Преобразователь интервала времени в постоянное напряжение

 

Изобретение относится к импульсной технике и может быть использовано в преобразователях цифра - аналог, в качестве демодулятора в устройствах магнитной записи информации и ее передачи в линиях связи с частотно-импульсным представлением данных, а также в моделях совместно с модулятором с линейно-изменяющимся напряжением. Цель изобретения - повышение точности преобразования при расширении диапазона изменения преобразуемых временных интервалов. Для достижения цели в предлагаемом устройстве, содержащем формирователь управляющих сигналов, канал формирования линейно изменяющегося напряжения, включающий источник эталонного напряжения, интегратор с время-задающей RC-целью, схему сброса и схему переключения режимов работы, а также схему формирования и считывания выходного сигнала, в формирователь управляющих сигналов введена схема компенсации временных искажений в виде двух параллельно связанных входами формирователей одиночных положительных импульсов с дифференциальной регулировкой длительности, выходами соединенных с логическим элементом 2ИЛИ - НЕ, при этом вход схемы компенсации временных искажений подключен к выходу формирователя скачкообразно изменяющегося напряжения, выход - к входу введенного формирователя положительных импульсов считывания малой длительности. Схема сброса, выполненная на двух электронных переключателях в виде динистора и тринистора, управляющий электрод которого является управляющим входом схемы сброса, связана со схемой переключения режимов работы, выполненной на биполярном транзисторе, коллектор которого соединен с выходом канала формирования линейно изменяющегося напряжения, с сигнальным входом схемы формирования и считывания выходного сигнала на электронном ключе. Последняя подключена к элементу аналоговой памяти и через повторитель с высокоомным входом и низкоомным выходом к выходной шине преобразователя. 2 ил.

Изобретение относится к импульсной технике и может быть использовано в системах с частотно-импульсным представлением информации (линии связи, в звуко- и видеозаписи, преобразователях типа "цифроаналог" (ЦАП).

Известно устройство [1] - преобразователь интервала времени в виде периода следования импульсов в постоянное напряжение, содержащее три счетных триггера, источник разнополярного эталонного напряжения, два электронных переключателя, два интегратора, два инвертора, шесть электронных ключей, два формирователя импульсов малой длительности и аналоговый сумматор.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату к изобретению является устройство [2] , содержащее источник эталонного напряжения, шину нулевого потенциала, формирователь управляющих сигналов, три электронных переключателя, два интегратора со схемами сброса. Функционально эти компоненты можно объединить в формирователь управляющих сигналов, два канала формирования линейно изменяющегося напряжения с общим источником эталонного напряжения, два элемента аналоговой памяти с общей шиной нулевого потенциала, две схемы сброса интеграторов каналов, две схемы переключения режимов их работы, схему формирования и считывания выходного сигнала.

Цель изобретения - повышение точности преобразования при расширении диапазона изменения временных интервалов.

На фиг. 1 изображена схема преобразователя интервала времени в постоянное напряжение; на фиг. 2 - временные диаграммы его работы.

Преобразователь интервала времени в постоянное напряжение содержит входную шину 1 преобразуемого сигнала Т_х, выходную шину 2 выработанного постоянного напряжения U_x, формирователь 3 управляющих сигналов, канал 4 формирования линейно изменяющегося напряжения, схему 5 формирования и считывания выходного сигнала, элемент 6 аналоговой памяти с повторителем 7 с высокоомным входом и низкоомным выходом.

Формирователь 3 управляющих сигналов, вырабатывающий два управляющих сигнала считывания и сброса в виде положительных импульсов малой длительности с частотой повторения 1/Т_х, состоит из формирователя 8 скачкообразно изменяющегося сигнала в виде порогового устройства с релейной характеристикой, входом подключенного к входной шине 1, выходом - к входу схемы компенсации временных искажений, состоящей из двух формирователей 9, 10 положительных одиночных импульсов с дифференциальной регулировкой длительности и параллельными входами, и логического элемента 2ИЛИ-НЕ 11, входами подключенного к выходам формирователей 9, 10, выходом - к входу формирователя 12 импульсов считывания, выходом соединенного с управляющим входом схемы 5 формирования и считывания выходного сигнала и входом формирователя 13 импульсов сброса.

Канал 4 формирования линейно изменяющегося напряжения содержит источник 14 эталонного напряжения, интегратор с RC-цепью 15, 16 на операционном усилителе 17, неинвертирующим входом подключенном к шине нулевого потенциала, а инвертирующим - непосредственно к первой обкладке конденсатора 16 и через резистор 15 к "+" источника 14 эталонного напряжения, выходом соединенном непосредственно с сигнальным входом схемы 5 формирования и считывания выходного сигнала и через схему переключения режимов работы в виде биполярного транзистора 18 с второй обкладкой конденсатора 16. Схема сброса интегратора канала 4 состоит из двух электронных переключателей в виде тринистора 19 с катодом управления и динистора 20, анодом подключенного непосредственно к первой обкладке конденсатора 16, а катодом - к шине нулевого потенциала. Управляющими входами схемы сброса и схемы переключения режимов работы канала 4 являются соединенные параллельно управляющий электрод тринистора 19 и база биполярного транзистора 18, подключенная к выходу формирователя 13 импульсов сброса, связанного через резистор 21 с "-" источника разнополярного стабилизированного напряжения, с "+" которого соединен анод тринистора 19.

Преобразователь интервала времени Т_х в постоянное напряжение U_xработает следующим образом.

Аналоговый измеряемый сигнал U₁ (фиг. 2) с входной шины 1 поступает на вход формирователя 8 скачкообразно изменяющегося двухуровневого (цифрового, П-импульсного) сигнала. Интервалы времени Т_х+(-) между скачками (фронтами и срезами) сформированного цифрового сигнала U₂₂ должны быть равны интервалам времени Т_х+(-) между соответствующими моментами перехода через ноль входного сигнала U₁. Однако, как отмечалось выше, длительности сформированных П-импульсов не совпадают с соответствующими первичными интервалами Тх_+(-) аналогового сигнала U₁.

При использовании, в частности, интегрального компаратора напряжения 554САЗА с эмиттерной нагрузкой положительные П-импульсы удлиняются, а отрицательные укорачиваются (на 300 нс и более).

Для компенсации этих временных (фазовых) искажений в составе формирователя 3 управляющих сигналов предусмотрена схема компенсации временных искажений. Суть компенсации сводится к введению регулируемых дополнительных временных задержек в соответствии с принципом скачок цифрового сигнала, имеющий меньшее временное запаздывание (в нашем случае положительный), должен быть задержан на большую временную задержку, чем отрицательный таким образом, чтобы суммарная задержка (и в формирователе цифрового сигнала, и в схеме компенсации) скачков обеих полярностей стала одинаковой. В результате временные интервалы между срезами выходных импульсов схемы компенсации U₂₅ соответствуют исходным интервалам Т_х+(-).

Сформированный цифровой сигнал U₂₂, имеющий временные (фазовые) искажения, поступает на входы формирователей 9, 10 положительных одиночных импульсов U₂₃, U₂₄ с дифференциальной регулировкой длительности τ₉, τ₁₀. Формирователь 9 запускается положительными перепадами цифрового сигнала U₂₂, формиpователь 10 - отрицательными. Изменяя с помощью дифференциальной регулировки длительности τ₉, τ₁₀положительных импульсов U₂₃, U₂₄, добиваются восстановления исходных интервалов Т_х+(-) между их срезами. Это обеспечивает исходные интервалы Т_х+(-) между срезами выходных отрицательных импульсов U₂₅ схемы компенсации, вырабатываемых логическим элементом 2ИЛИ-НЕ 11. Эти срезы, будучи положительными перепадами, запускают с удвоенной частотой 1/Т_х формирователь 12 положительных импульсов считывания U₂₆ малой длительности, управляющих схемой 5 формирования и считывания выходного сигнала на электронном плече и запускающих формирователь 13 положительных импульсов сброса U₂₇, управляющий схемой сброса на тринисторе 19 и динисторе 20 и схемой переключения режимов работы на биполярном транзисторе 18.

Поскольку электронный ключ 5 должен успеть выключиться до выработки импульса сброса U₂₇ по окончании импульса считывания U₂₆, а время выключения ключа τ_кл^выкл изменяется в широких пределах в зависимости от типа ключа (от десятков наносекунд у ключей КТ до сотен наносекунд у ключей КН), то формирователь 13 импульсов сброса должен импульсы сброса U₂₇, вырабатывать с соответствующей задержкой t_кл^выкл.

В исходном состоянии интегратора 17 канала 4 напряжение на его инвертирующем входе положительное (эталонное напряжение U_эт > 0), а выходное напряжение предельно отрицательное U_вых^(-) (напряжение отрицательного уровня), биполярный транзистор 18 отперт (-U_ст > U_вых^(-)), тринистор 19 заперт. Открытый ключ на биполярном транзисторе 18 подключает вторую обкладку конденсатора 16 к выходной шине усилителя 17, уравнивая их потенциалы.

При появлении входного аналогового сигнала U₁ на шине 1 формирователем 3 управляющих сигналов вырабатываются сначала первый управляющий импульс считывания, затем, спустя интервал времени t_кл^выкл(время выключения ключа 5), второй и последний управляющий импульс - импульс сброса U₂₇. Оба эти импульса отличаются положительной полярностью и малой длительностью (по сравнению с преобразуемыми интервалами Т_х).

Импульс считывания замыкает электронный ключ 5 и подключает элемент 6 аналоговой памяти на конденсаторе к низкоомному выходу усилителя 17. Благодаря малой постоянной времени R_{вых оy} х С₆ цепи выход усилителя 17 - конденсатор 6 на последнем практически мгновенно устанавливается напряжение, равное выходному напряжению усилителя 17 (в данном случае U_вых^(-)). После этого импульс считывания малой длительности заканчивается и электронный ключ 5 размыкается. В итоге, во-первых, на конденсаторе 6 устанавливается мгновенное значение выходного напряжения усилителя 17; во-вторых, конденсатор 6 по окончании импульса считывания малой длительности оказывается подключенным к двум цепям с мегаомными сопротивлениями (к запертому ключу 5 и входу повторителя 7 с высокоомным выходом). Поэтому до следующего импульса считывания во всех случаях изменение напряжения на конденсаторе 6 не происходит, что, во-первых, дает основание называть таким образом включенный конденсатор 16 аналоговым элементом памяти, во-вторых, получать на выходной шине 2 преобразователя ступенчатую аппроксимацию сигнала на входе преобразователя напряжение - интервал времени с исключенными динамическими погрешностями преобразования, в-третьих, называть электронный ключ 5 схемой формирования и считывания выходного сигнала U₂ преобразователя из выходного напряжения U₂₈ канала 4 формирования линейно изменяющегося напряжения.

После того, как электронный ключ 5 выключится (спустя t_кл^выклпосле импульса считывания), вырабатывается, как отмечалось выше, импульс сброса U₂₇ малой длительности τ_сбр.. Этот импульс поджигает электронный ключ схемы переключения тринистора 19 и одновременно запирает электронный ключ схемы переключения режимов работы канал 4 на биполярном транзисторе 18. Вследствие этого потенциал второй обкладки конденсатора 16 RC-цепи интегратора канала 4 скачком возрастает от наибольшего по величине отрицательного U_вых ^(-)< 0 до максимального положительного (+U_ст) - U_{тир.ост} > 0, где U_{тир.ост} - остаточное падение напряжения на открытом тринисторе 19. Этот наибольший положительный перепад напряжения, равный ΔU⁽⁺⁾ = (+U_ст) - U_{тир.ост}- U_вых^(-)> 0, пройдя через конденсатор 16, открывает по аноду второй электронный ключ схемы сброса на динисторе 20 и обеспечивает как практически мгновенный заряд конденсатора 16 (время заряда измеряется десятками наносекунд), так и положительную полярность входного сигнала усилителя 17. При этом, во-первых, смещение, возникающее между управляющим электродом тринистора 19 и его катодом, является запирающим для биполярного транзистора 18 (схемы переключения режимов работы канала 4), во-вторых, выходное напряжение усилителя 17 всегда предельно отрицательно U_вых^(-).

По окончании положительного импульса сброса U₂₇ тринистор 19 запирается. К этому времени конденсатор 16 заряжается и ток заряда (тринистора 19) равен нулю, а ключ на транзисторе 18 отпирается: на его базу подается через резистор 21 напряжение -U_ст при потенциале эмиттера ϕ_э = (+U_ст)- U_{тир.ост} > 0 и потенциале коллектора ϕ_к= U_вых^(-) < 0.

Возникающее в открытом транзисторе 18 смещение между базой и эмиттером является запирающим для тринистора 19. Поэтому совместное открытое состояние биполярного транзистора 18 и тринистора 19 невозможно, что позволяет объединить управляющие входы схем сброса и переключения режимов работы канала 4 и, тем самым уменьшить число управляющих сигналов до двух в отличие от остальных преобразователей интервала времени в постоянное напряжение.

После того, как ключ 18 откроется, происходит подключение второй обкладки конденсатора 16 с потенциалом ϕ_э = (+U_ст) -U_{тир.ост} > 0 к выходной шине усилителя 17 с потенциалом U_вых^(-) < 0. Возникающий при этом отрицательный перепад напряжения изменяет полярность входного сигнала усилителя 17 на отрицательную, и через время задержки включения t_оу^вкл напряжение U₂₈ на выходе усилителя 17 скачком изменяется от U_вых^(-) до U_вых⁽⁺⁾. После этого усилитель 17 оказывается включенным в цепь разряда конденсатора 16 в качестве глубокой отрицательной обратной связи по току. Вследствие этого напряжение U₂₈ начинает изменяться по линейному закону U₂₈(t)= U⁽⁺⁾_вых-(U_эт/R₁₅C₁₆)t-(t^вык_кл5^л+t^выкл_оу17) , где время отсчитывается от предыдущего импульса считывания.

Суммарное время задержки выключения ключа 5, включения усилителя 17, экспериментально измеренное, приблизительно равно τ_зад≈2 мкс. Причем время t_кл5^выкл = (200-300) нс.

Отсюда U₂₈(t)≈ U⁽⁺⁾_вых-(U_эт/R₁₅C₁₆)(T_x-t^вкл_оу17).

Спустя преобразуемый интервал времени Т_х, формирователь 3 управляющих сигналов вырабатывает очередной импульс считывания U₂₆ малой длительности, который осуществляет считывание и запись в элемент 6 аналоговой памяти на конденсаторе мгновенного значения выходного напряжения U₂₈(t) канала 4 на момент t = T_x: U₂₈(T_x)≈ U⁽⁺⁾_вых-(U_эт/R₁₅C₁₆)(T_x-t^вкл_оу17)= U_x.

Наконец, спустя время задержки t_кл5^выкл, формирователь 3 управляющих сигналов вырабатывает второй и последний управляющий импульс - импульс сброса малой длительности U₂₇, который вновь запирает схему переключения режимов работы на биполярном транзисторе 18 и открывает тринистор 19, вышеописанные процессы повторяются.

Поскольку схема формирования линейно изменяющегося напряжения одноканальна, то очевидно, что величина t_оу17^вкл не изменяется от импульса сброса к импульсу сброса, как не изменяются и параметры время-задающей RC-цепи интегратора канала 4.

Исходя из изложенного схема предлагаемого преобразователя имеет следующие особенности: одноканальную схему построения, включающую один канал формирования линейно изменяющегося напряжения с одной схемой сброса и одной схемой переключения режимов работы, а также одним источником эталонного напряжения U_эт > 0; использование в качестве схемы формирования и считывания выходного сигнала электронного переключателя, состоящего из одного электронного ключа, открываемого на время, равное малой длительности импульса считывания (τ_счит<< Т_х), один раз за интервал Т_х, т. е. с удвоенной частотой по отношению к частоте входного аналогового сигнала; использование интегратора единственного канала в двух чередующихся режимах: генерирования линейно изменяющегося напряжения и сброса; разделение функций генерирования линейно изменяющегося напряжения и аналоговой памяти между интегратором канала и элементом аналоговой памяти на конденсаторе с повторителем с высокоомным входом и низкоомным выходом; установку при сбросе максимально возможных условий; сброс интегратора канала один раз за один преобразуемый интервал Т_х (с удвоенной частотой по отношению к частоте входного аналогового сигнала); использование в составе формирователя управляющих сигналов формирователя скачкообразно изменяющегося напряжения со схемой компенсации временных искажений и одного формирователя импульсов сброса малой длительности; отсутствие временных искажений у преобразуемых интервалов времени по сравнению с соответствующими интервалами Т_х+(-)(Т_х+(-) = Т_х+(-)), где Т_х+(-) - интервал времени, когда выходной аналоговый сигнал положителен (отрицателен); использование для управления работой преобразователя всего двух управляющих сигналов малой длительности, импульса считывания и импульса сброса; использование для формирования выходного постоянного напряжения не только положительной, но и отрицательной части диапазона изменения выходного напряжения операционного усилителя интегратора канала.

Отсюда следует, что заявляемый преобразователь может как и устройство-прототип преобразовывать и постоянные, и переменные интервалы времени, имеет более простую одноканальную электрическую схему по сравнению со всеми двухканальными преобразователями интервалов времени в постоянное напряжение и обеспечивает такую же, как у прототипа удвоенную частоту преобразования. При этом устранены недостатки, присущие всем двухканальным преобразователям. При преобразовании интервалов времени в постоянное напряжение отсутствуют составляющие динамических погрешностей преобразования и порождаемые ими помехи (шумы преобразования) в выходном сигнале, обусловленные двухканальными схемами преобразователей, остаточным дисбалансом каналов формирования линейно изменяющихся напряжений, длительностей импульсов сброса и схем сброса. Легко устранимы с помощью схемы компенсации временных искажений составляющие динамические погрешности преобразования и порождаемые ими помехи (шумы преобразования) в выходном сигнале, обусловленные временными искажениями при формировании скачкообразно изменяющегося напряжения (П-импульсов).

Преобразователь характеризуется высоким коэффициентом использования диапазона изменения выходного напряжения интегратора канала 0,5 < ε_u= (U_хмакс - U_хмин)(U_вых⁽⁺⁾ - U_вых^(-)) < 1, как следствие, обладает расширенным рабочим диапазоном изменения преобразуемых интервалов времени: 0 < T_x < 1 ^. RC (U_вых⁽⁺⁾ - U_вых^(-))U_эт, а также возможностью изменения крутизны преобразования, соответствующей скорости изменения линейно изменяющегося напряжения U₂₈(t): S = UT_x = URC = (U₂₈¹ (t)_t) , за счет изменения сопротивления 15 в RC-цепи интегратора канала без каких-либо последующих регулировок, что дает возможность согласования сигнала на входе преобразователей напряжение-интервал времени (с аналогичным каналом формирования линейно изменяющегося напряжения) с выходным сигналом преобразователей интервал времени - постоянное напряжение. Просты настройка и регулировка схемы преобразователя, сводящиеся к компенсации временных искажений в формирователе скачкообразно изменяющегося напряжения с помощью дифференциальной регулировки длительностей импульсов, вырабатываемых формирователями 9, 10 схемы компенсации временных искажений, по исчезновению шумов преобразования в выходном сигнале при визуальном контроле его по осциллограмме. (56) 1. Авторское свидетельство СССР N 782143, кл. Н 03 К 9/06, 1979.

2. Авторское свидетельство СССР N 1427569, кл. Н 03 М 1/50, 1985.

Формула изобретения

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ИНТЕРВАЛА ВРЕМЕНИ В ПОСТОЯННОЕ НАПРЯЖЕНИЕ, содержащий формирователь управляющих сигналов, вход которого является входной шиной, а первый и второй выходы соединены с управляющими входами соответственно канала формирования линейно изменяющегося напряжения и схемы формирования и считывания выходного сигнала, информационный вход которой соединен с выходом канала формирования линейно изменяющегося напряжения, содержащего источник эталонного напряжения, схему переключения режимов и интегратор со схемой сброса, выход которого является выходом канала линейно изменяющегося напряжения, управляющим входом которого является управляющий вход интегратора со схемой сброса, отличающийся тем, что, с целью повышения точности преобразования при расширении диапазона изменения временных интервалов, в него введены элемент аналоговой памяти и повторитель с высокоомным входом и низкоомным выходом, выход которого является выходной шиной, а вход соединен с выходом элемента аналоговой памяти, вход которого соединен с выходом схемы формирования и считывания выходного сигнала, при этом формирователь управляющих сигналов выполнен на формирователе скачкообразно изменяющегося напряжения, формирователе импульсов сброса малой длительности, формирователе положительных импульсов считывания малой длительности и схеме компенсации временных искажений, содержащей элемент 2ИЛИ - НЕ и два формирователя одиночных положительных импульсов с дифференциальной регулировкой длительности, входы которых объединены и соединены с выходом формирователя скачкообразно изменяющегося напряжения, вход которого является входом формирователя управляющих сигналов, а выходы формирователей одиночных положительных импульсов с дифференциальной регулировкой длительности соединены с соответствующими входами элемента 2ИЛИ - НЕ, выход которого соединен с входом формирователя положительных импульсов считывания малой длительности, выход которого соединен с входом формирователя импульсов сброса, выход которого и выход формирователя положительных импульсов считывания малой длительности являются соответственно первым и вторым выходами формирователя управляющих сигналов, причем в канал формирования линейно изменяющегося напряжения введены источник стабилизированного напряжения и резистор с постоянным сопротивлением, схема переключения режимов работы выполнена на транзисторе, интегратор со схемой сброса выполнен на операционном усилителе, конденсаторе, резисторе с переменным сопротивлением, динисторе и тринисторе, управляющий электрод которого и база транзистора соединены с первым выводом резистора с постоянным сопротивлением и является входом управления интегратора со схемой сброса, второй вывод резистора с постоянным сопротивлением и анод тринистора соединены с соответствующими выводами источника разнополярного стабилизированного напряжения, а катод тринистора и эмиттер транзистора соединены с первым выводом конденсатора, второй вывод которого объединен с анодом динистора, первым и вторым выводами резистора с переменным сопротивлением и подключен к инвертирующему входу операционного усилителя, неинвертирующий вход которого является шиной нулевого потенциала, а выход, объединенный с коллектором транзистора, является выходом интегратора со схемой сброса, причем катод динистора является шиной нулевого потенциала, а третий вывод резистора с переменным сопротивлением соединен с выходом источника эталонного напряжения.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2