Способ оптимального обнаружения импульсных сигналов с немодулированной несущей частотой

 

Использование: радиотехника, радиолокация, для обнаружения сигналов в условиях воздействия помех, особенно флюктуационных. Сущность изобретения: способ заключается в том, что принимают сигнал, обеспечивая при этом избыточную полосу пропускания ΔF приемника по сравнению с шириной основного спектра импульсного сигнала длительностью τ_и, где ΔF больше или равно 10/τ_и, принятый сигнал задерживают на время τ_к=τ_и, при выполнении условия f_сτ_к= d1/2 , где d - целое число; f_с - несущая частота сигнала, суммируют незадержанный и задержанный сигнал с последующей фильтрацией в квазиоптимальном фильтре, полоса пропускания ΔF_к которого удовлетворяет условию ΔF_к много меньше 1/τ_и, а центральная частота f_р=f_с, выделяют огибающую, сравнивают с пороговым уровнем и по превышении порогового уровня обнаруживают сигнал. Цель изобретения - повышение помехоустойчивости. 3 ил.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в радиолокации и в некоторых других системах радиосвязи для обнаружения сигналов в условиях воздействия помех, особенно флюктуационных.

Цель изобретения повышение помехозащищености.

На фиг.1 приведена амплитудно-частотная характеристика оптимального фильтра (правая ветвь); на фиг.2 правая ветвь спектральной плотности шума; на фиг.3 структурная электрическая схема устройства, реализующего способ.

Устройство, реализующее способ, содержит усилитель промежуточной частоты (УПЧ) приемника 1, устройство задержки на интервал τ_к τ_и 2, усилитель, компенсирующий потери в устройстве задержки 3, сумматор 4, усилитель, нагруженный на квазиоптимальный фильтр 5, усилитель 6, детектор 7, решающее (пороговое) устройство 8, формирователь управляющих "обнулением" импульсов 9, устройство "обнуления" выходных цепей усилителей (5 и 6) 10.

Предлагаемый способ заключается в следующем.

Известно, что способы оптимального обнаружения импульсных сигналов основаны на операциях согласованной со спектром сигнала линейной фильтрации или той или иной корреляционной обработки. В результате этих операций обеспечивается наибольшее отношение сигнал/шум (ОСШ), а отсюда наилучшее качество обнаружения сигнала по тому или иному вероятностному критерию.

Согласно известным теоретическим положениям этот оптимальный результат в линейной системе приемника полностью определяется достигаемым наивысшим ОСШ или энергетическим параметром процесса сигнал плюс флюктуационная помеха (шум), подвергающего оптимальной обработке, q²= , (1) где Е энергия входного сигнала; N_o const спектральная плотность (СП) шумовой помехи (односторонняя). При случайной амплитуде входного сигнала величины Е и q² носят усредненный характер. Выражение (1) по сути соответствует ОСШ ρ (2) в полосе пропускания приемника ΔF ; P_m 2Р пиковая мощность сигнала. В случае пассивной помехи отношение типа ρ на выходе резко повышается за счет обработки сигнала и помехи методами "сжатия" и СДЦ, но, естественно, зависит от уровня мощности этой помехи σ_п² на входе (подавление помехи ограничено некоторой величиной К_п).

В современных условиях все возрастающих уровней помех все труднее обеспечить требуемую величину параметра q². По сути в ряде применений технических возможности уже ограничены из-за невозможности создания передатчиков и антенно-фидерных трактов на большой уровень энергии и тем более пиковой мощности, габаритно-весовых ограничений и т.д. Поэтому повышение помехозащенности (ПЗ) за счет более эффективной обработки сигналов при их обнаружении является актуальным и целесообразным. Причем не только для преодоления указанных ограничений, но и в экономическом смысле (снижение стоимости, габаритов, мощности потребления и т.п.).

Цель изобретения достигается введением дополнительных операций обработки сигнала при его обнаружении, основная часть которых составляет так называемое антикогерентное расширение принятого импульсного сигнала длительностью τ_и и соответствующая оптимальная (квазиоптимальная) фильтрация 1-го импульса совокупности расширенного в ν-кратное число раз входного сигнала. При этом обеспечиваются относительно более высокие требования к стабильности несущей частоты сигнала, что в конечном итоге компенсируется повышенной защищенностью к узкополосной и гармонической помехам.

В приемном тракте, включая УПЧ, обеспечивают избыточную полосу пропускания ΔF, исключающую существенные искажения принимаемого сигнала. Достаточно иметь ΔF ≳ (3) Этот избыток полосы (по сравнению с оценочной шириной спектра входного сигнала) необходим для последующего четкого формирования импульсного сигнала увеличенной длительности. На результирующую полосу линейной части приемника этот "излишек" не влияет, так как в оконечной части КФ (или оптимальный фильтр ОФ) обеспечивается полоса ΔF_к< ΔF_ос= 2ΔF_c= 2 < ΔF, (4) где ΔF_ос основной спектр ВЧ импульсного сигнала с прямоугольной огибающей (соответствует главному лепестку спектра); ΔF_c оценочный спектр импульсного сигнала.

Рассмотрим двукратное расширение сигнала (ν 2) с формированием двух следующих друг за другом импульсов одинаковой длительности. При этом начальная фаза второго импульса должна отличаться от конечной фазы первого на ϑ π. Именно в этом заключается "антикогерентность" 2-го импульса по отношению к 1-му. При условии сдвига по времени между ними на τ_к τ_и и равенстве целому числу d f_c ˙ τ_к d (5) где f_c несущая частота сигнала, на стыке между импульсами не происходит скачок фазы (ϑ 0), так как в пределах τ_и τ_к укладывается целое число волн частоты f_о. Поэтому для выполнения поставленной задачи формирования в 2 раза расширенного антикогерентного сигнала при выполнении условия (5) необходимы операции: 1) задержка исходного импульса длительностью τ_и и на величину τ_к= τ_и;
2) сложение исходного импульса с задержанным с инверсией с помощью инвертора в цепи задержанного импульса и сумматора.

Т.е. задержка и вычитание.

Тот же результат формирования расширенного антикогерентного сигнала достигается без применения операции инверсии при несущей частоте сигнала, удовлетворяющей условию
f_c·τ_к= d ± . (6)
Поскольку последний вариант несколько проще, следует его считать основным.

Для определения ОСШ необходимо знание СП шума (помехи) после отмеченных операций. По форме СП на основании существующей теории оптимальной линейной фильтрации можно выбрать АЧХ ОФ или КФ. Однако в данном предложении подход к такому выбору получил существенное развитие, принципиально отличающееся от традиционного.

При операции задержки на τ_к и сложения (см. выше) образуется СП шума (помехи) на выходе сумматора, равная
n_η(ω) 4n_ζ(ω)·cos 4N_ocos (7)
Здесь n_ζ(ω) СП входного случайного стационарного процесса (помехи) ζ(t), равная в данном случае N_o cosnt. Результат (7), естественно, подтверждается экспериментально. Квадрат амплитудного спектра сигнала S(i ω), после тех же операций на выходе сумматоре также изменится по закону 4cos, что нетрудно показать. В общем это объясняется тем, что устройство задержки и сумматор, составляющие гребенчатый фильтр, в одинаковой степени преобразуют спектры сигнала и помехи. Поэтому и считается, что известное максимальное ОСШ ρ_т при линейной оптимальной (согласованной) фильтрации не ухудшается никаким другим фильтром по сравнению с ОФ (СФ)
ρ_т= (8)
Здесь S(iω) спектр исходного сигнала, в этом случае величина ρ_тсоответствует традиционной оптимальной фильтрации;
n'(ω) двухсторонняя СП на входе.

Действительно, при умножении под интегралом числителя и знаменателя на K(iω) результат не меняется. При этом, естественно, речь идет об ОСШ на выходе сумматора для вновь образованного сложного сигнала, состоящего в данном случае из двух идентичных по форме импульсов, но с противоположными фазами (ϑ π) на стыке при τ_и τ_к.

Возникает вопрос, почему для оптимального обнаружения нужно обязательно учитывать именно совокупность этих двух раздельно существующих импульсов на выходе сумматора? Ведь фильтр в цепи выделения сигнала (КФ, ОФ) "не знает", что вслед за 1-м импульсом последует 2-й импульс. К моменту конца 1-го импульса (τ_к τ_и) на выходе будет максимальное напряжение, соответствующее согласованию фильтра с параметрами 1-го импульса. Это, кстати, четко следует из прямого физически четкого метода определения выходного напряжения фильтра метода интеграла Дюамеля, даже если учитывать всю последовательность обоих импульсов. Спектральный метод как математический прием, как раз это не выявляет, поскольку учитывает весь сложный сигнал в целом, не по частям, да к тому же, как правило, намного сложнее. Впрочем, если он применен корректно, не ограничен общими рассуждениями о спектре сигнала и полосе фильтра, т.е. доведен до определения временной функции U_вых(t), то картина прохождения сложного сигнала на выход фильтра должна быть такой же, что и при методике интеграла Дюамеля. Главное же то, что при принятом спектральном подходе упускается возможность определения оптимального ОСШ для моментов времени существования каждого из элементарных импульсов сложного сигнала, что соответствует принципу суперпозиции.

Определив пиковое напряжение (U_mк) за счет 1-го импульса, вполне можно судить о возможностях и особенностях последующего обнаружения. При этом действие 2-го импульса (противофазного) вряд ли способствует получению в пределах 2-го импульса (τ_к.2 τ_к) большего пика, чем в пределах 1-го импульса, так как из-за противофазности 2-го импульса затухающие свободные колебания после 1-го в определенной степени гасятся (для фильтра типа резонансного LC-контура это точно следует, если частота сигнала равна резонансной частоте фильтра). В общем будем полагать, что пик выходного сигнала фильтра определяется 1-м импульсом и не зависит от последующего антикогерентного импульса, что соответствует расчетам и эксперименту.

Что касается СП шума (помехи), то она (7), определенная введенными операциями, действует в любой момент, в течение которого действует процесс ζ(t) с учетом задержек. Т.е. (7) безусловно справедливо при стационарных помехах.

На основании изложенного определим ОСШ ρ и АЧХ ОФ применительно к 1-му импульсу на выходе сумматора и шуму (7) согласно общему выражению (8)
π · :4cos²ωτ_и/2dω
· :2N_osin²ωʹτ_и/2dωʹ (9)
· dx C- ∞ Здесь ω ω_к ω'; так как f_c τ_к=d, то cos² ω' τ_и/2 sin² ω'τ_и/2; dωʹ dx· ; τ_и τ_к.

Результат (9) неожиданный и лишь теоретический. Главное ограничение нереализуемость ОФ с бесконечным усилением на отдельных частотах, да и шумы цепей сумматора и последующих цепей в принципе могут снизить эффект. Физический смысл результата (9) станет более понятным при применении КФ.

АЧХ ОФ определяется согласно выражению
K_оф(iω) C·l , (10) где S*(i ω) комплексно-сопряженный спектр сигнала;
t_o момент возникновения максимального напряжения на выходе ОФ (в данном случае t_o τ_и).

Модуль АЧХ ОФ равен
K_оф(iω) C · :2N_osin²ωʹτ_и/2
C C (10a)
Вид правой ветви этой АЧХ при С₁ 1 показан на фиг.1 в пределах Х 0.π. На частотах f 0, ± усиление теоретически должно быть бесконечным, что нереально. Для КФ практическое значение имеет полоса в области f' 0.

Рассмотрим традиционный КФ с прямоугольной формой АЧХ. Его центральная частота настройки совпадает с частотой сигнала f_c и центральной частотой полосы шума f' 0, удовлетворяющей (6). Правая ветвь СП шума (7) показана на фиг.2, где f' f f_c. При этом зависимость СП от f' принимает вид
n (f') 4N_o sin² π f' τ_к (11) Пунктиром показана правая граница КФ, полоса которого равна
ΔF_к= βΔF_к1; ΔF_к1= (12)
ОСШ определяется как
ρ_п= U_m· S_i :2n_η(fʹ)dfʹ (13)
Здесь максимальная амплитуда сигнала на выходе КФ зависит от величин ΔF_к, τ_и, так как
Z πΔF_к·τ_и= πβΔF_к1τ πβ (14) (величина Si табулирована). В (13) n_η (f') определяется (11) при плотности N_o как мощности на 1 Гц полосы. Из физических соображений и смысла вида АЧХ ОФ наибольшие значения ОTШ будут в области ΔF_к_→ 0. Для малых аргументов z имеем
S_i ≈ Поэтому
ρ_п= U_m· · :2·4Nsin²πfʹτ_иdf
(U_mβ)²: in²xdx (U_mβ)²: (15)
· q Здесь U_m² τ_и 2Е. В пределе
m= mq² ∞,(16) что соответствует ρ согласно (9) для ОФ. Повышение 1 достигается при весьма малых значениях β, т.е. рабочих полос КФ ΔF_к= , например, при β= 0,01, ρ_п q² 30,4.

Известный КФ при n(f') N_o имеет полосу
ΔF_опт= (17)
При этом U_mк 1,062 U_m и
ρ_o= (1,062U_m)²: N_o· 0,82 0,82q² (18) что на 0,85 дБ ниже оптимального значения ОСШ ρ_т.

Таким образом, принимая соответственно малую величину β достигается ρ_п > ρ_т, тем более ρ_п>ρ_о.

Следует отметить, что при малых значениях ΔF_к ˙ τ_и=β напряжение на выходе КФ практически пропорционально амплитуде входного напряжения U_m лишь для ограниченных типов КФ например, для рассмотренного идеального, одно- и двухкаскадного типа резонансного LC-контура, однокаскадного на связанных LC-контурах (при двухгорбности с относительным уровнем впадины 0,7 и при критической связи), что следует из рассчитанных кривых установления напряжения на выходе КФ. В случае реальных типов КФ при многокаскадности и малых β выходные уровни сигнала (и шума) нелинейно зависят от входных уровней, и вопрос уменьшения роста ОСШ требует особых исследований. В общем при применении реальных типов КФ требуется расчет величины ОСШ, учитывающий их АЧХ.

Поскольку в качестве КФ используются относительно узкополосные фильтры, то, естественно, возникает вопрос о высокой частотной селективности (ЧС). В данном случае используется режим малых значений β ΔF_к ˙ τ_и. В этом режиме, несколько известно, сохраняется ЧС при применении фильтров типа резонансного LC-контура, так как амплитуда устанавливающегося напряжения на выходе пропорциональна множителю 1/, где α затухание контура; Δω расстройка частоты сигнала ω_сотносительно резонансной частоты контура ω_р. ЧС многоконтурных фильтров, как известно, в полной мере проявляется при β 0,5.

Так как АЧХ простого кварцевого фильтра практически эквивалента АЧХ одиночного LC-контура (в отдельных применениях, естественно, могут быть использованы КФ типа резонансных LC-контуров), то с помощью такого КФ можно ожидать достижение относительно большого усиления на частоте ω_c ω_p и близости АЧХ к основной области АЧХ ОФ на частоте f'=0 при f_c, соответствующей условию (6) (фиг.1). Это обусловит высокое ОСШ (ρ_к > ρ_т).

Получение роста ОСШ (ρ_п > ρ_т) возможно и при формировании многопарной последовательности примыкающих друг к другу антикогерентных сигналов (ν>2) и выборе частоты сигнала f_c согласно (6). Однако исследование этой возможности показало ее относительно меньшую эффективность, чем при ν= 2 (по значению величины ρ_п при той же величине ΔF_к). Поэтому случай ν> 2 не рассматривается.

С выхода УПЧ приемника 1, полоса пропускания ΔF которого (как и последующих цепей 2, 3 и 4) соответствует условию (3), рабочий импульсный сигнал длительностью τ_и на промежуточной частоте f_кпоступает на устройство задержки 2 и сумматор 4. Устройство задержки, практически не искажая импульсный сигнал, задерживает его на время τ_к τ_и. Величина τ_к и частота сигнала f_cдолжны удовлетворять условию (6). В этом случае поступающий на сумматор 4 задержанный ВЧ импульс будет отличаться по начальной фазе от фазы конца незадержанного импульса на ϑ=π.

Стабильность задержки и частоты f_c определяет точность совмещения частоты сигнала с центром шумовой "ямы" СП шума (7). Так, если τ_и τ_к 10^-6 с, то ширина между гребням этой СП Δf_г= ΔF_к1 1/τ_к 10⁶ Гц. При β= ΔF_к τ_и 0,01, т.е. при ΔF_к β ΔF_к1 10⁴ Гц стабильность и точность задержки τ_к и частоты f_c 5 ˙ 10^-5 соответствует 5·10^-5. Изменение частоты Δf_с 50 Гц и частоты центра "ямы" СП шума на 5·10 25 Гц весьма незначительны по отношению к полосе КФ ΔF_к=10⁴ Гц, что практически не повлияет на эффективность достижимую величину ОСШ. Величин 5 ˙ 10^-5 легко достижима при кварцевой стабилизации частоты f_c (на всех этапах) и при применении в устройстве задержки ультразвуковой ЛЗ на кварце. Требование к стабильности может быть снижено, так как реальная избирательность КФ при β<< 1 остается на уровне полосы порядка 1/τ_и. Термостабилизация не требуется при установочной точности и температурном коэффициенте 10^-6.

В цепи суммирования задержанного импульса для компенсации потерь в УЛЗ используется усилитель 3 (неинвертирующий). Следует отметить, что регулировка усиления этого усилителя (не инвертирующего фазу сигнала) предназначена выравнивать интенсивности ζ (t) и ζ (t- τ_к), чтобы правильно (с "нулем") сформировать СП n (ω) (7)
С выхода сумматора 4 пара антикогерентных импульсов поступает на усилитель 5, нагруженный на КФ. Полоса пропускания КФ ΔF_к в общем выбирается из требуемого отношения β ΔF_к: ΔF_к·τ_и для обеспечения нужного значения ОСШ с учетом конкретного вида АЧХ КФ. Тип КФ должен удовлетворять требованию пропорциональности амплитуды выходного напряжения при малых β U_mвых U_m ˙ A ˙ ΔF_к ˙ τ_и, где А коэффициент пропорциональности. Если в качестве КФ используется простой кварцевый резонатор (работающий на основной гармонике), то, как известно, номинал частоты f_c ≅ 9.10 МГц. Применение кварца гарантирует высокую стабильность его резонансной частоты f_p f_c, что важно ввиду малости полосы ΔF_к << f _c. Кроме того, такое состояние требует очень большого значения Q f_p ΔF_к, что как раз и может быть удовлетворено в КФ на базе кварцевого резонатора. Так, при f_с 10 МГц и ΔF_к 10⁴ Гц Q 1000.

С выхода КФ 5 сигнал (с относительно подавленными шумами, см, например, (15), для реальной АЧХ кварцевого КФ результат может быть даже более высокий, если усиление на частоте f_с будет очень высоким) поступает на усилитель, согласованный для работы с детектором 7. Полоса пропускания усилителя много шире полосы ΔF_к КФ 5 с целью реализации его нагрузки на простом LC-контуре исключения влияния на результирующую полосу пропускания, определяемую ΔF_к, и пропускания сигнала с нарастающей амплитудой сигнала длительностью τ_и. Т. е. ΔF_у≈ . Полоса цепей нагрузки детектора 7, естественно, должна соответствовать не ΔF_к, а ΔF_у. При этом следует иметь в виду, что из-за малого эквивалентного коэффициента затухания контура кварцевого КФ α π ˙ ΔF_к "хвост" свободных колебаний после прохождения через него пары антикогерентных импульсов сигнала будет относительно затянут по закону e для узкополосных цепей. Т.е. сказанное выше о широкой полосе (ΔF_у) усилителя и детектора ( ≳ F_у) обусловлено необходимостью не ослабить амплитуду нарастающего по фронту 1-го сигнала на выходе КФ 5 сформированной пары импульса на выходе сумматора 4.

С детектора 7 сигнал поступает на решающее (пороговое) устройство 8, настроенное, например, на нужную вероятность ложной тревоги по критерию Неймана-Пирсона.

С выхода решающего устройства 8 сформированный им стандартный импульс нужной амплитуды и длительности идет в канал обработки принятой информации (целевой для конкретных систем связи) и на формирователь управляющих "обнулением" импульсов 9. Последний в свою очередь формирует управляющие импульсы нужной полярности, амплитуды и длительности (порядка τ_и), которые посредством устройства "обнуления" выходных цепей КФ 5 и усилителя 6 после срабатывания решающего устройства 8 гасят свободные колебания контуров каскадов 5 и 6 за время длительности управляющих импульсов. После этого рассмотрения схемы реализации предложенного способа становится снова готовой к обработке следующего рабочего входного сигнала длительностью τ_и. В целом это время составит порядка 2 τ_и, что почти не уменьшает реальную пропускную способность (СП) аппаратуры системы связи. Таким образом, наличие в данном способе при его реализации узкополосных цепей не влияет на ПС.

Заметим, что вместо обычного детектора огибающей 7 возможно использование коррелятора (при известной начальной фазе сигнала) или квадратурного коррелятора при неизвестной фазе. В этом случае узкополосный КФ используется в выходных видеоцепях коррелятора. КФ может быть построен на L- и С-элементах. Однако при этом труднее выполнить многоканальные (по частотам f_с) аппаратурные системы, увеличиваются габариты.

Из изложенной сути способа оптимального обнаружения сигнала на фоне флюктуационных помех следует, что помехой может быть и флюктуационная помеха типа пассивной, "небелая" (по равномерности спектра) и не обязательно с нормальным распределением. При определенных ограничениях по скорости и длительности изменения интенсивности (мощности) это может быть и нестационарная помеха.

Формула изобретения

СПОСОБ ОПТИМАЛЬНОГО ОБНАРУЖЕНИЯ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ С НЕМОДУЛИРОВАННОЙ НЕСУЩЕЙ ЧАСТОТОЙ, при котором принимают сигнал, оптимально или квазиоптимально фильтруют, выделяют огибающую, сравнивают с пороговым уровнем и по превышении порогового уровня обнаруживают сигнал, отличающийся тем, что, с целью повышения помехозащищенности, перед выделением огибающей сигнала обеспечивают избыточную полосу пропускания ΔF приемника по сравнению с шириной основного спектра импульсного сигнала длительностью τ_и принятый сигнал задерживают на время τ_к= τ_и при выполнении условия

где d целое число;
f_с несущая частота сигнала,
суммируют незадержанный и задержанный сигналы с последующей фильтрацией в квазиоптимальном фильтре, полоса пропускания ΔF_к которого удовлетворяет условию
ΔF_к≪ 1/τ_и,
а центральная частота f_p f_с.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3