Способ дискретного регулирования частоты
Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано в частотно-регулируемом электроприводе с дискретными ступенями изменений значений выходных частот ниже и выше входной частоты преобразования.Способ позволяет приблизить выходное напряжение преобразователя к синусоидальной форме. Цель изобретения -„ улучшение качества выходного напряжения за счет уменьшения значения козффициента гармоник, т.е. уменьшение с выходом напряжений преобразователя гармонических составляющих, не соответствующих заданной выходной частоте . Способ заключается в циклическом подключении тиристоров на одинаковые интервалы времени напряжения эквивалентных входных фаз для формирования основного выходного напряжения и в суммировании с первым дополнительным напряжением входной частоты по соответствующему закону. Отличается способ формированием и подключением второго дополнительного напряжения, суммированием с основным и первЕом дополнительным напряжениями, причем амплитудные значения дополнительных напряжений регулируют в соответствии с угловыми выходными и входными частотами преобразователя. Способ позволяет получить высокий коэффициент мощности устройства, поскольку основное напряжение формируется в игтпульсном режиме работы входных фаз. 2 з.п. ф-лы, В ил, 1 табл. с S (Л
СОЮЗ СОВЕТСНИХ
СОЦИАЛИСТИЧЕСНИХ
РЕСПУБЛИК
А1 (19) (11) (S1) 4 Н 02 М 5/27
° ° ° ...(\Ю (ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Н АВТОРСКОМ,Ф СВИДЕТЕЛЬСТВУ
ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ СССР
ПО ДЕЛАМ ИЗОБРЕТЕНИЙ И ОТКРЫТИЙ (21) 3741374/24«07 (22) 14.05.84 (46) 30.06.86. Бюл. Ф 24 (71) Физикоэнергетический институт
AH ЛатвССР (72) Л. А. Рутманис (53) 621,314.27(088.8) (56) Мыцык Г. С. Расчет параметров . входного и выходного токов полностью управляемых непосредственных преобразователей с циклическим алгоритмом управления. - Электричество, 1977, и 1, с. 62.
Авторское свидетельство. СССР
Ф 1100694, кл. Н 02 М 5/27, 1984. (54) СПОСОБ ДИСКРЕТНОГО РЕГУЛИРОВА»
НИЯ ЧАСТОТЫ (57) Изобретение относится.к электротехнике и может быть использовано в е частотнорегулируемам электроприводе с дискретными ступенями изменений значений выходных частот ниже и выше входной частоты преобразования.Спо- соб позволяет приблизить выходное напряжение преобразователя к синусо идальной форме. Цель изобретения улучшение качества выходного напряжения за счет уменьшения значения коэффициента гармоник, т.е. уменьшение с выходом напряжений преобразователя гармонических составляющих, не соответствующих заданной выходной частоте. Способ заключается в циклическом подключении тиристоров на одинаковые интервалы времени напряжения эквива лентных входных фаз для формирования основного выходного напряжения и в суммировании с первым дополнительным напряжением входной частоты по соответствующему закону. Отличается способ формированием и подключением второго дополнительного напряжения, суммированием с основным и первым дополнительным напряжениями, причем амплитудные значения дополнительных на пряжений регулируют в соответствии с угловыми выходными и входными час тотами преобразователя. Способ позволяет получить высокий коэффициент мощности устройства, поскольку ос- . новное напряжение формируется в импульсном режиме работы входных фаз.
2 з.п. ф-лы, 8 ил, 1 табл.
1241374
Изобретение относится к силовой полупроводниковой преобразовательной технике и предназначено для исноль зования в частотно-регулируемом электроприводе .с дискретными ступенями изменения .значений выходных частот ниже и вьппе входной частоты преобразователя.
Предлагаемый способ преобразования частоты позволяет в требуемой степени приблизить выходное напряжение преобразователя к синусоидальной форме при неизменном его эффективном значении. Способ можно рекомендовать для питания электропривода главного частотно-регулируемого электродвигателя в системах с автономным источником питания, напряжение в котором регулируют путем изменения тока возбужцения автономного генератора.
Цель изобретения улучшение ка- . чества выходного напряжения преобразователя за счет уменьшения значения коэффициента гармоник, т.е. уменьшение в выходном напряжении преобразо,вателя гармонических составляющих, не соответствующих заданной выходной частоте.
На фиг. 1-4 приведены временные диаграммы, поясняющие работу преобразователя согласно предложенному способу; на фиг. 5 - силовая схема преобразователя при частоте выходного напряжения ниже значения входной частоты преобразователя, т.е. при на фиг. 6 - блоки первого ьых и второго регуляторов переменного напряжения силовой схемы преобразователя при Г„ы„ 1а„, на фиг. 7 и 8варианты. блок-схем системы управления преобразователем.
В преобразователе (фиг. 5) фазные
l-3 и нулевой 4 выводы входного напряжения присоединены к основному тиристорйому мосту 5 в каждой выходной фазе преобразователя.,В каждой отдельной выходной фазе преобразователя, например первой, последовательно включенные выходные выводы 6 и 7 основного тиристорного моста 5, вьгходные выводы 6 и 8 первого регулятора 9 переменного напряжения, выходные выводы 8 и 10 второго регулятора
ll напряжения и выводы 10 и 7 нагрузки 12 образуют замкнутую цепь (.с выводами 6, 8, 10, 7), которая одновременно суммирует на нагрузку !2 напряжения с выходных выводов тиристорного моста и двух регуляторов переменного напряжения. Первичная обмот ка 13 трансформатора первого регулятора напряжения подключена к выходным выводам основного тиристорного моста другой выходной фазы с основным напряжением, отстающим по фазе относи тельно основного напряжения рассматриваемой выходной фазы преобразовате2 х ля на угол вЂ, а первичная обмотка
14 трансформатора второго регулятора напряжения подключена к выходным вы водам основного тиристорного моста выходной фазы с опережающим на угол
2 и
g-— - фазовым сдвигом основного напряже3 ния относительно основного напряжения рассматриваемой выходной фазы.
Например, в первой выходной фазе первичная обмотка 13 трансформатора первого регулятора подключена к. ти ристорному мосту второй выходной фазы с выводами 15 и 16, а первичная обмотка 14 трансформатора второго регулятора - к мосту третьей выходной фазы с выводами 17 и 18. От концов и промежуточных выводов вторич ных обмоток 19 и 20 трансформаторов первого и второго регуляторов 9 и 11 напряжения через управляемые ключи переменного тока подают регулируемое переменное напряжение на выходные
Ç5 выводы 6, 8 и 8, 10 регуляторов на пряжения. Следует отметить, что при
1п„,х Г „ первичная 13 и вторичная
19 обмотки первого регулятора 9 включены встречно, а обмотки 14 и
40 20 второго регулятора ll согласно (фиг. 5) и, наоборот, при гп „> f ö первичная 13 и вторичная 19 обмотки первого регулятора 9 включены согласнох а обмотки 14 и 20 второго ре
45 гулятора 11 - встречно (фиг. 6). Ти ристоры 21" 40 подключают в соответст вующие моменты времени c t по 1 (см, фиг. 2, 4 и таблицу).
Улучшение качества выходного на5Î пряжения преобразователя по данному способу реализуется следующим образом.
Как видно из фиг. 1 и 4, основ ную долю выходного напряжения U,„ равного эталонному синусоидальному напряжению U требуемой частоты
6,50 (например, „, = †— = 42,857 32 Гц
1241374 вг
27
= sin (И t+ — ) °
2х
3 М 2х
3 ) (вх
sin (И 1+7 ) = -sinа вг 1 на фиг. 1 и Г, = 60 Гц на фиг. 4 при входной частоте fs„ = 50 Гц), формируют основным входным напряжением И „ циклически подключаемых эквивалентных входных фаз преобразователя на интервал времени Т (наЕ пример, моменты от to до Т на фиг. 4) ° При таком формировании вы ходного напряжения появляется рассогласование ЬБ =.Uвы - U „° Для вых вго компенсации в выходном напряжении
Бвь,г преобразователя рассогласования
h U требуемого (эталонного) выходного напряжения Уз = U,„ и основного входного напряжения U „ применяют 15
8го два (nepaoe U, и второе U ä ) дополнительных напряжения входной частоты преобразователя, регулируемые согласно зависимости A(t) изменения его амплитудного значения, как это пока- 20 эано на фиг. 1-3 для случая Гвы„ с Г,ц, когда значение выходной частоты пре образователя ниже значения ее входной частоты, и на фиг. 4 для случая
> Г „, когда значение выходной 25 частоты вьппе входной частоты преобразователя.
В каждый момент времени сумма обо ,их регулируемых по .значению дополнительных напряжений равна рассогласованию U- + U- = hU. Следовательно, ф! 8 и суммирование обоих дополнительных . напряжений U ®, U с основным напРЯжением Usx + U +.U" = Бпг + 35
+ h U = U пь,„ позволяет обеспечить синусоидальное напряжение требуемой выходной частоты, причем пределы регулирования по амплитудному значению дополнительных напряжений не превьппа- 4О ют амплитудного значения входного напряжения (фиг. 1 и 4), т.е. транс форматор регулятора напряжения преобразователя не требует увеличенного коэффициента трансформации и, следов -45 тельно, регулятор - увеличенного дна пазона регулирования, как это имеет место согласно известному способу.
Дополнительные напряжения U,, сдвинуты по фазе относительно подключенного основного входного напряжения
В качестве дополнительных на пряжений применяют те напряжения эквивалейтных входных фаз, которые в данный интервал подключения Т . со 55 ставляют наименьшие отстающий и one1 режающий фазовые сдвиги с рассогласованием h U.
Основньмй входными напряжениями
U „ для формирования выходного навго пряжения преобразователя с частотой ниже его входной частоты Гв,„ Г „ на каждом интервале Т подключения
U „ используют следующие поочередвгo но входные напряжения эквивалентных фаз преобразователя, т.е. порядок чередования подключаемых основных напряжений задают прямым. При -мосто вой схеме преобразователя такими
U8„ ÿâëÿþòñÿ поочередные напряжения
8 "o с отстающим фазовым сдвигом на угол (фиг. 1-3). Например: .3
sin Ы t sin (У t — †) вг 3 з1п (Q t - — ); sin (a»t - i)
2Г Ъ
4(= -sinu t sin (У 8Г 8 3 5х 2 » sin (co8„t ) sin (t sin (Я гС вЂ” 2н) = sin G) Основными входными напряжениями U>> для. формирования выходного на пряжения преобразователя с частотой выше его входной частоты на каждом интервале Т используют поочередно опережающие входные напряжения экви валентных входных фаз преобразовате,ля, т.е. порядок чередования подклю чаемых основных напряжений задают ,обратным (фиг. 4). Например: sin И t; sin ((» + — ") = sin (у 4п 2гг sin (я t+ — ) =sin (g t — — ) ° 3 в» 3 sin (я t + — ) = in (Q t + — ) ° 5Т 2> 3 вг 3 sin (в„т + + = sin а t;... и т.д, пх б — — ) = sinvzÄt 2 Й 3 вх 124137 + А(1,I Б1п (Я i 4 — — В1п Я t, cos .Гз Для формирования выходного напряжения преобразователя f ы c i „ фазы первого U, и второго У до полнительных напряжений задают отстающими соответственно на углы 5 2е Т вЂ” и -- относительно подключенного 3 3 основного напряжения на данном интервале Т.(фиг. 1-3). Для формирования 11вь » при вы» Гв» фas+ У H Ufg задают опереыжающимй соответственно . в 2И на углы — и — относительно подклю3 3 ченного основного напряжения (фиг. 4} Дополнительные напряжения в каждом интервале подключения Т не меняют вьппеуказанных углов сдвига относительно основного напряжения соответствующего интервала Т, однако так же, как основные напряжения, дополнительные напряжения в каждом последующем интервале сдвинуты на соответствующий угол относительно дополнительных напряжений рассматриваембго интервала, т.е. при мостовой схеме преобразователя на + †" угла входноВО 27, 4 2 i - — ) + — sing t.cos (Д t — — )» 3 3» 2 » е" 3 Аналогично напряжение второй выходной фазы равно 2 —,in (ы t — — ) + вы»а Фг " е" 3 + А(1) з1п (>s»t — 3" ) + А(1 ) 2Я з1.п (g „t, — g ) = sin (g „t — -) 2» г В1пйС соз (Pt + — ) sin (u„t+ 3 9» 27н 4 2 и + — ) + — singt cos (gt — — )" sin яе„t; y sin (d „ t; напряжение третьей выходной фазы равно го напряжения, причем с отстающим сдвигом для f > еьi х На каждом ийтервале подключения Т основных входных напряжений Ув» о регулирование амплитудных значений дополнительных напряжений U,, U осуществляют согласно зависимости 4 <+ 2 35 A(t) = — singt cos gt + (-1) «д 2 („,» 4 в„); 1вцх» е». угловые выходная и входная частоты преобразователя; i задают при G3 < M „равным 1 и 2, а при сдве,х > а ех равным 2 и 1 соответственно для первого U* и второго U- дополнительg2 ных найряжений, à t — в пределах О t < T (О, T — соответственно 45 начало и окончание интервала подклю чения напряжения каждой эквивалентной входной фазы преобразователя): Тогда согласно вышеизложенному и как показано на фиг. 13, при Гв „ с Гех 50 напряжение первой выходной фазы преобразователя на интервале подключения Т с основным входным напряженнем Uв» s1ncoе t Равно в»0 е» = sing „t + A(t) sin (ca»t — -) + "вых = .3 = -. " (4 вх sinu,„ A(t) -. (gb»t + -" 2» 4 з1п (ц t + — ) з1„»1+» 4 хсоз (g t + — ) В1п д + + з 3 е» icos (Qt — — ) sin („ t ") " ри f,b » с „ (фиг. 4) напряжение пеРвой выходной фазы преобразователя на интервале подключения от t до Т с основным входным напряжением 1вх, — »n2вх< Равно Ц,„ = 11 = U + U + U еы» э в», z sin (дв„ t + A(t) sin (Ю в„ t + ") + 4 + — s1nS! t cos (g t, — — ) з1п (Q -ГЗ 2 4 2е Гз. Л 2е »sin ((g t + — -), 3 1241374 x cos xcos Аналогично напряжение второй выходной фазы равно 11еых 1 эг з п (ех + A(t) sin (Юв„ t — «3в ) + A(t) 2 и э п Q)xt sin (явх t + — sin g t, cos (gt — — ) sin (ц,„1+ 4 2е 13 2Ч, ° 4 + — ) — — sing t ° cos (й t + 2е + — )sinu 3 вх ,напряжение третьей выходной фазы равно Uü û,þ xU > sin (вх + 3 2в xsin (ав 1 + n ) + A(t) ° sin (u + 4х . 2 х . 4 + — ) = sin (Q».t + — ) + — sing t 3 " 3 Г3 2н 4 (Q t — — ) sinG) xt - — sing ti .1З 2х 2Т (gt + †) sin (ц t — †). 3 3 .. В другие интервалы Т, где основным напряжением является не sin Q»t, .а циклически опаздывающее при Ге„,x с 2х if например - sin (а „1 + — ), или опережающее при 1,x. f „, на 2 х пример - sin (Ие, t. -) и т.д., преобразование частоты происходит аналогично вьппеописанному, с той разницей, что основным напряжением, а также дополнительными являются другие сдвинутые по фазе напряжения, опаздывающие при f „ c fs и опережающие емх Фх пРи ве,х 7 f sx aa yI oar относитель но соответствующих. напряжений предыдущего интервала Т подключения. Таким образом, как видно иэ фиг. 1,.4 и приведенных зависимостей, в каждом интервале Т подключения основного входного напряжения Uex ðàññîãëàño хo вание h U можно компенсировать двумя дополнительными напряжениями Uq + + У., регулируемыми по предложенной завйсимости A(t), т.е. применением 5 ! О 55 двух соответствующим образом регулируемых дополнительных напряжений в сумме с основным напряжением можно получить синусоидальное трехфаэное выходное напряжение требуемой эталонной частоты (фиг. 3). В большинстве .случаев достаточно иметь определенную степень приближения выходного напряжения к синусоидальной форме, поэтому достаточно выбрать минимально необходимое число уровней регулирования переменного входного напряжения дополнительных напряжений для достижения естественными коммутациями преобразователя требуемой степени приближения Уеых и U,,как это показано на фиг. 2 с тремя уровнями амплитудного значения каждого из дополнительных напряжений, а также на фиг. 4 с тремя и четырь мя уровнями соответствующих U u 1 )г Для реализации предлагаемого спо. оба требуется формирование второго дополнительного напряжения, что осу1 ществляется введением в каждую вы ходную фазу преобоазователя регулятора ll второго дополнительного напряжения, выходные выводы 8 и 1О которого включены последовательно (c выводами 6, 8, 10, 7) между первым регулятором 9 переменного напряжения и нагрузкой 12 (фиг. 5). При этом первичная обмотка 14 трансформатора второго регулятора 11 напряжения подключена к выходным выводам 17 и 18 тиристорного моста с основным напря жением, опережающим по фазе основное напряжение данной выходной фазы на 2 и угол —. Таким образом согласное Ф включение обмоток 14 и 20 трансформатора второго регулятора ll напряжения (фиг. 5) обеспечивает отстающий сдвиг ll на угол — второго дополнительного 3 напряжения U „ относительно основно» го напряжения U е„ в данном интерваех, ле подключения Т, что требуется для реализации предлагаемого способа и при живых Гвх . Встречное включение обмоток 14 и 20 (фиг. 6) обеспечивает 2 опережающий сдвиг на угол — относи3 тельно U „, что требуется при живых ) вх, вх. Встречное включение обмоток 13 и 19 трансформатора первого регулятора. 1241374 10 30 Регуляторы напряжения могут иметь различное исполнение, позволяющее с требуемой точностью соблюдать предло женную зависимость регулирования амплитудных значений дополнительных 35 напряжений. Основные входные напряжения U „ во всех трех выходных фазах преобразователя формируют переключением основных тиристорных мостов 5 силовой схемы согласно фиг. 5. 4О На фиг. 2 приведен пример преобразования частоты согласно предложенному способу при динамической нагрузке преобразователя типа асинхронного электродвигателя и fа„ц 42,85 Гц. В верхней части фиг, 2 показаны изменения П8„, hU, Ua,, 14 при 8"а Бэц„ = 1), а в нижней части дис-" кретно регулируемые значения U У при приближении U > к U и 5О формировании выходного тока i вл,„ преобразователя, отстающего от его U „ . Преобразование частоты осу-. ществляется по программам управления, составленным до преобразования сог- 55 ласно предложенным зависимостям регулирования U, U- с учетом имеющегося числа выводов вторичной обмотки 9 напряжения (фиг. 5) обеспечивает отстающий сдвиг на угол 2Т первого 3 дополнительного напряжения U- отно ( сительно U z, в .данном Т>, что требуется при i „„ Г „. Согласное включение обмоток 13 и 19 (фиг. 6) обеспечивает опережающий сдвиг U И, на угол — относительно U, что соответствует случаю Г, > Гз„, Переключение тиристоров нторого регулятора 11 переменного напряжения, а также первого регулятора 9 согласно фиг. 5 и 6 позволяет ступенчато регулировать уровни напряжения от выводов вторичных обмоток 20 и 19 регуляторов 11 и 9, подавая его на выходные выводы 8, 10 и 6, 8 регуляторов соответственно. Следует отметить, что подключение первичных обмоток 14 и 13 второго и первого регуляторов напряжения к соответствующим ныходным выводам основных тиристорных мостов выходных фаз с опережающим и отстающим фазовыми сднигами позволяет формировать требуемые фазоные сдвиги дополнительных напряжений на каждом интервале Т подключеЕ ния. регуляторов напряжения {или требуемой степени приближения 13,„ к Ю ), и реализуется н процессе преобразования синхронизацией программ импульсов управления преобразователя с определенной фазой входного напряжения. Рассмотрим пример формирования положительной полунолны выходного тока i » ïpåîápàçîâàòåëÿ согласно выл фиг. 2 с момента нремени t„, В мо мент времени t согласно фиг, 5 включают тиристоры 21 24, основное напряжение от входных выводов 1 и 4 преобразователя: подается к выводам 7 и 10 фазы нагрузки 12, что на фиг. 2 показано отрезком основного напряжения. U>> —— U >> „в пределах В течение интервала t, — 1 напряжения Ug и U не формируют 2О Ц „„, а регуляторы напряжения обес» печивают толькс протекание i 1„ через них. В момент времени t для компенсации возникшего рассогласова ния (фиг„ 2, верхняя часть) согласно усредненной по времени предложенной. . ° зависимости A(t ) в цепи формирования выходных напряжения и тока включают дополнительные напряжения 11, и 11 (с амплитудными значениями 0,4 и 0,15 входногс фазного напряжения соответственно) открыванием тиристо ров 25 и 26 согласно фиг. 5. Комму» .тация естественная, поскольку способ= стнует увеличению выходного тока 8,,„ Как видно иэ фиг. 2 (нижняя часть); в момент времени t напряжение V- до» ф< стигает учитываемого отличия от требуемого верхнего, поэтому в целях улучшения качества Б „„ переключают U с увеличением его амплитудного значения до 0 5 что,цостигают вклю чением тиристора 27 (фиг. 5). Тирис тор 25 закрывается, поскольку открывание тиристора 27. способствует уве» личению тока i „,, . В момент времени t,) в инверторном режиме работы вы» ходной фазы преобразователя (ток и напряжение противоположных полярностей) осуществляют переход на меньшее амплитудное значение (с 0,15 на О,1) напряжения U открыванием тиристо ра 28 поскольку такая естественная коммутация способствует сохранению значения тока эл„. Вблизи момента эцио времени t< прекращается положитель ный ток, и включением тиристоров 29 и 30 основного моста и тиристоров 31 и 32 обоих регуляторон формируется 1241374 5 25 45,рируют те, которые необходимы для реа-лизации составленной программы и 55 отрицательная полуволна тока i вых В момент времени t увеличивается значение U, включением тирцстора 33 первого регулятора напряжения, а второй регулятор не переключается. Скачкообразное изменение U> в мо 2 мент t вызвано изменением интервала T подключения основного напряжения другой выходной фазы, от которого формируется 11 . Поскольку 1п трансформируется с уменьшением соответствующего основного напряжения, то коммутация в этой выходной фазе естественная, так как ее выходной ток ! больше первичного тока, формирующего на соответствующеи вторичной стороне рассматриваемой выходной фазы преобразователя. В момент времени t> (t ) заканчивается формирование выходного тока отрицательного знака, и в момент времени С (аналогичного с момента t 1) начинается повторное формирование положительного выходного тока подключением циклически следующих основных входных -напряжений, однако зависимость регулирования дополнительных напряжений повторяется, как рассмотрено от момента времени t до tz а также реализуется аналогинная по моментам времени программа управления. Однако поскольку с момента времени t основным напряжением является другое, сдвинутое на угол 3 входное напряжение относительно 3 пРедыдущего U>b>> TD начиная C д х включаются тиристоры 34, и 35 (вместо предыдущих 21 и 24) основного моста преобразователя. Этапы процесса преобразования частоты в моменты времени с t< по t .-сведень в таблицу. Указанные в графах 5-7 включения тиристоров в указанные моменты времени соответствуют подаче импульсов управления согласно заданной программе управления при данной выходной частоте преобразователя. г На фиг . 4 внизу показан пример преобразования частоты с f 60 Гц при f „ = 50 Гц в случае активной нагрузки выходной фазы преобразователя. Данные, характеризующие процессы управления, переключения и дискретно ro регулирования амплитудных значений дополнительных напряжений преобразователя, показаны в нижней части таблицы. Процесс. преобразования частоты согласно предложенному способу в дру гих выходных фазах преобразователя осуществляется аналогично. 12,50 На фиг. 3 при f „ = — Л. - 46,15 показаны кривые U e„, a U, U,, Uq вхо при трехфазном выходном напряжении преобразователя согласно предложенно му способу преобразования частоты. Система управления предложенным способом и преобразователем должна в требуемые моменты времени подавать импульсы управления и распределять их на определенные тиристоры. Эти моменты времени и включаемые тиристо» ры заданы программой, например, ана логичной приведенной в таблице и изображающей процесс преобразования согласно фиг. 2 и 4. Система управления должна синхронизировать требу емую очередность подачи импульсов управления (программу) с определен ной фазой входной системы, напряжения преобразователя (например, в моменты времени согласно фиг. 2 и 4), для того. чтобы преобразование частоты по программе подачи импульсов реализова лось в ситуации, аналогичной той, при которой была составлена программа. Для этой цели используют один или несколько компараторов, которые выявляют моменты времени нулевых значений соответствующих напряжений. При выявлении моментов времени нулевых значений фаэных, линейных напряжений и промежуточных их значений можно в сумме получить очередность импульсов управления, которая (с достаточной точностью выбора дискретных моментов времени) может быть использована для выбора (дешифрования) заданных про граммой импульсов управления. Далее,из этой очередности импульсов дешифраспределяют по соответствующим тиристорам. Программы управления со ставляют для дискретных значений выходных .частот согласно зависимости К = m — f из которых более sbft и вх короткими являются те, которые имеют меньшее значение общего наименьшего делимого периодов выходного и входно» ro напряжений преобразователя. Удоб» но для составления программ подачи импульсов управления преобраэовате13 14 1241374 Согласно фиг. 7 формирователь 41 импульсов синхронизации с сетевым ,напряжением, например, Ugq (см. фиг. 4) формирует короткий импульс в момент перехода напряжения через нулевое значение, например в момент 55 лем частоты использовать приведенные значения, которые дополнительно опреЗп деляются зависимостью 1 ы„ = 1 1. „ 5 где и — целое положительное число; — входная частота преобразователя; знак "+" определяет Г с fв„, 11 11 вы знак - ГВ„1„) Г „. Эти значения выходных частот соответствуют формированию выходного напряжения с ин вк тервалом подключения Т = п, + g K т.е. интервал равен целому числу и полупериодов входного напряжения — — плюс-минус продолжительность 1 твк ) соответствующая углу сдвига между напряжениями поочередно подключаемых эквивалентных входных фаз (причем знак + для f вы„ i f знак 11 11 11 11, 20 011 1 для вы„ в„) . Например, на фиг. 1 видно, что,в каждом интервале Т с два полупериода входного напряжения и продолжительность ф соответствуют f ц,„ 42,85 Гц на фиг. 3, четыре Tвх — и 1 соответствУют Г в,„46,15 Гц а согласно фиг. 4 два — минус Твк 2 соответствуют Гзы„= 60 Гц. 30 На фиг ° 7 приведен пример одного из возможных известных решений системы программного управления согласно . которому полупериод одной фазы сетевого напряжения заполняют высокочастотной последовательностью импуль» сов, считывают их и в требуемые моменты (согласно программе подачи импульсов управления тиристорами преобразователя) формируют управляющие импульсы. Известны аналогичные устройства, содержащие нуль-орган, связанный через логический элемент И-HE c первым двоичным счетчиком, счетный вход которого соединен с выходом ге 45 нератора импульсов, а выход переполнения - с формирователем и устройства управления тиристорами, содержащие блок синхронизации, генератор тактовых импульсов, счетчик, дешифратор 50 тактовых импульсов, счетчик, дешифратор и формирователи импульсов„ времени 1, .Блоком 42 синхронизации осуществляется синхронизация импуль» сов генератора 43 высокой частоты с импульсом формирователя 41. Импульс формирователя 41 является разрешающим импульсом для прохождения им пульсов высокой частоты от генерато ра 43 на выход блока 42. Блоком 42 синхронизации задается количество импульсов генератора 43 между двумя импульсами формирователя 41. Синхронизированные с сетевым напряжением импульсы поступают на вход двоичного счетчика 44 импульсов, который производит их подсчет. Дешифратор 45 выдает импульсы повторения счета счетчиком 44 после поступления от блока 42 синхронизации количества импульсов генератора, соответствующих по продолжительности повторению очередности импульсов управления пре обраэователем. Выход двоичного счетчика 44 импульсов соединен с дешифраторами 46-48 импульсов. Дешифраторами производится дешифрация импульсов, следующих на выходе блока 42 синхронизации и подсчитанных двоичным счет» чиком 44, например соответствующих моментам времени t,-1,на фиг. 2 и 4. Дешифрованные импульсы поступают на распределители 49-51 импульсов по тиристорам. Распределители импульсов представляют собой линейку триггеров. Блоки 52 осуществляют усиление им» пульсов управления. Для уменьшения влияния помех и исключения возникших ложных импульсов введены блоки 53 и 54. Блок 53 осуществляет счет заданного числа периодов входного напряжения, после чего дешифратор 54 им пульса сброса осуществляет сброс всей ранее записанной информации. Для реализации предложенного спо саба может применяться также систе ма управления согласно фиг . 8, которая работает слецующим образом. Компараторами блока 55 выявляются моменты перехода через нуль фазных (например, в момент времени t на фиг, 4) и линейных напряжений. Каждое напряжение является своим компаратором. Блок 56 формирователей импуль1 сов формирует короткие импульсы в выявленные моменты. Каждый формирователь связан со своим компаратором.. Выходы формирователей импульсов бло ка 56 связаны с входом блока 57.коммутаторов каналов (выполненного, на 15 1241374 16 пример, в виде микросхемы К155 КП5). Блоком 58 задается напряжение, импульсы от моментов перехода через нуль которого следуют на ыходе коммутатора 57, Блок 58 - многопозиционный электронный переключатель соеди нений, представляет собой программируемое постоянное запоминающее устройство, его работой управляет дво ичный счетчик, например, 59. Счетчики 59-61 ведут счет импульсов, по ступающих с выхода блока 57. Из об щего ряда поступающих импульсов дешифраторы блока 62 дешифрируют им пульсы, необходимые для управления тиристорами по предлагаемому способу, которые поступают на блок 63 распределения импульсов по тиристорам. Соединение его элементов задается блоком 58. Программы соединений программируются заранее. C приходом на двоичный счетчик 59 заданного блоком 64 числа импульсов. счетчик дает сигнал блоку 58, в котором происходит смена программы соединений, а на выходе блока коммутаторов следуют им пульсы от другого напряжения. Кроме того, блоком 64 задается подключение дешифраторов к выходам счетчиков 5961. Согласно предлагаемому способу можно получить значения выходных час тот ниже и,вьппе входной частоты осуществлением естественной коммутации преобразователя. Входной коэффициент мощности преобразователя высокий, поскольку основное напряжение форми» руется в импульсном режиме работы входных фаз преобразователя. Формула изобретения 1. Способ дискретного регулирования частоты непосредственного преобразователя, заключающийся в задании дискретных значений частот его выходкого напряжения согласно зависимоk сти ы,„= ш — со „ на основе предварительно составленной программы j подачи импульсов управления тиристорами преобразователя, характеризуемой циклическим подключением на оди .каковые интервалы времени напряжений эквивалентных входных фаз для формирования основного выходного напряже ния преобразователя и в суммиро вании каждого основного напряже- . ния с первым дополнительным напряже нием, входной частоты с изменяемой во времени по соответствующему зако ну амплитудой, о т л и ч а ю щ и йс я тем, что, с целью улучшения ка5 чества выходного напряжения преобра» зователя путем уменьшения значения коэффициента гармоник, в каждом ин тервале подключения формируют второе дополнительное напряжение входной частоты и суммируют его с основным 25 и первым дополнительным напряжениями, причем амплитудные значения A(t) дополнительных напряжений регулируют соответствии с выражением 15 2% 1 ,() = siIlt;A сов (52 +(-1 ) JI 1 гДе = Г (ив ь а, оп„- угловые выходная и вь| > 2О входная частоты преоб" разователя; i = 1 или 2; О с1 Т Е О, Т вЂ” соответственно начало и окончание интервала подключения напряжения каждой эквивалентной входной фазы преобразователя; 30 ш — число эквивалентных входных фаз преобраэо-.т вателя, и — целые числа периодов выходного и входного напряжений преобразова теля, которые имеют обm e наименьшее делимое. . 2. Способ по п. 1, о т л и ч а ю шийся тем, что.при Q ив„ фазы первого и второго дополнительных напряжений задают отстающими соответственно на углы 2н/3 и Vò/3 относительно подключенного основного напря жения, индекс i для первого и второго дополнительных напряжений - равным со45 ответственно 1 и 2, а порядок чередования подключаемых основных напряжений прямьм. З..Способ по п. 1, о т л. и ч а ю щ и и е я тем. что при ыеык яе фазы первого и второго .дополниытельйых напряжений задают опережающими соот ветственно на углы /3 и 2>/3 относительно подключенного основного на-. пряжения, индекс i для первого и вто рого дополнительных напряжения равным соответственно 2 и 1, а порядок чередования подключенных основных 1напряжений - обратным. 18! )241374 Этапы формирования кривой выходного напряжения и естественных коммутаций преобразователя по фиг. 5 ченные тиристоры го мос 22 25 0,4 0,15 0,15 0,5 0,10 0,5 0,10 0 5 33 0,10 0,9 0,10 0,9 34и35 22 23 и т.д. При f Вых вх О 12 23 0,40. 0,12 38 0 40 0,40 0,40 0,40 0,65 0,65 0,12 0,12 1,0 40 0,I2 I 0 40.О, 12 23 и т.д. 2 С 4 5 в 6 С Ст 10 I t3 12 ! Сб 15 С 16 t При f c f согласно фиг. 2 (42,85<50) вах вх 21 и 24 2ll и 24 2! и 24 21 и 24 2l и 24 29 и 30 согласно фиг. 4 (60 ) 50) 21 и 24 2I и 24 21 и 24 21 и 24 29 и 30 29 и 30 29 и 30 29 и 30 34 и 37 1241 374 1241374 1241374 4цг. 5 Б 1Þ !6 77187 1241374 фиг.8 Составитель Г. Мыцык Редактор И. Рыбченко . Техред Л.Олейник Корректор М„ Демчик Заказ 3608/51 Тираж 631 Подписное ВНИИПИ Государственного комитета СССР по делам изобретений и открытий 113035, Москва, Ж-35, Раушская наб., д. 4/5 Производственно-полиграфическое предприятие, r, Ужгород, ул. Проектная, 4
