Многолучевая адаптивнная антенная решетка
Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для пространственной обработки сигналов в приемных антенных решетках. Технический результат заключается в увеличении отношения сигнал/шум на выходе многолучевой адаптивной антенной решетки и уменьшения аппаратурных затрат при числе помеховых сигналов m<(N+1)/2. Устройство содержит (N+1) каналов, каждый из которых включает в себя последовательно соединенные излучатель, усилитель, узкополосный фильтр и переменную линию задержки, сумматор, N вычитающих элементов, декоррелятор и блок подавления помех. Каждый выход переменной линии задержки подключен к соответствующему входу сумматора. Выход первой переменной линии задержки одновременно подключен к каждому положительному входу вычитающих элементов, отрицательный вход которых подключен к выходу соответствующей переменной линии задержки, начиная со второй. Выходы вычитающих элементов подключены к соответствующему входу декоррелятора, выходы которого и выход сумматора подключены к соответствующим входам блока подавления помех. Согласно изобретению декоррелятор имеет (N+1)-й вход, подключенный к выходу сумматора, и содержит m каналов, первый из которых включает в себя коррелятор-сумматор, второй - последовательно соединенные коррелятор-сумматор и одноканальный компенсатор, а остальные - последовательно соединенные коррелятор-сумматор и два одноканальных компенсатора. Основной вход первого одноканального компенсатора каждого канала подключен к выходу коррелятора-сумматора. А основной вход второго к сигнальному выходу первого одноканального компенсатора. Первый вход коррелятора-сумматора первого канала соединен с (N+1) входом декоррелятора. Выход его Р-го канала подключен одновременно к первому входу коррелятора-сумматора (Р+1)-го канала, компенсационному входу первого одноканального компенсатора (Р+1)-го канала и компенсационному входу второго одноканального компенсатора (Р+2)-го канала. Каждый вход декоррелятора подключен к соответствующим вторым входам всех корреляторов-сумматоров, каждый из которых содержит N одноканальных компенсаторов и второй сумматор, выход которого является выходом коррелятора-сумматора. Его первый вход одновременно подключен к основным входам одноканальных компенсаторов, компенсационные входы которых соответственно подключены к вторым входам коррелятора-сумматора, а взвешенные выходы - к соответствующему входу второго суммматора. 7 ил. 
Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокации, радиосвязи и радионавигации для пространственной обработки сигналов в приемных антенных решетках.
В настоящее время для обработки сигналов в адаптивных антенных решетках (ААР) все чаще применяются многолучевые системы [1-4]. В многолучевых антенных системах обработка сигналов осуществляется в два этапа. На первом этапе формируется ряд параллельных каналов с заданными характеристиками - как правило, основной канал, согласованный с направлением прихода полезного сигнала, и ряд компенсационных. Затем выходные сигналы компенсационных каналов вычитаются из сигнала основного канала с оптимальными весовыми коэффициентами, значения которых подбираются автоматически в адаптивном процессоре - так называемом многоканальном адаптивном компенсаторе помех.
Существенный недостаток устройства подобного типа состоит в сложности выполнения условий его устойчивости [5]. Эти сложности объясняются тем, что компенсатор помех в самом общем случае представляет собой замкнутую систему высокого порядка (не ниже 2 N, где N - число каналов), работающую в радиочастотном диапазоне [6]. Высокий порядок системы обусловлен наличием общей для всех каналов компенсации цепи обратной связи.
Если устранить при помощи декоррелятора корреляционные связи между сигналами на выходах компенсационных каналов, то N - канальный адаптивный компенсатор помех можно заменить последовательной цепочкой одноканальных компенсаторов. Как известно [5], обеспечить условия устойчивости в таком компенсаторе значительно проще, чем в многоканальном.
Идея включения декоррелятора после лучеобразующего устройства содержится в устройствах, описанных в [4, 5]. По своей сущности эти устройства одинаковы и любое из них может быть взято в качестве прототипа. В дальнейшем для удобства изложения сущности изобретения многоканальный адаптивный компенсатор помех будем называть устройством (блоком) подавления помех, а одноканальный компенсатор - просто компенсатором (либо одноканальным компенсатором).
Принятое за прототип устройство [4, 5] (см. фиг.1) включает в себя (N+1) облучателей, к каждому из которых последовательно включены усилитель, узкополосный фильтр с центральной частотой f0 и переменная линия задержки (ЛЗ). Выходы всех ЛЗ соединены с входами сумматора, а кроме того, выход первой ЛЗ соединен с положительным входом N вычитающих элементов, отрицательный вход каждого из которых раздельно соединен с выходом одной из оставшихся ЛЗ, начиная со второй. Выходы вычитающих элементов соединены с N входами декоррелятора, N выходов которого соединены с компенсационными входами блока подавления помех, основной вход которого соединен с выходом сумматора, а его выход является выходом всего устройства.
Декоррелятор состоит из N каналов, причем каждый P-й канал, начиная со второго, содержит (P-1) последовательно соединенных компенсаторов. При этом сигнальный выход каждого предыдущего компенсатора данного канала соединен с основным входом последующего компенсатора этого канала. Первый канал выполнен в виде токопроводящей шины, один конец которой является первым входом коррелятора, а второй - его первым выходом. Компенсационные входы первых компенсаторов всех каналов, начиная со второго, соединены между собой и с первым входом декоррелятора, а основные входы этих компенсаторов являются другими (N-1) входами декорреляторов. Выходом P-го канала декоррелятора, начиная со второго, является сигнальный выход последнего компенсатора данного канала. Компенсационные входы i-x компенсаторов в каждом канале соединены между собой и с выходом i-го канала (при этом i изменяется от 2 до (Р-1), где P - номер канала, а P изменяется от 3 до N).
Блок подавления помех содержит N последовательно соединенных компенсаторов, причем сигнальный выход каждого предыдущего компенсатора, за исключением последнего, соединен с основным входом последующего компенсатора, компенсационные входы всех компенсаторов являются N компенсационными входами блока подавления помех, основной вход первого компенсатор является основным входом блока подавления помех, а сигнальный выход последнего компенсатора - выходом блока подавления помех.
Компенсатор состоит из двухвходового сумматора, один вход которого является основным входом компенсатора, а второй соединен с выходом первого комплексного перемножителя, второй вход которого соединен с выходом двухвходового сумматора, являющимся сигнальным выходом компенсатора, а выход второго перемножителя соединен через интегратор с вторым входом первого комплексного перемножителя.
Как указано в [4], такое построение антенной системы позволяет автоматически подавлять любые m помех, приходящих с заранее неизвестных направлений, когда m не превышает N числа компенсационных каналов.
Такие устройства обладают следующими недостатками:
во-первых, для больших многоэлементных антенных систем, содержащих сотни и тысячи облучателей, аппаратурная реализация такого устройства требует большого числа структурных звеньев. Расчеты показывают, что в этом случае необходимо иметь (N+1)·N/2 компенсаторов (сюда включены компенсаторы, находящиеся в блоке подавления помех). При этом число компенсаторов увеличивается пропорционально квадрату числа облучателей (N2);
во-вторых, на практике, как правило, число источников помех меньше числа облучателей (m<N-1). В этом случае такое построение приемной системы, вообще говоря, не является оптимальным [7]. Как показано в [7], для компенсации m помех достаточно иметь m компенсационных каналов.
Целью изобретения является упрощение конструкции адаптивной антенной системы и сокращение объема аппаратуры за счет уменьшения числа каналов декорреляторов и соответствующего уменьшения компенсационных звеньев (компенсаторов) блока подавления помех при сохранении потенциальных возможностей ААР (качества подавления помех).
На фиг.1 изображена схема блока подавления помех; на фиг.2 - схема одноканального компенсатора (на этой же фиг. показаны условные обозначения компенсатора в других чертежах); на фиг.3 - схема многолучевой адаптивной антенной решетки; на фиг.4 - схема декоррелятора-преобразователя; на фиг.5 - схема коррелятора-сумматора; на фиг.6 - блок подавления; на фиг.7 - коррелятор-сумматор.
На этих чертежах введены обозначения:
1 - облучатели;
2 - усилители;
3 - узкополосные фильтры;
4 - переменные линии задержки;
5, 12, 14 - сумматоры;
6 - вычитающие элементы;
7 - декоррелятор-преобразователь;
8 - блок подавления помех;
9 - коррелятор-сумматор;
10, 11, 13 - одноканальные компенсаторы;
17 - интегратор;
18 - декоррелятор.
Кроме того, буквами на этих чертежах обозначено: О - основной вход; К - компенсационный вход; С - сигнальный выход; ВК - взвешенный компенсационный выход.
Устройство (фиг.3) состоит из (N+1) облучателей 1, к каждому из которых последовательно подсоединены усилитель 2, узкополосный фильтр 3, с центральной частотой f0 и переменная ЛЗ 4. Выходы всех ЛЗ 4 соединены с входами первого сумматора 5, а кроме того, выход первой ЛЗ 4 соединен с входами первого сумматор 5, а кроме того, выход первой ЛЗ 4 соединен с положительным входом N вычитающих элементов 6, отрицательный вход каждого из которых соединен с выходом одной из оставшихся ЛЗ 4, начиная со второй. Выходы вычитающих элементов 6 раздельно соединены с N входами декоррелятора-преобразователя 7, а выход первого сумматора 5 соединен с дополнительным (N+1)-м входом декорелятора-преобразователя 7 и с основным входом блока подавления помех 8, m компенсационных входов которого раздельно соединены с m выходами декоррелятора-преобразователя 7. Выход блока подавления помех 8 является выходом всего устройства.
Декоррелятор-преобразователь 7 (см. фиг.4) содержит m параллельных каналов, по числу ожидаемых помех, первый из которых содержит коррелятор-сумматор 9, второй канал - последовательно соединенные коррелятор-сумматор 9 и компенсатор 10, основной вход которого соединен с выходом коррелятора-сумматора 9. Все остальные каналы содержат последовательно соединенные коррелятор-сумматор 9 и два компенсатора 10, причем в каждом канале основной вход первого компенсатора 10 соединен с выходом коррелятора-сумматора 9, а основной вход второго компенсатора 10 - с сигнальным выходом первого компенсатора 10. i-е (i=1+N) выходы всех корреляторов-сумматоров 9 соединены между собой и являются i-м входом декоррелятора-преобразователя 7 (на фиг.6 эти входы обозначены y1, y 2..., yN), а (N+1)-й вход P-го коррелятора-сумматора 9 (P=2÷m) соединен с выходом (P-1)-го канала. Основной вход первого блока 9 является дополнительным входом декоррелятора-преобразователя 7. Компенсационный вход первого компенсатора 10 P-го канала соединен с выходом (P-1)-го канала. Выходом первого канала (первым выходом декоррелятора-преобразователя 7) является выход блока 8, выходом второго канала - сигнальный выход первого компенсатора 10, а выходом каждого из оставшихся каналов - сигнальный выход второго компенсатора 10 данного канала.
Коррелятор-сумматор 9 (фиг.5) состоит из N параллельно соединенных компенсаторов 11, взвешенные компенсационные выходы которых соединены с входами сумматора 12, выход которого является выходом блока 9. Компенсационные входы компенсаторов 11 являются первыми N входами блока 9 (y 1, y2, ..., yN ), а основные входы соединены вместе и являются (N+1)-м входом блока 9.
Блок подавления помех (фиг.1) конструктивно выполнен так же, как в прототипе, и включает в себя m последовательно соединенных компенсаторов 13, причем сигнальный выход каждого предыдущего компенсатора 13, за исключением последнего, соединен с основным входом последующего компенсатора 13, компенсационные входы всех компенсаторов 13 являются m компенсационными входами блока подавления помех 8, основной вход первого компенсатора 13 является основным входом блока подавления помех 8, а сигнальный выход последнего компенсатора 13 - его выходом.
Компенсаторы 10, 11, 13 выполнены также, как в прототипе (см. фиг.2) и состоят из двухвходового сумматора 14, первый вход которого является основным входом компенсатора, а второй - соединен с выходом первого комплексного перемножителя 15, первый вход которого является компенсационным входом компенсатора и соединен с первым входом второго комплексного перемножителя 16, второй вход которого соединен с выходом двухвходового сумматора 14, являющимся сигнальным выходом компенсатора, а выход второго перемножителя 16 соединен через интегратор 17 с вторым входом первого перемножителя 15. Взвешенным компенсационным выходом компенсатора является выход первого перемножителя 15.
Все элементы устройства конструктивно могут быть выполнены известным образом, т.к. сами по себе являются широко известными. При аналоговом исполнении устройства в качестве перемножителя 16 может использоваться преобразователь частоты или фазовый детектор, в которых разностная составляющая содержит необходимый для комплексно-сопряженного преобразования поворот фазы сигнала. Комплексный перемножитель 15 может быть выполнен, например, в виде балансного смесителя или балансного модулятора. Если обработка сигналов в устройстве происходит на промежуточной частоте fпр , то в качестве интегратора может быть взят узкополосный кварцевый фильтр с центральной частотой fпр, если же обработка ведется на нулевой частоте, то в качестве интегратора может быть взят низкочастотный фильтр.
Как показывают расчеты и анализ схем, устройство проще по конструкции и имеет меньший объем аппаратуры по сравнению с прототипом. Действительно, общее число компенсаторов в прототипе равно (N+1)·N/2 и увеличивается пропорционально N2.
В предложенном устройстве оно равно (N+3)m-3, т.е. увеличивается пропорционально Nm, что при 
будет меньше, чем в прототипе. Дополнительно введенные m N-входовых сумматоров не усложняет устройства, т.к. они по конструкции значительно проще, чем входящие в компенсаторы перемножители и интеграторы [4].
Принцип работы устройства заключается в следующем.
Колебания облучателей 1 усиливаются в усилителях 2 и проходят через узкополосные фильтры 3. Далее эти сигналы поступают на переменные линии задержки (ЛЗ) 4, времена задержки в которых подбираются такими, чтобы направление приема антенной системы совпадало с направлением прихода полезного сигнала [4]. Изменяя задержки в ЛЗ 4, можно менять направление приема.
Полезный сигнал от точечного источника с частотой f 0 имеет плоский фронт волны, поэтому, если ЛЗ 4 настроены на прием с данного направления, то сигналы T0 , T1,..., TN на выходах ЛЗ 4 будут включать в себя полезный сигнал S0 с одинаковой амплитудой и фазой и помеховые колебания:
Bi - комплексная огибающая помехового колебания в i-ом облучателе, являющегося суммой колебаний от всех m мешающих источников.
В устройстве формируется основной канал и m компенсационных для вычитания помеховых колебаний из сигнала основного канала.
С выходов ЛЗ 4 сигналы T 0, T1, ..., TN поступают на первый сумматор 5, на выходе которого образуется сигнал
y0=T0 +T1+...TN,
и на вычитающие элементы 6, на выходах которых образуются разностные сигналы y1=T0-T 1, y2=T0-T 2, ..., yN=T0 -TN.
Из (1) можно найти, что
Как видно из (2), на выходах компенсационных каналов полезный сигнал отсутствует, что позволяет, как известно, подавлять помехи без ослабления полезного сигнала.
Как будет показано ниже, сигналы y1, y2 , ..., yN в декорреляторе-преобразователе 7 преобразуются в m некоррелированных сигналов Z i, которые затем в блоке подавления помех 8 вычитаются из сигнала Z0=y0 основного канала с оптимальными весовыми коэффициентами.
Для лучшего понимания нижеизложенного материала рассмотрим работу одноканального автокомпенсатора [5, 10] (см. фиг.4).
Пусть на основном входе компенсатора присутствует сигнал x(t), а на компенсационном - y(t), и эти сигналы комплексны.
Тогда на выходе компенсатора сигнал V(t) записывается следующим образом
где w(t) - комплексный весовой коэффициент в компенсационном канале (на втором входе первого перемножителя 15). В дальнейшем параметр времени для краткости записи будем опускать.
Как известно [10], в данной в схеме весовой коэффициент изменяется таки образом, чтобы минимизировать мощность -(V) 2 шумов на выходе компенсатора. Переходные процессы в схеме представляются следующими уравнением:
где K и 
- коэффициент передачи и постоянная времени интегратора.
Для стационарного состояния, когда 
из (4) можно найти, что 
где черта сверху обозначает усреднение по времени. Отсюда следует, что на выходе первого перемножителя 15 взвешенный компенсационный сигнал Vкомп. будет равен
а на выходе компенсатора будем иметь:
На примере двухэлементной антенной решетки, подключенной к входам компенсатора, можно показать, что выражение (6) определяет минимум шума на выходе такой системы. Как показано в [10], выходное напряжение V при этом некоррелировано с напряжением в компенсационном канале, что можно также видеть непосредственно из (7).
Рассмотрим теперь процесс преобразования N компенсационных сигналов y1, y2, ...y N в m некоррелированных компенсационных сигналов Z 1, Z2, ...Zm (см фиг.6 и 7).
Из (6) и фиг.7 следует, что на выходе блока 9 образуются сигналы
где i - номер канала декоррелятора-преобразователя 7.
Далее на сигнальном выходе первого компенсатора 10 i-го канала с помощью (7) сигнал можно записать следующим образом:
И, наконец, на сигнальном выходе второго компенсатора i-го канала - декоррелятора-преобразователя 7 сигнал будет равен:
Таким образом, на выходах декоррелятора-преобразователя 7 образуются сигналы:
Если для удобства ввести в рассмотрение нормированный корреляционный вектор
и вектор y=(y1, y 2, ..., yN) сигналов на входах блока 7, то из выражений (8), (9), (10) сигналы Z1 , Z2, ..., Zm на выходах блока 7 можно записать в форме, позволяющей наиболее наглядно показать некоррелированность сигналов Z i между собой:
где знак «+» означает комплексное сопряжение и транспортирование,
Мн - корреляционная матрица с нормированными элементами
а коэффициенты 
i-1 и 
i-2, как следует из (8-10), определяются следующими выражениями:
где: М - корреляционная матрица с ненормированными элементами 
. Очевидно, что выражения (13) не изменяются, если в них заменить матрицу М на матрицу Мн.
Покажем теперь, что сигналы Zi на выходах блока 7 некоррелированы между собой. Для этого можно непосредственно вычислить произведение 
основываясь на формулах (12) и (13). Предположим, однако, что коэффициенты i-1 и i-2 нам не известны и найдем их из условия некоррелированности сигналов Zi . Имеем 
где учтено, что 
Домножим слева вектор F1 из (12) на вектор (MFi-1)+ и учтем (14). В результате получим для коэффициента i-1 выражение, в точности совпадающее с (13). Затем домножим слева вектор Fi из (12) на вектор (MFi-2) + и, учитывая (14), придем для коэффициента к выражению (13). Отсюда следует, что сигналы Zi некоррелированы между собой.
Последовательный процесс вычитания помеховых колебаний из суммарного сигнала на выходе сумматора [5] осуществляется в блоке подавления помех 8 следующим образом (см. фиг.3). На основной вход блока 8 поступает сигнал Z0 
y0, представляющий собой в соответствии с [2] смесь полезного сигнала S0 и мешающих сигналов Bi. На компенсационные входы этого блока поступают сигналы Zi. Важно отметить, что сигналы yi, а следовательно, и сигналы Zi не содержат полезный сигнал S 0 (см.[2]). Поэтому при вычитании помеховых колебаний Z i из суммарного колебания полезный сигнал сохраняется и остается равным в соответствии с (2) NS0 , т.е. остается таким же, как в антенной решетке, настроенной на полезный сигнал.
Некоррелированность сигналов Z i позволяет реализовать процесс вычитания помех последовательно. На выходе первого компенсатора 13 сигнал, как это можно увидеть из (7), запишется следующим образом:
Аналогично, на выходе второго компенсатора сигнал с учетом некоррелированности Z1 и Z 2 равен:
И, наконец, сигнал на выходе последнего m-го компенсатора, который является выходным сигналом ААР, запишется следующим образом:
Т.к. сигналы Zi(i=1÷m) некоррелированы между собой и содержат только помеховые колебания, то на выходе ААР обеспечивается минимально возможное значение мощности сигналов Zi, а следовательно, и мощности мешающих сигналов Bi в облучателях решетки. При этом полезный сигнал S0 остается постоянным и не ослабляется в процессе адаптации антенной решетки.
Таким образом, в устройстве достигнут положительный эффект, заключающийся в упрощении конструкции адаптивной антенной системы и сокращении объема аппаратуры для практически наиболее важного случая, когда число помех меньше числа облучателей в антенной решетке (m<N+1). При этом качество подавления помех не ухудшается.
Источники информации
1. Special Issue on Adaptive Antennas. - IEEE Trans., 1976, v.AP-24, № 5, p.573-768.
2. Mayhan J.T. Adaptive Nulling with Multiple - Beam Antennas. - IEEE Trans., 1978, v.AP-26, № 2, p.267-273.
3. Левшин В.П., Стручев В.Ф. Адаптивные фазированные антенные решетки с ограниченным числом степеней управляемости. - Зарубежная радиоэлектроника, 1982 г., № 1, стр.31-42.
4. Пат. № 3876947 (США), НКИ 325/367, 1975.
5. Полов К.П. Адаптивный компенсатор помех. - Радиотехника, 1979, т.34, № 1, стр.19-24.
6. Уидроу Б. и др. Адаптивные компенсаторы помех. Принципы построения и применения. - ТИИЭР, 1975, т.63, № 12, стр.69-98.
7. Ермолаев В.Т., Краснов Б.А., Флаксман А.Г. О синтезе оптимального весового распределения в адаптивных антенных решетках. - Изв. вузов. - Радиофизика, 1983 г., т.26, № 7.
8. Пономарева В.Д., Комаров В.М. Адаптивные антенные решетки (Обзор). - Зарубежная радиоэлектроника, 1977, № 8, стр.33-66.
9. Патент № 3727220 (США), НКИ 343-7А, 1973.
10. Ширман Я.Д., Макжос В.Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех, М.: Радио и связь, 1981.
Формула изобретения
Многолучевая адаптивная антенная решетка, содержащая (N+1) каналов, каждый из которых включает в себя последовательно соединенные излучатель, усилитель, узкополосный фильтр и переменную линию задержки, сумматор, N вычитающих элементов, декоррелятор и блок подавления помех, причем каждый выход переменной линии задержки подключен к соответствующему входу сумматора, выход первой переменной линии задержки одновременно подключен к каждому положительному входу вычитающих элементов, отрицательный вход которых подключен к выходу соответствующей переменной линии задержки, начиная со второй, выходы вычитающих элементов подключены к соответствующему входу декоррелятора, выходы которого и выход сумматора подключены к соответствующим входам блока подавления помех, отличающаяся тем, что, с целью увеличения отношения сигнал/шум на выходе многолучевой адаптивной антенной решетки и уменьшения аппаратурных затрат при числе помеховых сигналов m<(N+1)/2, декоррелятор выполнен в виде декоррелятора-преобразователя, имеющего (N+1)-й вход, подключенный к выходу сумматора, и содержащего m каналов, первый из которых включает в себя коррелятор-сумматор, второй - последовательно соединенные коррелятор-сумматор и одноканальный компенсатор, а остальные - последовательно соединенные коррелятор-сумматор и два одноканальных компенсатора, причем основной вход первого одноканального компенсатора каждого канала подключен к выходу коррелятора-сумматора, а основной вход второго одноканального компенсатора каждого канала подключен к сигнальному выходу первого одноканального компенсатора, первый вход коррелятора-сумматора первого канала соединен с (N+1) входом декоррелятора-преобразователя, выход Р-го канала декоррелятора-преобразователя подключен одновременно к первому входу коррелятора-сумматора (Р+1)-го канала, компенсационному входу первого одноканального компенсатора (Р+1)-го канала и компенсационному входу второго одноканального компенсатора (Р+2)-го канала, каждый вход декоррелятора-преобразователя подключен к соответствующим вторым входам всех корреляторов-сумматоров, каждый из которых содержит N одноканальных компенсаторов и второй сумматор, выход которого является выходом коррелятора-сумматора, причем первый вход коррелятора-сумматора одновременно подключен к основным входам одноканальных компенсаторов, компенсационные входы которых соответственно подключены к вторым входам коррелятора-сумматора, а взвешенные выходы - к соответствующему входу второго сумматора.
РИСУНКИ
