Устройство для сжатия импульсных фазоманипулированных сигналов

 

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС), использующих фазоманипулированные (ФМ) сигналы. Устройство содержит два квадратурных канала, в каждом из которых включены последовательно m цифровых фильтров, сигналы с которых поступают на m регистров, а также сумматор и общие для обоих каналов преобразователь кода, счетчик и детектор огибающей. Входы квадратурных каналов являются информационными входами устройства, тактовые входы всех цифровых фильтров объединены и подключены к входам записи регистров, счетному входу счетчика и тактовому входу устройства. Вход сигнала нулевой дальности устройства соединен с входом установки в ноль счетчика, выход которого подключен к входу преобразователя кода, m выходов которого соединены с входами установки в ноль соответствующих регистров, выходы которых подключены к входам сумматоров, выходы последних соединены с входами детектора огибающей, выход которого является выходом устройства. Управление работой устройства осуществляется по сигналам от синхронизатора РЛС. Устройство позволяет осуществить эффективное обнаружение ФМ-сигналов от целей на различных дальностях, в том числе находящихся внутри "мертвой зоны", т.е. импульсного объема несжатого ФМ-сигнала. 1 табл., 5 ил.

Изобретение относится к области радиолокационной техники и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) с фазоманипулированными сигналами (ФМ-сигналами).

Известно устройство для сжатия импульсных радиолокационных ФМ-сигналов с длительностью T_и, которое работает на радиочастоте и состоит из фильтра, согласованного с парциальным радиоимпульсом с длительностью τ_и=T_и/N, линии задержки с общей длительностью (N-1)τ_и с отводами через интервалы, равные τ_и, и N-входового сумматора, часть отводов к которому подключена непосредственно, а другие через инверторы в соответствии с кодом ФМ-сигналов [1, стр.136, рис. 11.2] это устройство, входящее в состав импульсной РЛС, реализует принцип согласованной фильтрации на дальностях R≥R_min, где так называемая "мертвая зона".

Недостатками этого устройства являются невозможность его перестройки для приема ФМ-сигналов с различными длительностями, а также возможность сжатия ФМ-сигналов лишь сравнительно малой длительности (10-20 мкс), т.к. при больших длительностях возрастают потери в линии задержки, ее габариты и требования к стабильности ее параметров.

Известно другое устройство для сжатия ФМ-сигналов, которое является наиболее близким к заявленному по технической сущности и принимается за прототип [2, стр. 168-172, рис. 2.33] Устройство-прототип осуществляет сжатие на видеочастоте и состоит из двух квадратурных каналов, каждый из которых содержит цифровой фильтр, включенный на выходе последовательно соединенных фазового детектора с видеоусилителем и амплитудного квантователя, причем на фазовые детекторы квадратурных каналов напряжения опорной частоты подаются со сдвигом 90^o одно относительно другого, информационные входы цифровых фильтров являются информационными входами устройства, а тактовые входы объединены и подключены к тактовому входу устройства, а также детектора амплитудной огибающей, вход которого является выходом устройства.

В квадратурных каналах устройства-прототипа производится цифровая согласованная фильтрация (ЦСФ) квадратурных составляющих проницаемых сигналов, а затем сигналы в квадратурных каналах объединяются путем суммирования квадратов их значений, т.е. производится детектирование амплитудной огибающей, в соответствии с выражениями где x⁽_i^s,c) бинарно-квантовые отсчеты входного сигнала синусной (s) и косинусной (c) составляющих; K_j весовые коэффициенты ЦСФ, имеющие значения 0 или 1 в соответствии с кодом ν_j ФМ: K_j=ν_N-j; * обозначение операции равнозначности (инверсия суммы по модулю 2); N длина цифрового фильтра (ЦФ), равная числу разрядов кода ФМ, ,
Процедура обработки по правилам (2), (3) является оптимальной для бинарно квантованных сигналов, когда цель находится за пределами "мертвой зоны", т.е. на дальностях R≥R_min.

Устройство-прототип в отличие от устройства [1] способно легко перестраиваться и тем самым обеспечивать в составе РЛС при необходимости прием ФМ-сигналов с различными длительностями, в частности при N=const простым изменением частоты тактирующих импульсов. Однако ему, как и устройству, описанному в [1] присущ другой недостаток отсутствие согласования с принимаемыми сигналами от целей, находящихся на дальностях R<R. Остановимся подробнее на этом вопросе.

Для ФМ-сигналов, принимаемых от целей, находящихся в "мертвой зоне", т. е. на дальностях R<R, характерно частичное пропадание энергии из-за частичного бланкирования их импульсами передатчика, во время излучения которых приемное устройство закрывается на время от 0 до Т_и. Из-за этого теряется часть энергии принимаемых сигналов (0≅R<R), что, естественно, приводит к относительному снижению вероятности правильного обнаружения. Дело, однако, не только в этом. При уменьшении длительности принимаемых сигналов от целей, находящихся в пределах "мертвой зоны", устройства сжатия, описанные в [1] и [2] оказываются несогласованными с бланкированными сигналами, что приводит к дополнительным энергетическим потерям, как это показано ниже. Другими словами, фильтрация в квадратурных каналах по правилу (2) не является оптимальной процедурой обработки, т.к. ЦФ оказывается несогласованным по длительности с ожидаемыми сигналами. Действительно, при R<R только в части N₁<N разрядов ЦФ оказываются отсчеты полезного сигнала, а остальные N₂= N-N₁ разрядов заполняются отсчетами шума. Пик сжатого сигнала в результате соответственно снижается, причем этот эффект тем значительнее, чем меньше отношение R/R_min дальности до цели R к дальности R_min, т.е. к ширине "мертвой зоны". В свою очередь, это приводит к уменьшению вероятности правильного обнаружения сигналов от целей, находящихся в пределах "мертвой зоны".

Задачей изобретения является повышение вероятности обнаружения сигналов от целей, находящихся в "мертвой зоне".

Для этого в устройстве сжатия выполняется согласованная фильтрация принимаемых сигналов, в том числе сигналов с изменяющейся длительностью в зависимости от дальности до цели, меньшей ширины "мертвой зоны", а само устройство сжатия выполняют перестраиваемым по дистанции. С этой целью в каждом квадратурном канале используют m цифровых фильтров (ЦФ), согласованных с отрезками сигнала длиной N/m, где N число разрядов кода фазовой манипуляции, m шаг перестройки устройства. По мере увеличения дистанции в пределах "мертвой зоны" увеличивают общую длину ЦФ путем подключения последующего фильтра к предыдущему и так до достижения предельной длины ЦФ, равной N, при которой он становится согласованным с сигналами от целей, находящихся на дальностях R≥R_min, т.е. за пределами "мертвой зоны".

Одновременно с подключением очередных ЦФ квадратурных каналов производят нормирование сигнала огибающей так, чтобы дисперсия шума на выходе устройства была постоянной.

В результате такой обработки ЦФ квадратурных каналов оказываются согласованными с принимаемыми ФМ-сигналами как от целей, находящихся на дальностях, превосходящих ширину "мертвой зоны" (R≥R_min), так и от целей, находящихся на дальностях, меньших ширины "мертвой зоны" (R<R), при этом вероятность ложных тревог остается постоянной, а вероятность правильного обнаружения принимает значения, определяемые энергией принимаемых сигналов.

Сущность изобретения заключается в том, что в устройство для сжатия импульсных фазоманипулированных радиосигналов, содержащее два квадратурных канала, каждый из которых содержит цифровой фильтр, информационные входы которых являются информационными входами устройства, а тактовые входы объединены и подключены к тактовому входу устройства, и детектор огибающей, выход которого является выходом устройства, введены счетчик, преобразователь кодов, а в каждый квадратурный канал m-1 цифровых фильтров, m регистров и m-входовый сумматор, где , N число разрядов кода фазовой манипуляции, при этом цифровые фильтры в квадратурных каналах включены последовательно, второй выход каждого из цифровых фильтров соединен с информационным входом соответствующего регистра, выход которого подключен к соответствующему входу m-входового сумматора, входы записи всех регистров и тактовые входы всех цифровых фильтров объединены и подключены к тактовому входу устройства, входы установки в ноль регистров первого квадратурного канала попарно объединены с входами установки в ноль регистров второго квадратурного канала и подключены к m выходам преобразователя кода, (m+1)-ый выход которого соединен с управляющим входом детектора огибающей, а вход с выходом счетчика, счетный вход которого подключен к тактовому входу устройства, а вход установки в ноль счетчика является входом сигнала нулевой дальности устройства, при этом выходы m-входовых сумматоров соединены с информационными входами детектора огибающей.

На фиг. 1 изображена структурная схема устройства; на фиг.2 структурная схема цифрового фильтра; на фиг.3 структурная схема преобразователя кода; на фиг.4 структурная схема амплитудного детектора огибающей.

На фигурах 1 цифровые фильтры (ЦФ), 2 регистры (Рг), 3 - преобразователь кода (ПК), 4 счетчик (Сч), 5 многовходовые сумматоры (См), 6 детектор огибающей (ДО), 7, 8 информационные входы устройства, 9 - тактовый вход устройства, 10 вход сигнала нулевой дальности, 11 регистр сдвига (Рг Сдв.), 12 инвертор (Ин), 13 многовходовый сумматор (См), 14, 15, 16 постоянные запоминающие устройства (ПЗУ), 17 двухвходовый сумматор (См).

В соответствии с фиг.1 устройство сжатия состоит из двух квадратурных каналов. В каждом канале включены m последовательно соединенных цифровых фильтров (ЦФ1₁,ЦФ1_m). Кроме того, каждый квадратурный канал содержит m регистров 2 и сумматор 5. В состав устройства входят также преобразователь 3 кода, счетчик 4 и детектор 6 огибающей. Входы 7 и 8 квадратурных каналов являются информационными входами устройства сжатия. Вторые выходы цифровых фильтров 1 квадратурных каналов соединены с информационными входами соответствующих регистров 2. Тактовые входы всех цифровых фильтров объединены и подключены к входам записи регистров 2, счетному входу счетчика 4 и тактовому входу 9 устройства сжатия. Вход 10 сигнала нулевой дальности устройства соединен с входом установки в ноль счетчика 4, выход которого подключен к входу преобразователя 3 кода. Выходы 1,2,m преобразователя 3 кода соединены с входами установки в ноль соответствующих регистров 2 квадратурных каналов, а (m+1)-ый выход преобразователя 3 с вторым входом детектора 6 огибающей.

Выходы регистров 2 квадратурных каналов подключены к входам сумматоров 5, выходы которых соединены соответственно с первым и третьим входами детектора 6 огибающей. Выход детектора 6 огибающей является выходом устройства.

Каждый цифровой фильтр 1 в соответствии с фиг.2 содержит регистр 11 сдвига, сумматор 13 и инвертор 12. В цифровом фильтре 1 информационный вход регистра 11 сдвига является информационным входом фильтра 1, а тактовый вход регистра 11 через инвертор 12 соединен с тактовым входом цифрового фильтра 1. Входы сумматора 13 подключены к прямым или инверсным выходам разрядов регистра 11 сдвига в соответствии со значениями кодовых символов отрезка кода фазовой манипуляции, с которым согласован данный цифровой фильтр 1 ("+1" кода фазовой манипуляции прямой выход, "-1" кода инверсный выход). Прямой выход последнего разряда регистра 11 сдвига является первым выходом, а выход сумматора 13 вторым выходом цифрового фильтра.

Преобразователь 3 кода в соответствии с фиг.3 выполнен на ПЗУ 14. Вход преобразователя 3 кода является адресным входом ПЗУ 14. Выходы разрядов ПЗУ 14 с 1-го по m-ый образуют выходы с 1-го по m-ый преобразователь 3 кода. Выходы разрядов ПЗУ 14 с (m+1)-го по n-ый образуют (m+1)-ый выход преобразователя 3 кода.

Детектор 6 огибающей в соответствии с фиг.4 выполнен на ПЗУ 15, 16 и сумматоре 17. Младшие разряды адресов ПЗУ 15 и 16 (A₀-A_U) образуют первый и третий входы детектора 6 огибающей. Старшие разряды адресов ПЗУ 15 и 16 (A_U+1-A_F) поразрядно объединены между собой и образуют второй вход детектора огибающей. Выходы ПЗУ 15 и 16 соединены соответственно с первым и вторым входами сумматора 17, выход которого является выходом детектора огибающей.

Для пояснения принципа работы предлагаемого устройства вместо выражения (2) положим

где при

m, v целые числа,
или

где


С учетом (3) (5) правило детектирования амплитудной огибающей отраженного сигнала записывается в виде

Выражения (6) (8) можно интерпретировать как алгоритм работы ЦФ, длина которого меняется с изменением l (L 1,2,m), или как набор из l фильтров длиной u N/m, согласованных со смежными отрезками кода фазовой манипуляции. Если обеспечить такое управление этими фильтрами, чтобы они последовательно подключались друг за другом в пределах "мертвой зоны" пропорционально соответствующей дистанции, то совместное выполнение преобразований (6) и (7) дает алгоритм согласованной фильтрации сигналов различной длительности. За пределами "мертвой зоны" работа устройства из m фильтров дает тот же результат, что и один согласованный фильтр длиной N. Таким образом, обработка в квадратурных каналах в соответствии с выражениями (6), (8) при достаточно большом значении m практически обеспечивает согласованную фильтрацию во всем диапазоне дальностей (включая "мертвую зону").

При такой обработке в квадратурных каналах для обеспечения оптимального сжатия необходимо выполнить нормирование шумов на выходе устройства, уровень которых изменяется в пределах "мертвой зоны".

Как показывает анализ (см. ниже) для такой нормировки достаточно изменить правило (8) детектирования огибающей следующим образом:

при (l-1)δR < R ≅ lδR, где δR=R_min/m, l 1,2,m.

Принцип работы устройства сжатия состоит в следующем.

Синусная и косинусная составляющие отраженного сигнала, проквантованные на два уровня (0 и 1), из приемного устройства РЛС после амплитудного квантования поступают на входы 7 и 8 устройства сжатия. Из синхронизатора РЛС на тактовый вход 9 устройства поступает импульсный сигнал с периодом, равным длительности элемента кода фазовой манипуляции τ_и а на вход 10 импульсный сигнал нулевой дальности с периодом, равным периоду излучения РЛС, положение переднего фронта которого соответствует началу приема (открыванию приемника) и началу развертки индикатора.

Обработка сигнала в квадратурных каналах производится в соответствии с выражениями (6) и (7). Управление устройством обеспечивается сигналами, формируемыми при совместной работе счетчика 4 и преобразователя 3 (описание работы см. ниже). Преобразователь 3 кода формирует m-разрядный код управления регистрами 2 квадратурных каналов. Код с (m+1)-го выхода преобразователя управляет детектором 6 огибающей.

В момент, соответствующий нулевой дальности, все регистры 2 обнулены, что соответствует коду 1,1,1 на выходах 1,2,m преобразователя 3 кода. В пределах "мертвой зоны" отраженный сигнал последовательно вдвигается импульсами в цифровые фильтры 1 квадратурных каналов. Цифровые фильтры 1 согласованы с отрезками кода фазовой манипуляции.

На выходе ЦФ1_i формируется код сигнала свертки, который записывается в соответствующий регистр 2_i. Регистры 2_i в пределах "мертвой зоны" подключаются поочередно через равные промежутки vτ_и времени (равные интервалы дальности) путем последовательного снятия сигналов обнуления с их входов установки в ноль, что соответствует кодам управления преобразователя 3 0,1,1,1; 0,0,1, 1;0,0,0.0. Число элементов дальности (периодов тактовых импульсов на входе 9 устройства), соответствующее одному значению кода управления, выбирается равным длине ЦФ 1_i, т.е. v. За пределами "мертвой зоны код управления 0,0,0. 0 не меняется, и все регистры 2 подключены к цифровым фильтрам 1.

Коды частичных сверток квадратурных каналов, записанные в соответствующие регистры 2, суммируются многовходовым сумматором 5. Сигналы с выходов квадратурных каналов поступают на детектор 6 огибающей, выполняющий преобразование в соответствии с формулой (9). Изменение параметра l в пределах "мертвой зоны" обеспечивается путем перестройки детектора 6 огибающей кодом управления, поступающим с (m+1)-го выхода преобразователя 3 кода. На выходе детектора 6 огибающей формируется сжатый сигнал, пропорциональный квадрату огибающей, нормированный к переменному уровню шумов.

Рассмотрим более детально работу устройства сжатия для следующего конкретного случая:
ширина "мертвой зоны" составляет 32 элемента дальности, что соответствует интервалу времени T_и=32τ_и;
число фильтров в квадратурных каналах m=4;
длина фильтра v=8.

При поступлении с входа 10 устройства импульса нулевой дальности на вход установки в ноль счетчика 4 счетчик обнуляется и начинает счет импульсов, поступающих с входа 9 устройства. Число этих импульсов прямо пропорционально текущей дальности так, что на выходе счетчика формируется двоичный код, значения которого прямо пропорциональны текущей дальности. Этот код поступает на вход преобразователя 3 кода, выполненного на ПЗУ 14. Входной сигнал преобразователя 3 является адресным входом ПЗУ 14. Первые m=4 выхода младших разрядов ПЗУ 14 управляют обнулением регистров 2 квадратурных каналов. На этих выходах формируется код управления регистрами 2. Код старших разрядов управляет детектором 6 огибающей. Он поступает на старшие разряды адресов ПЗУ 15 и 16, входящих в детектор 6 огибающей.

В таблице приведена информация, хранящаяся в ПЗУ 14, для рассматриваемого частного случая при общем числе элементов дальности, приходящемся на всю развертку индикатора, равном 1024.

Пусть, например, точечная цель находится в "мертвой зоне" в 15-ом элементе дальности. Отрезок отраженного от цели сигнала для сжатия, поступая в устройство, займет интервал с 0-го по 15-ый элементы дальности. Квадратурное составляющие сигнала вдвигаются в регистры 11 сдвига цифровых фильтров 1, включенных друг за другом, по переднему фронту проинвертированного инвертором 12 тактового импульса. Сигнал, отраженный от цели, попадает в цифровые фильтры 1₁ и 1₂ квадратурных каналов. Так как подключение прямых или инверсных выходов разрядов регистра 11 сдвига по входу сумматора 13 производится в соответствии с отрезком кода фазовой манипуляции, то в момент, когда отрезок сигнала полностью вдвинется в регистры 11 фильтров 1₁ и 1₂, на выходах сумматоров 13 (на выходах фильтров) оказываются максимальные сжатые сигналы. К этому моменту регистры 2₁, 2₂ квадратурных каналов открыты для записи, т. к. на их входах установки в ноль сигналы логического нуля (см. таблицу для 15-го элемента дальности).

Сжатые сигналы с выходов цифровых фильтров 1₁ 1₂ записываются в регистры 2₁ и 2₂ квадратурных каналов по переднему фронту тактового импульса, поступающего на входы записи регистров с входа 9 устройства. В этот момент регистры 2₃ и 2₄ квадратурных каналов отключены сигналами логической единицы на входах установки в ноль (см. таблицу для 15-го элемента дальности). Сигналы с выходов регистров 2 в каждом квадратурном канале складываются сумматором 5. На выходах сумматоров 5 оказываются общие сжатые сигналы квадратурных составляющих, которые поступают на входы 1 и 3 детектора 6 огибающей, являющиеся младшими разрядами адресных входов ПЗУ 15 и 16. В ПЗУ 15 и 16 хранятся числа, соответствующие функциональной зависимости вида

ПЗУ 15 и 16 разделены на зоны для различных значений параметра l 1,2,m. Выбор зоны ПЗУ обеспечивается старшими разрядами адреса, подключенными к входу 2 детектора 6 огибающей. Код управления выбором зоны поступает из преобразователя 3 кода. Для участков дальности с 8-го по 15-ый элементов дальности этот код 0,1 (см. таблицу), что соответствует значению l 2. Сигналы с выходов ПЗУ 15 и 16 суммируются сумматором 17, на выходе которого, а следовательно, и на выходе устройства оказывается выходной сжатый сигнал, нормированный к изменяющемуся в "мертвой зоне" уровню шумов.

В результате цель, находящаяся в 15-ом элементе дальности в пределах "мертвой зоны", будет обнаружена РЛС с высокой вероятностью.

Выделение сигналов от целей, находящихся за пределами "мертвой зоны", выполняется аналогично. При этом в образование общего сжатого сигнала вносят вклад все цифровые фильтры 1 квадратурных каналов, т.к. разрешена запись во все регистры 2 (см. таблицу, для элементов дальности с 24-го по 1023-ий).

Детектор 6 огибающей для указанных элементов дальности преобразует сигнал при значении параметра l m 4 (код управления 11).

Таким образом, как показано на примере, использование предлагаемого устройства в составе РЛС позволяет в отличие от известного обнаруживать цели во всем диапазоне дальностей, включая "мертвую зону".

Для подтверждения технического преимущества заявляемого устройства по сравнению с прототипом проведем их сравнение по характеристикам обнаружения сигналов.

Рассмотрим качественные показатели обнаружения ФМ-сигналов при обработке их в соответствии с выражениями (2) и (3), реализованной в устройстве-прототипе. С этой целью определим характеристику обнаружения, т.е. вероятность превышения порогового уровня A при наличии сигнала на входе

где A пороговый уровень, выбираемый из условия заданной вероятности ложного решения

принимаемого при отсутствии сигнала (когда на входе есть только шум).

Заметим, что бинарно квантованные сигналы x⁽_i^s,c) образуют по правилу
x⁽_i^s,c)=1[ε^(s,c)(t_i)]
где

причем
ε^(s,t)(t)=a(t)^sin_cos[ϕ(t)+ϕ_o] квадратурные компоненты видеосигнала,
где y(t)=πν_j; при t_o+(j-1)τ_и<t≅ t_o+jτ_и
j=1,2, N, ν_j=0,1 - код ФМ,
a(t)=a при t₀<t+T_и,
a(t)=0 при t≅t₀, t>t₀+T_и,
n(t) ~ N(0, σ_ш), т.е. имеет нормальное распределение с нулевым средним и дисперсией σ²_ш.

Тогда запишем

где
.

С учетом (2) получим

После статистического усреднения, полагая для а рэлеевское распределение с параметром σ_a, для ϕ_o равномерное в так что a^cos_sinϕ_o ~ N(0, σ_a), получим для моментов безусловного распределения

или

где ρ_o отношение сигнал/шум до сжатия (по мощности),причем

эквивалентное отношение сигнал/шум после сжатия в ЦФ.

Характеристика обнаружения на выходе ЦСФ после объединения квадратур имеет вид
,
т. е. роль параметра обнаружения, который полностью определяет его качественные показатели, играет
.

Таким образом, при обнаружении сигналов от целей, находящихся в "мертвой зоне", в устройстве-прототипе не только уменьшается энергия прижимаемых сигналов вследствие бланкирования, т.к. , но вдобавок имеют место энергетические потери из-за несогласованности цифровых фильтров (ЦФ).

На фиг. 5 представлена зависимость
,
характеризующая потери в энергии сигналов из-за несогласованности ЦСФ (в дБ) в устройстве-прототипе, из которой видно, что при сравнительно малых отношениях эти потери могут быть весьма значительными.

В заявленном устройстве обработку информации предлагается проводить в соответствии с выражениями (4) (9), т.е. сравнивать с порогом величину

при (l-1)R<RR,
где
причем

где

При достаточно большом числе слагаемых (lv>1, практически, больше 5) числа Z⁽_i^s,c) можно считать нормально распределенными (предельная теорема Муавра-Лапласа) с моментами

а при отсутствии сигнала имеем соответственно

т. е. в этом случае величины в квадратных скобках выражения для Z_iн являются нормоцентрированными (с моментами 0,1).

Коэффициент γ, который характеризует потери в энергии сигналов из-за несогласованности ЦФ и для устройства-прототипа составляет , для заявляемого устройства составляет
,
т. е. существенно меньше (ср. кривые γ₁ и γ₂, фиг. 5, где ). В частности, при R 0,1R_min потери уменьшаются на 8,5 дБ.

Таким образом, применение заявляемого устройства в РЛС приводит к существенному энергетическому выигрышу при обнаружении сигналов от целей на дальностях R<R, т. е. в "мертвой зоне", который и позволяет осуществить эффективное обнаружение сигналов от этих целей.

Техническим преимуществом предлагаемого устройства по сравнению с устройством-прототипом является расширение диапазона дальностей, при которых возможно эффективное обнаружение, путем обеспечения возможности обнаружения сигнала от целей, находящихся на дальностях, существенно меньших протяженности импульсного объема, соответствующего длительности несжатого ФМ-сигнала.

Пользуясь приведенными в описании и на чертежах сведениями, предлагаемое устройство без особых трудностей можно реализовать на современной элементной базе, что характеризует его как промышленно применимое.

В соответствии с материалом заявки был изготовлен опытный образец устройства, испытания которого подтвердили достижение указанного в материалах заявки технического эффекта.

Источники информации
1. Ширман Я.Д. Манжос В.Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. М. Сов. Радио, 1981 (стр. 136, рис. 11.2).

2. Лихарев В. А. Цифровые методы и устройства в радиолокации. М. Сов. Радио, 1973 (стр. 171, рис. 2.33), прототип.

Формула изобретения

Устройство для сжатия импульсных фазоманипулированных радиосигналов, содержащее два квадратурных канала, каждый из которых содержит цифровой фильтр, информационные входы которых являются информационными входами устройства, а тактовые входы объединены и подключены к тактовому входу устройства, и детектор огибающей, выход которого является выходом устройства, отличающееся тем, что в него введены счетчик, преобразователь кодов, а в каждый квадратурный канал m 1 цифровых фильтров, m регистров и m-входовой сумматор, где 2 ≅ m ≅ N / 2, N число разрядов кода фазовой манипуляции, при этом цифровые фильтры в квадратурных каналах включены последовательно, второй выход каждого из цифровых фильтров соединен с информационным входом соответствующего регистра, выход которого подключен к соответствующему входу m-входового сумматора, входы записи всех регистров и тактовые входы всех цифровых фильтров объединены и подключены к тактовому входу устройства, входы установки в ноль регистров первого квадратурного канала попарно объединены с входами установки в ноль регистров второго квадратурного канала и подключены к m выходам преобразователя кода, (m + 1)-й выход которого соединен с управляющим входом детектора огибающей, а вход с выходом счетчика, счетный вход которого подключен к тактовому входу устройства, а вход установки в ноль счетчика является входом сигнала нулевой дальности устройства, при этом выходы m-входовых сумматоров соединены с информационными входами детектора огибающей.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6