Преобразователь постоянного напряжения

 

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано во вторичных источниках электропитания радиоэлектронной аппаратуры. Сущность изобретения: преобразователь содержит включенные последовательно между входной и выходной клеммами преобразователя управляемый ключ, выполненный на транзисторах (Т1 и Т2) одинаковой структуры, и DLC-фильтр, а также модулятор М, обеспечивающий обратную связь с выхода фильтра на вход ключа. База-эмиттерный переход управляющего транзистора Т2 ключа шунтирована резистором R1 и подключен к выходу модулятора через токоограничивающий резистор R2. Новым в преобразователе является то, что база-эмиттер силового транзистора Т1 шунтирована управляющим транзистором Т2 и через токозадающий резистор R3 подключен к выходу фильтра. Изобретение обеспечивает уменьшение пульсаций выходного напряжения и коммутационных перегрузок и потерь ключа преобразователя. 1 ил.

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано во вторичных источниках электропитания радиоэлектронной аппаратуры.

Известен преобразователь постоянного напряжения, содержащий управляемый ключ, DLC-фильтр и модулятор [1] .

Основными недостатками преобразователя являются низкие КПД и функциональная надежность, обусловленные большими коммутационными потерями и перегрузками силового транзистора ключа и блокирующего диода фильтра. К недостаткам аналога также следует отнести большие потери в цепи управления ключом. Потери на управление можно уменьшить, используя в качестве силового составной транзистор. Однако, при этом увеличивается падение напряжения на открытом ключе и, следовательно, потери в нем.

В качестве прототипа выбран преобразователь постоянного напряжения, содержащий включенные последовательно между входной и выходной клеммами преобразователя управляемый ключ, выполненный на транзисторах одинаковой структуры, и DLC-фильтр, а также модулятор, обеспечивающий обратную связь с выхода фильтра на вход ключа, причем эмиттер силового транзистора ключа подключен к входной клемме преобразователя, база управляющего транзистора ключа шунтирована резистором и подключена к выходу модулятора через токоограничивающий резистор, база силового транзистора также шунтирована резистором и через управляющий транзистор подключена к выходу фильтра [2] .

Такое подключение позволяет уменьшить потери на управление без увеличения падения напряжения на открытом ключе и, следовательно, потерь в нем.

Для обоснования недостатков прототипа коротко рассмотрим происходящие в нем процессы коммутации. Пусть в исходном состоянии все транзисторы: силовой (Т1) и управляющий (Т2) ключа и выходной (Т3) модулятора закрыты, а через диод фильтра протекает ток дросселя фильтра. При открывании транзистора Т3, которое происходит очень быстро, ток базы транзистора Т2 (с точностью до U_{КЭ нас} и U_{БЭ нас}) скачком нарастает до значения I_R2 = U_п/R2 где I_R2 - ток токоограничивающего резистора R2; U_п - напряжение питания преобразователя.

Как известно, при скачкообразном изменении тока базы I_Б транзистора его коллекторный ток I_к изменяется по закону I_К(t)= I_К(0)+I_Б˙h_21Э˙<N>{ 1-exp[-t/(τ_h+ +h_21Э˙C_К˙R_К)] , (1) где I_К(0) - значение I_К в момент приложения скачка I_Б тока базы; τ_h - постоянная времени передачи тока базы; С_К - емкость коллектора транзистора; R_К - сопротивление в цепи коллектора.

Поскольку коллектор транзистора Т2 подключен к выходу преобразователя, т. е. к емкости фильтра и нагрузке, можно считать R_КТ2 = 0, и так как I_КТ2(0) = 0, то согласно (1) имеем I_КТ2(t) = I_R2 ˙h_21ЭТ2 ˙[1 - exp(-t/ τ_hТ2)] .

Здесь следует отметить, что емкость фильтра обладает внутренними активным и индуктивным сопротивлениями. Поэтому ток I_КТ2 вызывает скачкообразные пульсации выходного напряжения преобразователя. Такие пульсации наиболее опасны для питаемых от преобразователя электронных схем.

Также следует отметить, что напряжение на транзисторе Т2 равно разности напряжения питания V_п и выходного напряжения V_н преобразователя, причем ток коллектора I_КТ2 из-за технологических разбросов h_21ЭТ2 может достигать больших значений. Все это обуславливает большие перегрузки транзистора Т2 по току и рассеиваемой мощности и, следовательно, понижает функциональную надежность преобразователя в целом.

Обычно τ_hТ1> и τ_hТ2, поэтому можно считать, что при открывании транзистора Т2 в базу транзистора Т1 поступает скачок тока I_БТ1 = I_R2˙ (h_21ЭТ2 + 1).

Поскольку коллектор транзистора Т1 подключен к диоду фильтра, открытому током дросселя, можно считать R_КТ1 = 0, и так как I_КТ1(0) = 0, то согласно (1) I_КТ1(t) = I_R2˙ (h_21ЭТ2 + 1) ˙h_231Т1˙ [1 -
- exp(-t/ τ_hТ1)] .

Таким образом, скорость нарастания тока коллектора транзистора Т1 при открывании определяется только его постоянной времени τ_hТ1 и , следовательно, время нарастания тока мало. При этом, если постоянная времени τ_hТ1 сравнима или меньше постоянной времени диода τ_hD, то на этапе нарастания коллекторный ток стремится к неконтролируемой и очень большой величине
I_КТ1max = U_R2 ˙ (h_21ЭТ2 + 1)˙ h_21ЭТ1.

Следует отметить, что через диод при этом протекает еще и ток дросселя.

Таким образом, прототипу присущи очень большие коммутационные перегрузки, которые обуславливают его низкую функциональную надежность.

Процесс закрывания силового транзистора Т1, проходящий при активно-индуктивной нагрузке, зашунтированной диодом, имеет два ярко выраженных этапа: нарастания напряжения на коллекторе до величины большей напряжения питания при практически неизменном токе, заканчивающийся при открывании диода, и спада коллекторного тока.

Максимальный вклад в коммутационные потери вносит этап нарастания напряжения на коллекторе, поскольку он происходит при максимальном токе дросселя и имеет относительно большую длительность T_VК, равную
T_VК = (V_п/I_н) ˙[C_КТ1 ˙(h_21ЭТ1 +
+1)] /(1 + h_21ЭТ1 ˙I_БЭТ1/I_н), (2) где I_н - ток нагрузки;
I_БЭТ1 - запирающий ток базы силового транзистора.

Как видно из (2), время нарастания напряжения на коллекторе уменьшается в ростом запирающего тока базы. Однако, в данной схеме имеет место пассивное запирание транзисторов ключа за счет запирающего тока базы через шунтирующий резистор, при этом время нарастания напряжения максимально.

Этим обуслoвливаются большие коммутационные потери и, следовательно, пониженный КПД.

Цель изобретения - повышение функциональной надежности и КПД за счет уменьшения коммутационных перегрузок и потерь, а также уменьшение пульсаций выходного напряжения.

Это достигается тем, что в непосредственном преобразователе постоянного напряжения, содержащем включенные последовательно между входной и выходной клеммами преобразователя управляемый ключ, выполненный на транзисторах одинаковой структуры, и DLC-фильтр, а также модулятор, обеспечивающий обратную связь с выхода фильтра на вход ключа, причем эмиттер силового транзистора ключа подключен к входной клемме преобразователя, база управляющего транзистора ключа шунтирована резистором и подключена к выходу модулятора через токоограничивающий резистор, база силового транзистора шунтирована управляющим транзистором и через вновь введенный токозадающий резистор подключена к выходу фильтра.

На чертеже представлена принципиальная схема предлагаемого преобразователя.

Преобразователь содержит включенные последовательно между входной и выходной клеммами преобразователя управляемый ключ, выполненный на транзисторах Т1 и Т2 одинаковой структуры, и DLC-фильтр, а также модулятор 1, обеспечивающий обратную связь с выхода фильтра на вход ключа. Эмиттер силового транзистора Т1 ключа подключен к входной клемме преобразователя, база управляющего транзистора Т2 ключа шунтирована резистором R1 и подключена к выходному транзистору Т3 модулятора через токоограничивающий резистор R2. База силового транзистора Т1 шунтирована управляющим транзистором Т2 и через токозадающий резистор R3 подключена к выходу фильтра.

Работа преобразователя в установившемся режиме непрерывного тока дросселя.

Пусть в исходном состоянии выходной транзистор Т3 модулятора 1 открыт, и в базу управляющего транзистора Т2 течет ток I_R2, достаточный для насыщения транзистора. Поэтому силовой транзистор Т1 закрыт. Ток дросселя фильтра течет через диод и линейно спадает от максимального значения до минимального.

Через коллектор транзистора Т2 течет ток I_R3 резистора R3, равный
I_R3 = (V_п-V_н)/R3.

Чуть раньше, чем ток дросселя достигает минимального значения, очень быстро закрывается выходной транзистор Т3 модулятора. При этом ток базы транзистора Т2 скачком изменяется от значения, равного I_R2, до значения -I_R1, равного
I_R1 = U_{БЭ насТ1}/R1. В результате этого начинается процесс рассасывания заряда в базе, по окончании которого наступает процесс спада коллекторного тока транзистора Т2. При этом ток резистора R3 перераспределяется между коллектором транзистора Т2 и базой транзистора Т1, который начинает открываться. На начальном этапе открывания транзистора Т1 ток коллектора I_КТ1 мал, при этом малы значения h_21ЭТ1, а дифференциальное входное сопротивление транзистора велико (по сравнению с R3). Поэтому R_КТ2 = R3 и, согласно (1),
I_БТ1 = I_R3 ˙{ 1 - exp [-t/( τ_hТ2 +
+ h_21ЭТ2 ˙С_КТ2 ˙R3)] } .

Таким образом, в отличие от прототипа, где при открывании силового транзистора его ток базы практически скачком нарастает до значения I_БТ1 = I_R2 ˙(h_21ЭТ2 + 1), в предлагаемом преобразователе ток базы плавно с постоянной времени τ_Т2, равной
τ_Т2= τ_hТ2+h_21ЭТ2˙С_КТ2˙R3, нарастает до значения I_БТ1 = I_R3. Постоянная времени τ_T2> > τ_hТ2 и может быть еще увеличена шунтированием коллекторного перехода управляющего транзистора Т2 дополнительным конденсатором. Поскольку постоянная времени τ_Т2>>τ_hТ1, ток коллектора силового транзистора при открывании отслеживает ток базы:
I_КТ1 = I_R3˙h_21ЭТ1˙[1-exp(-t/τ_Т2)] .

Таким образом, в отличие от прототипа, где при открывании силового транзистора его ток коллектора с постоянной времени τ_hТ1, т. е. практически скачком, нарастает до очень большой и неконтролируемой величины: I_КТ1max = I_R2 ˙ (h_21ЭТ2 + 1) ˙h_21ЭТ1, в предлагаемом преобразователе ток коллектора нарастает плавно, с постоянной времени τ_Т2 и не может превысить установленное значение I_КТ1 = I_R3 ˙h_21ЭТ1. Заметим, что величину резистора R3 выбирают исходя из условия насыщения силового транзистора при минимальных h_21ЭТ1 и V_п. Поэтому I_КТ1 < (2. . . 3) ˙I_н. Но, самое главное, благодаря тому, что τ_Т2>>τ_hD, в предлагаемом преобразователе на этапе нарастания тока коллектора силового транзистора в диоде фильтра успевают пройти процессы рассасывания заряда и восстановления обратного сопротивления даже до того, как ток коллектора достигает значения, равного току нагрузки. Поэтому коммутационные перегрузки практически отсутствуют, чем и обеспечивается высокая функциональная надежность заявляемого инвертора.

Чуть раньше, чем ток дросселя достигает максимального значения, очень быстро открывается выходной транзистор модулятора Т3. При этом ток базы транзистора Т2 скачком изменяется от нуля до значения, равного I_R2. Поскольку на этапе нарастания тока коллектора транзистор Т2 нагружен на низкое дифференциальное входное сопротивление насыщенного транзистора Т1 и на токозадающий резистор R3, транзистор Т2 открывается с постоянной времени, близкой к τ_hТ2, т. е. очень быстро.

Одновременно с нарастанием тока коллектора транзистора Т2 начинается процесс закрывания силового транзистора Т1. Как было показано выше, максимальный вклад в коммутационные потери вносит этап нарастания напряжения на коллекторе. Как видно из (2), время нарастания напряжения на коллекторе уменьшается с ростом запирающего тока базы. В отличие от прототипа, где имеет место пассивное запирание силового транзистора ключа за счет запирающего тока базы через шунтирующий резистор, в предлагаемом преобразователе запирающий ток базы значительно больше, поскольку он течет через низкое выходное сопротивление насыщенного управляющего транзистора, при этом время нарастания напряжения минимально. Благодаря этому уменьшаются коммутационные потери и повышается КПД.

В предлагаемом преобразователе отсутствуют свойственные прототипу скачкообразные пульсации выходного напряжения и перегрузки управляющего транзистора по току и рассеиваемой мощности. Кроме того, подключение токозадающего резистора к выходу преобразователя, а не как обычно к общей шине, одновременно уменьшает пульсации выходного напряжения и повышает КПД. (56) Ромаш Э. М. , Драбович Ю. И. , Юрченко Н. Н. и Шевченко П. Н. Высокочастотные транзисторные преобразователи. М. : Радио и связь, 1988, с. 11, рис. 1.4.

Заявка Японии N 62-12178, кл. H 02 M 3/155, 1989.

Формула изобретения

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ, содержащий включенные последовательно между входной и выходной клеммами преобразователя управляемый ключ, выполненный на силовом и управляющем транзисторах одинаковой структуры, и LCD-фильтр, а также модулятор, входом подключенный к выходу фильтра, а выходом - к управляющему входу ключа, причем эмиттер силового транзистора ключа подключен к входной клемме преобразователя, база-эмиттерный переход управляющего транзистора ключа шунтирован резистором и подключен к выходу модулятора через токоограничивающий резистор, отличающийся тем, что база-эмиттерный переход силового транзистора шунтирован управляющим транзистором и база через введенный токозадающий резистор подключена к выходу фильтра.

РИСУНКИ

Рисунок 1