Литвиненко В.П., Проскуряков Ю.Д. Цифровой обнаружитель узкополосных сигналов // Патент РФ №2257671 С1, МПК Н04В 1/10 от 27.07.2005, Бюл. 21), обеспечивающий демодуляцию сигналов с амплитудной манипуляцией (AM или ASK).

Недостатком данного технического решения является независимость отклика от фазы принимаемого сигнала.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому изобретению является цифровой демодулятор сигналов с относительной фазовой манипуляцией (Литвиненко В.П., Глушков А.Н. Цифровой демодулятор сигналов с относительной фазовой манипуляцией // Патент РФ №2505922 С2, МПК Н04В 1/10, H03D 3/02, опубл. 27.01.2013, бюл. №3), содержащий аналого-цифровой преобразователь, регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, первый и второй w-каскадные каналы квадратурной обработки сигналов, первый и второй формирователи отклика канала на элементы сигнала с ОФМ, содержащие сумматор, вычитатель и регистр сдвига многоразрядных кодов, первый и второй квадратичные преобразователи и решающее устройство.

Недостатком данного технического решения является отсутствие оценки амплитуды принимаемого сигнала, что приводит к уменьшению числа позиций сигнала.

Технической задачей предлагаемого изобретения является увеличение числа позиций сигнала с АМ-ОФМ2 и его цифровой некогерентной демодуляции, не требующей фазовой синхронизации устройства.

Технический результат заключается в увеличении скорости передачи информации.

Это достигается тем, что цифровой некогерентный демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией, содержащий аналого-цифровой преобразователь (АЦП), своим выходом соединенный с первым входом регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4), нечетные выходы которого соединены с соответствующими входами вычитателя (В) первого n-каскадного канала квадратурной обработки сигналов (ККО), а четные выходы - с соответствующими входами В второго ККО, первый и второй формирователи отклика канала (ФОК), первые выходы которых соединены с соответствующими входами первого квадратичного преобразователя (КП), а вторые выходы - с соответствующими входами второго КП, генератор тактовых импульсов (ГТИ), выходы которого подключены к соответствующим входам каждого ККО, РС4, АЦП, второго ФОК, согласно изобретению он снабжен третьим КП, который в момент окончания текущего символа формирует на выходе оценку его амплитуды, блоком тактовой синхронизации (БТС), формирующим синхроимпульсы, отмечающие моменты окончания принимаемых символов, формирователем порога (ФП), усредняющим поступающие в него оценки амплитуды сигнала по тактовым синхроимпульсам от БТС, блоком формирования решения (БФР), в котором в момент окончания текущего символа сравнивают значения с выходов первого и второго КП и по результатам сравнения определяют знак амплитуды текущего символа, а решение о принятой амплитудной позиции определяют в результате сравнения по тактовым синхроимпульсам от БТС отклика третьего КП с порогами от ФП, при этом выход первого ККО подключен к общей точке, образованной соединением первого входа первого ФОК и первого входа третьего КП, а выход второго ККО - к общей точке, образованной соединением первого входа второго ФОК и второго входа третьего КП, первые входы БТС, ФП и БФР образуют общую точку, соединенную с выходом третьего КП, второй вход БТС и второй вход первого ФОК образуют общую точку, соединенную с соответствующим выходом ГТИ, а первый выход БТС подключен к второму входу ФП, второй и третий входы БФР соединены соответственно с выходами первого и второго КП, четвертый вход БФР подключен к выходу ФП, а пятый вход - ко второму выходу БТС, выход БФР является выходом демодулятора. Сущность изобретения поясняется чертежами, где на фиг. 1 представлена структурная схема цифрового некогерентного демодулятора сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией, на фиг. 2 - созвездия сигнала с амплитудно-фазовой манипуляцией (четырехпозиционный сигнал), на фиг. 3 - созвездия сигнала с амплитудно-фазовой манипуляцией (восьмипозиционный сигнал), на фиг. 4 - процесс квантования, на фиг. 5, 6 - результаты моделирования работы демодулятора без помех, на фиг. 7, 8 - результаты моделирования работы демодулятора при наличии гауссовских помех, на фиг. 9 - плотности вероятности значений сигнала, на фиг. 10 и фиг. 11 показаны результаты расчета и моделирования вероятности ошибок предлагаемого демодулятора.

Цифровой некогерентный демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией содержит АЦП 1, своим первым входом соединенный с выходом усилителя промежуточной частоты радиоприемника (ПРМ) 2. Выход АЦП 1 соединен с первым входом регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4) 3, нечетные выходы которого соединены с соответствующими входами вычитателя (В) 4 первого ККО 5, а четные выходы - с соответствующими входами вычитателя (В) 6 второго ККО 7. Каждый ККО содержит В и n каскадно соединенные блоки накопления отсчетов (БНО). Количество БНО n определяется двоичным логарифмом числа N периодов сигнала в информационном символе (n=log₂ N). Такое построение устройства обеспечивает минимальное количество БНО, при этом число обрабатываемых периодов сигнала равно N=2ⁿ.

Первый ККО 5 содержит последовательно соединенные БНО 8-1, …, 8-n, а второй ККО 7 - последовательно соединенные БНО 9-1, …, 9-n. Каждый БНО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов (MP) и сумматора (СУМ). БНО 8-1, …, 8-n содержат MP 10-1, …, 10-n и СУМ 11-1, …, 11-n соответственно, а БНО 9-1, …, 9-n - соответственно MP 12-1, …, 12-n и СУМ 13-1, …, 13-n.

Первый вход MP 10 является первым входом каждого БНО 8, а соответствующие выходы MP 10 соединены с первым и вторым входами СУМ 11. Выход СУМ 11 является выходом БНО 8.

Аналогично первый вход MP 12 является первым входом каждого БНО 9, а соответствующие выходы MP 12 соединены с первым и вторым входами СУМ 13. Выход СУМ 13 является выходом БНО 9.

Выход В 4 соединен с входом БНО 8-1 ККО 5, а выход БНО 8-n, соединенный с входом первого формирователя отклика канала (ФОК) 14, является выходом ККО 5. Выход В 6 соединен с входом БНО 9-1 ККО 7, а выход БНО 9-n, соединенный с входом второго ФОК 15, является выходом ККО 7.

В ФОК 14 первый вход первого регистра сдвига многоразрядных кодов на N отсчетов (MPN) 16, первый вход сумматора СУМ 18 и первый вход вычитателя В 20 образуют общую точку, которая является входом ФОК 14, а выход MPN 16 подключен к второму входу СУМ 18 и второму входу В 20. Выход СУМ 18, являющийся первым выходом ФОК 14, подключен к первому входу первого квадратичного преобразователя КП1 22, а выход В 20, являющийся вторым выходом ФОК 14, подключен к второму входу второго квадратичного преобразователя КП2 23.

Аналогично в ФОК 15 первый вход второго MPN 17, первый вход СУМ 19 и первый вход вычитателя В 21 образуют общую точку, которая является входом ФОК 15, а выход MPN 17 подключен к второму входу СУМ 19 и второму входу В 21. Выход СУМ 19, являющийся первым выходом ФОК 15, подключен к второму входу КП1 22, а выход В 21, являющийся вторым выходом ФОК 15, подключен к первому входу КП2 23.

Выходы БНО 8-n и БНО 9-n соединены соответственно с первым и вторым входами третьего квадратичного преобразователя КП3 24. Первый вход ФОК 14 и первый вход КП3 24 образуют общую точку, а первый вход ФОК 15 и второй вход КП3 24 также образуют общую точку, при этом образованные общие точки соединены с соответствующими выходами ККО 5 и ККО 7. Первые входы блока тактовой синхронизации БТС 25, формирователя порога ФП 26 и блока формирования решения БФР 27 образуют общую точку и соединены с выходом КП3 24. Второй вход ФП 26 соединен с первым выходом БТС 25. Выходы КП1 22 и КП2 23 подключены соответственно ко второму и третьему входам БФР 27, четвертый вход БФР 27 соединен с выходом ФП 26, а пятый вход БФР 27 - со вторым выходом БТС 25. Выход БФР 27 является выходом демодулятора.

Второй вход АЦП 1, второй вход РС4 3, вторые входы MP 10-1, …, 10-n первого ККО 5 и вторые входы MP 13-1, …13-n второго ККО 7, второй вход MPN 17 соединены с соответствующими выходами генератора тактовых импульсов ГТИ 28. Вторые входы MPN 16 и MPN 17 являются вторыми входами первого ФОК 14 и второго ФОК 15. При этом второй вход ФОК 14 и второй вход БТС 25 образуют общую точку, соединенную с соответствующим выходом ГТИ 28. При этом вторые входы MP 10-1, …, 10-n первого ККО 5 и вторые входы MP 12-1, …12-n второго ККО 7 являются тактовыми входами и управляющими входами БНО 8 и БНО 9.

Устройство работает следующим образом (фиг. 1).

На вход АЦП 1 с выхода ПРМ 2 поступает i-й информационный элемент сигнала с амплитудно-фазовой манипуляцией (АМ-ОФМ2) вида

где - амплитуда сигнала, принимающая значения из счетного множества U - минимальная амплитуда элемента, m - число позиций (значений) амплитуды сигнала, ƒ₀ - его центральная частота, =0 или 1 - две возможные позиции сигнальной составляющей фазы, ϕ₀ - произвольная начальная фаза. Общее число позиций сигнала равно М=2m. Сигнал с амплитудно-фазовой манипуляцией описывается «созвездием», два варианта которого показаны на фиг. 2 (m=2 - четырехпозиционный сигнал) и фиг. 3 (m= 4 - восьмипозиционный сигнал). Там же в качестве примера указаны соответствующие значениям сигнала двоичные коды Грея. Для сигнала АМ-ОФМ2 его знак на фиг. 2, 3 определяется разностью фаз (0 или π) соседних информационных элементов или величинами и в (1), именно, их одинаковые значения соответствуют разности фаз 0 и знаку «+», а противоположные - разности фаз π и знаку «-».

Входной сигнал (1) дискретизируется во времени по четыре отсчета на период повторения T=1/ƒ₀ (частота дискретизации равна ƒ_д=4ƒ₀). При этом информационный элемент сигнала длительностью Т_э содержит N периодов Т несущего колебания (T_э=NT), где N=2ⁿ, n - целое число. Процесс дискретизации сигнала для случая, когда N=4 (Т_э=4Т), а фазы соседних элементов меняются на противоположные, показан точками на фиг. 4. В результате на i-м периоде формируются отсчеты сигнала s_jk,

Регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4) 3 заполняется на интервале Т для i-го периода четырьмя отсчетами s_i1, s_i2, s_i3, s_i4.

На вход В 4 поступают нечетные отсчеты s_i1 и s_i3, а на его выходе формируется разность s_i3-s_i1=2Scosϕ₀, которая поступает на вход СУМ 11-1 первого БНО 8-1 первого ККО 5. На выходе СУМ 11-1 первого БНО 8-1 первого ККО 5 получают сумму поступившей разности отсчетов и ранее записанной в MP 10-1 предшествующей разности в виде (s_i3-s_i1)+(s_(i-1)3-s_(i-1)1)=4Scosϕ₀. В БНО 8-2 суммируются четыре разности, в БНО 8-3 восемь разностей и т.д. При отсутствии помех на выходе СУМ 11-n последнего БНО 8-n первого ККО 5 получают величину

Здесь и далее полагается, что за время T_э начальная фаза ϕ₀ входного сигнала меняется незначительно.

На вход В 6 поступают четные отсчеты s_i2 и s_i4, разности которых аналогичным образом накапливаются во втором ККО 7. В результате на выходе ККО 7 формируется сумма

В СУМ 18 первого ФОК 14 вычисляется величина

а в В 20 первого ФОК 14 - разность

Значения y_i1 поступают с выхода ККО 5, а y_(i-N)1 - с выхода MPN 16 первого ФОК 14 емкостью N ячеек памяти.

Аналогично во втором ФОК 15 производится обработка «в целом» четных отсчетов двух последних принятых символов. При этом в СУМ 19 второго ФОК 15 вычисляется величина

а в В 21 второго ФОК 15 - разность

Значения y_i0 поступают с выхода ККО 7, a y_(i-N)0 - с выхода MPN 17 а второго ФОК 15 емкостью N ячеек памяти. В КП1 22 вычисляется величина

а в КП2 23 - соответственно,

Значения V_i0, V_i1 поступают в БФР 27, в котором в момент окончания приема текущего символа проверяются условия и выносится решение: если (V_i0-V_i1)>0, то фазы поступившего и предшествующего символов совпадают (знак «+» у амплитуды принятого символа), в противном случае сдвиг фаз между ними равен π (знак «-» у амплитуды принятого символа).

Примеры реализаций разности (V_i0-V_i1) в зависимости от номера отсчета i/N показаны на фиг. 5 (при отсутствии помех) и фиг. 7 (при воздействии гауссовской помехи с независимыми отсчетами, если отношении сигнал/шум равно 6 дБ). Пунктиром здесь изображено изменение фазы сигнала (0 или π). Как видно, значения (V_i0-V_i1)>0 по окончании текущего элемента, если его фаза совпадает с фазой предшествующего элемента, а иначе - (V_i0-V_i1)<0.

Отклики ККО 5 y_i1 (2) и ККО 7 y_i0 (3) подаются на КП3 24. На выходе КП3 24 формируется величина

которая в момент окончания текущего символа является оценкой его амплитуды в (1) и при отсутствии помех равна 2NS_i.

Примеры реализаций значений U_i/N в зависимости от номера отсчета i/N показаны на фиг. 6 (при отсутствии помех) и фиг. 8 (при воздействии гауссовской помехи с независимыми отсчетами, если отношении сигнал/шум равно 6 дБ). Здесь же пунктиром изображено изменение нормированной амплитуды символа (1 или 3). Как видно, демодулятор корректно оценивает амплитуду символа в момент его окончания.

Отклик с выхода КП3 24 поступает в БТС 25, формирующий синхроимпульсы, отмечающие моменты окончания принимаемых символов, которые поступают на ФП 26 и БФР 27. В ФП 26 поступающие в него оценки амплитуды сигнала с выхода КП3 24 усредняются по тактовым синхроимпульсам от БТС 25 и по полученной величине G определяются пороговые уровни для определения амплитудной позиции принимаемого сигнала. Например, для четырехпозиционного сигнала с АФМ при m=2 на фиг. 2 для равновероятных информационных символов получим G=2U, что совпадает с необходимым пороговым уровнем (фиг. 2). При m=4 на фиг. 3 соответственно имеем G=4U, а соответствующие пороги должны быть равны 2U, 4U и 6U.

В БФР 27 отклики КП3 24 по тактовым синхроимпульсам от БТС 25 сравниваются с порогами от ФП 26, и принимается решение о принятой амплитудной позиции сигнала, а ее знак определяется сравнением величин V_i0 и V_i1. Результат поступает на выход БФР 27.

Тактовые импульсы формируются ГТИ 28 и поступают на АЦП 1, РС4 3,МР 10-1, …,10-n, MP 13-1, …13-n, MPN16, MPN17, и БТС 25.

При отсутствии помех по окончании приема символа с амплитудой в k-й позиции, синфазного с предыдущим имеем

противофазного - соответственно,

а отклик U_i третьего КП равен

При воздействии гауссовского шума с некоррелированными отсчетами, дисперсия которых на выходе АЦП равна , дисперсии величин V_i0 и V_i1 определятся как

а для дисперсии U_i получим

При анализе помехоустойчивости предлагаемого демодулятора учтем, что ошибка с вероятностью Р_ош возникает или при неправильном определении интервала (позиции), в который попадает амплитуда принятого сигнала с вероятностью P_ошам, или при ошибке демодуляции сигнала с ОФМ (ошибке знаке принятого сигнала) с вероятностью Р_ошофм. Тогда

или

Вероятность Р_ошам можно приближенно оценить следующим образом. Расстояние между средними значениями соседних позиций (фиг. 5) равно

При воздействии аддитивной гауссовой помехи плотность вероятностей значений S амплитуды имеет вид

График функции (5) показан на фиг. 5, 6 сплошной линией.

При приеме символа в k-й позиции произойдет ошибка, если значение модуля разности S и его среднего значения S_k выйдет за пределы ΔХ, как показано на фиг. 9. Для вероятности ошибки Р_ошам при числе позиций амплитуды М/2 получим (Прокис Д. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред. Д.Д. Кловского. - М: Радио и связь. 2000. - 800 с.)

Тогда

где а

- отношение сигнал/шум, соответствующее минимальной амплитуде U позиции сигнала.

Для вероятности ошибки P_ошофм можем записать (Глушков А.Н., Литвиненко В.П., Попов П.А. Помехоустойчивость цифровой квадратурной демодуляции сигналов с относительной фазовой манипуляцией // Вестник Воронежского государственного университета. - 2003. - №4-3. - С. 9-12)

где h определяется согласно (6), то есть для позиции сигнала с минимальной амплитудой. С увеличением амплитуды символа вероятность ошибки уменьшается.

На фиг. 10 показаны зависимости вероятностей ошибок Р_ошAм для различных М (сплошные линии) и P_ошофм (пунктир) от отношения сигнал/шум h (6). Кружками отмечены оценки вероятностей P_ошОФМ, полученные методом статистического имитационного моделирования, зачерненными точками - оценки вероятностей Р_ошам при М=4, а крестиками - оценки вероятностей Р_ош (4). Из фиг. 10 следует, что теоретические значения вероятностей ошибок демодуляции удовлетворительно согласуются с соответствующими экспериментальными данными в широком диапазоне отношений сигнал/шум.

Информационные элементы сигнала с многопозиционной AM имеют различную амплитуду (мощность). При их равновероятных значениях среднеквадратическое значение амплитуды равно

Тогда (6) преобразуется к виду

Многопозиционные сигналы имеют различную информационную скорость, поэтому для их корректного сравнения используют эквивалентное отношение сигнал/шум h₂ для двоичных элементов. При числе позиций сигнала М получим

Зависимости вероятностей ошибок, представленных на фиг. 10, показаны на фиг. 11 в координатах h₂ (7). Аналогичные кривые при аналоговой демодуляции приведены в литературе (Прокис Д. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред. Д.Д. Кловского. - М.: Радио и связь, 2000. - 800 с.). Для канала демодуляции знака (сигнала с ОФМ) пересчет (7) не требуется. Отмеченные кружками результаты моделирования учитывают различную амплитуду символов, что уменьшает вероятность ошибки. В целом помехоустойчивость сигнала с АМ-ОФМ2 определяется каналом демодуляции амплитуды символов.

Использование цифрового некогерентного демодулятора сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией позволяет увеличить число позиций сигнала с АМ-ОФМ2 и его цифровой некогерентной демодуляции, не требующей фазовой синхронизации устройства, за счет чего повышается скорость передачи информации.

Цифровой некогерентный демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией, содержащий аналого-цифровой преобразователь (АЦП), своим выходом соединенный с первым входом регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4), нечетные выходы которого соединены с соответствующими входами вычитателя (В) первого n-каскадного канала квадратурной обработки сигналов (ККО), а четные выходы - с соответствующими входами В второго ККО, первый и второй формирователи отклика канала (ФОК), первые выходы которых соединены с соответствующими входами первого квадратичного преобразователя (КП), а вторые выходы - с соответствующими входами второго КП, генератор тактовых импульсов (ГТИ), выходы которого подключены к соответствующим входам каждого ККО, РС4, АЦП, второго ФОК, отличающийся тем, что он снабжен третьим КП, который в момент окончания текущего символа формирует на выходе оценку его амплитуды, блоком тактовой синхронизации (БТС), формирующим синхроимпульсы, отмечающие моменты окончания принимаемых символов, формирователем порога (ФП), усредняющим поступающие в него оценки амплитуды сигнала по тактовым синхроимпульсам от БТС, блоком формирования решения (БФР), в котором в момент окончания текущего символа сравнивают значения с выходов первого и второго КП и по результатам сравнения определяют знак амплитуды текущего символа, а решение о принятой амплитудной позиции определяют в результате сравнения по тактовым синхроимпульсам от БТС отклика третьего КП с порогами от ФП, при этом выход первого ККО подключен к общей точке, образованной соединением первого входа первого ФОК и первого входа третьего КП, а выход второго ККО - к общей точке, образованной соединением первого входа второго ФОК и второго входа третьего КП, первые входы БТС, ФП и БФР образуют общую точку, соединенную с выходом третьего КП, второй вход БТС и второй вход первого ФОК образуют общую точку, соединенную с соответствующим выходом ГТИ, а первый выход БТС подключен к второму входу ФП, второй и третий входы БФР соединены соответственно с выходами первого и второго КП, четвертый вход БФР подключен к выходу ФП, а пятый вход - к второму выходу БТС, выход БФР является выходом демодулятора.