Способ оптимального векторного управления асинхронным электродвигателем и электропривод для осуществления этого способа (варианты)

 

Изобретение относится к электротехнике и может использоваться для минимизации потерь электроэнергии, регулирования момента и скорости асинхронных электродвигателей без датчика скорости, в том числе для электронасосов нефтяных скважин, для электромобилей, в станкостроении. в химически активных средах. Технический результат - минимизация потерь электроэнергии при регулировании момента и скорости без датчика скорости достигается в способе векторного регулирования синфазного и ортофазного токов в функции измеренного двухфазного напряжения статора U_sα,U_sβ путем вычисления фазы ϕ_s и амплитуды ϕ_r потокосцепления ротора по измеренным величинам напряжений U_sα, U_sβ и токов статора i_sα, i_sβ и изменения заданной амплитуды синфазного тока I^*_syn пропорционально амплитуде ортофазного тока I_ort, измеренного относительно вычисленной фазы потокосцепления ротора ϕ_s(U_sα, U_sβ, i_sα, i_sβ, t), частоту скольжения регулируют пропорционально отношению измеренной амплитуды ортофазного тока и вычисленной амплитуды потокосцепления ϕ_r(U_sα, U_sβ, i_sα, i_sβ, t). B электроприводе датчик (14) фазных напряжений обеспечивает измерение текущей величины фазы потокосцепления ротора, относительно которой вектор тока статора смещается на оптимальный угол за счет преобразования в блоке (32) измеренной амплитуды ортофазного тока I_ort в оптимальную заданную величину синфазного тока I^*_syn, при этом входы блока (33) вычисления частоты скольжения подключены к выходу обратного преобразователя (30) декартовых координат и выходу блока (26) вычисления амплитуды потокосцепления ротора. 3 с.п. ф-лы, 7 ил.

Изобретение относится к электротехнике, в частности к регулируемым электроприводам переменного тока, и может использоваться для минимизации потерь электроэнергии при питании асинхронного электродвигателя от преобразователя, а также для регулирования момента и скорости асинхронных электродвигателей, в том числе для машин и механизмов, оснащаемых асинхронными электродвигателями без датчиков на валу электродвигателя: в нефтедобыче для станков-качалок и глубинных погружных электронасосов нефтяных скважин, для насосов и вентиляторов, для электромобилей, для электрошпинделей станков, в ткацких станках и в химически активных средах.

Известен способ векторного управления асинхронным электродвигателем, при котором питают статорные обмотки асинхронного электродвигателя переменным током, равным разности синхронно изменяемых с частотой синхронизации косинусоидального (синфазного) и синусоидального (ортофазного) токов статора, амплитуды которых изменяют в зависимости от заданного момента из условия фазового сдвига вектора тока статора относительно фазы синхронизации на угол, равный арктангенсу отношения амплитуд синфазного и ортофазного тока [1] (Патент РФ N 1458951, В.А. Мищенко, Н.М. Мищенко, приоритет 26.03.1984 г.).

Электропривод для осуществления этого способа содержит инвертор, силовые выходы которого через датчики фазного тока подключены к статорным обмоткам асинхронного электродвигателя, а управляющие входы через блок формирования управляющих импульсов и связанный с датчиками фазного тока блок ШИМ-регулятров тока соединены с выходами прямого преобразователя двухфазно-трехфазных координат, выходы которого подключены к выходам прямого преобразователя декартовых координат [1].

Недостатками этого технического решения являются высокие потери электроэнергии в асинхронном электродвигателе, низкая точность регулирования момента и скорости и малый диапазон регулирования асинхронного электродвигателя без применения датчиков на электродвигателе, что не позволяет эффективно использовать регулирование момента и скорости для многих машин и механизмов, в которых затруднено или невозможно использование датчиков, конструктивно связанных с асинхронным электродвигателем (например, в нефтяной и химической промышленности).

Наиболее близким (прототипом) является техническое решение, представляющее способ оптимального векторного управления асинхронным электродвигателем, при котором питают статорные обмотки асинхронного электродвигателя переменным током, равным разности синхронно изменяемых с частотой синхронизации косинусоидального (синфазного) и синусоидального (ортофазного) токов статора, амплитуды которых изменяют в зависимости от заданного момента из условия оптимальности угла фазового сдвига вектора тока статора относительно вектора потокосцепления ротора преимущественно на уровне, близком к ±π/4 [2] (Патент РФ N 1515322, В.А. Мищенко, приоритет 11.05.1984 г.).

Электропривод для осуществления этого способа оптимального векторного управления содержит инвертор, силовые выходы которого через датчики фазного тока подключены к статорным обмоткам асинхронного электродвигателя, а управляющие входы через блок формирования управляющих импульсов и связанный с датчиками фазного тока блок ШИМ-регуляторов тока соединены с выходами прямого преобразователя двухфазно-трехфазных координат, входы которого подключены к выходам прямого преобразователя декартовых координат, при этом ортофазный и синфазный входы прямого преобразователя декартовых координат соединены с выходами соответственно регулятора ортофазного тока и регулятора синфазного тока, задающий вход регулятора ортофазного тока подключен к выходу адаптивного регулятора момента, вход задания момента которого соединен с выходом регулятора скорости, задающим входом подключенного к блоку задания скорости [2].

Недостатками этого технического решения являются невозможность минимизации потерь электроэнергии и регулирования момента и скорости асинхронного электродвигателя без датчика скорости на валу электродвигателя, что вызвано зависимостью параметров вектора тока статора от измеренной величины скорости вращения, получаемой на выходе датчика скорости на электродвигателе.

Недостатком является ограниченность применения электропривода в нефтяной, химической промышленности, в электромобилях, в электрошпинделях, где по различным условиям эксплуатации невозможно или затруднительно использование каких-либо датчиков, конструктивно связанных с электродвигателем. Например, глубинный погружной асинхронный электродвигатель центробежного электронасоса для добычи нефти располагается в нефтяной скважине на глубине 2 - 3 км и питается от наземного преобразователя частоты специальным погружным трехфазным силовым кабелем, по которому невозможна передача информации с глубинного погружного датчика скорости и, следовательно, невозможно использование оптимального векторного управления асинхронным электродвигателем по техническому решению согласно прототипу [2].

Задача минимизации потерь электроэнергии в асинхронном электродвигателе за счет оптимального векторного управления асинхронным электродвигателем без датчиков на двигателе, которая впервые ставится в настоящем изобретении, нова, актуальна и высокоэффективна для электроэнергетики, так как половина электроэнергии, производимой в мире, потребляется асинхронными электродвигателями без датчиков на электродвигателе, а созданные типовые твердотельные силовые модули преобразователей частоты становятся соизмеримыми по стоимости, габаритам и надежности с защитно-отключающей аппаратурой, повсеместно применяемой для подключения асинхронных электродвигателей к промышленной сети в количествах 50-70 млн. штук.

Целью изобретения является минимизация потерь электроэнергии в асинхронном электродвигателе без применения датчиков на электродвигателе, повышение точности регулирования оптимальных режимов с учетом насыщения магнитопровода электродвигателя при расширении диапазона регулирования момента и скорости.

Решение указанной задачи, на осуществление которой направлено изобретение, и поставленная цель изобретения достигаются техническим решением, заключающимся в том, что в способе оптимального векторного управления асинхронным электродвигателем, при котором питают статорные обмотки асинхронного электродвигателя переменным током, равным разности синхронно изменяемых с частотой синхронизации косинусоидального (синфазного) и синусоидального (ортофазного) токов статора, амплитуды которых изменяют в зависимости от заданного момента из условия оптимальности угла фазового сдвига вектора тока статора относительно вектора потокосцепления ротора преимущественно на уровне, близком к ±π/4, дополнительно измеряют двухфазное напряжение статора и двухфазный ток статора, затем вычисляют путем интегрирования разности измеренных напряжений и токов амплитуду потокосцепления ротора, кроме того, величину синусной и косинусной функций фазы потокосцепления ротора, пропорционально которым регулируют соответственно синусный (ортофазный) и косинусный (синфазный) токи статора путем сравнения заданных и измеренных относительно указанных синусной и косинусной функций фазы потокосцепления ротора амплитуд ортофазного и синфазного токов статора, при этом заданную амплитуду синфазного тока изменяют пропорционально измеренной амплитуде ортофазного тока, величину которой задают пропорционально отношению заданного момента к вычисленной амплитуде потокосцепления ротора, частоту скольжения регулируют пропорционально отношению измеренной амплитуды ортофазного тока и амплитуды потокосцепления ротора, а скорость вращения регулируют путем сравнения заданной скорости вращения с текущей скоростью вращения, которую вычисляют путем суммирования частоты скольжения с частотой синхронизации, равной частоте синусной и косинусной функций фазы потокосцепления ротора.

Для осуществления способа оптимального векторного управления в электроприводе, содержащем инвертор, силовые выходы которого через датчики фазного тока подключены к статорным обмоткам асинхронного электродвигателя, а управляющие входы через блок формирования управляющих импульсов и связанных с датчиками фазного тока блок ШИМ-регуляторов тока соединены с выходами прямого преобразователя двухфазно-трехфазных координат, входы которого подключены к выходам прямого преобразователя декартовых координат, при этом ортофазный и синфазный входы прямого преобразователя декартовых координат соединены с выходами соответственно регулятора ортофазного тока, задающий вход регулятора ортофазного тока подключен к выходу адаптивного регулятора момента, вход задания момента которого соединен с выходом регулятора скорости, задающим входом подключенного к блоку задания скорости, дополнительно к силовым выходам инвертора подключен датчик фазных напряжений, два выхода которого непосредственно и через сумматор фазных напряжений подключены ко входам двух сумматоров, вторые входы двух сумматоров соединены с выходами обратного преобразователя двухфазно-трехфазных координат, входами подключенного к датчикам фазного тока, выходы двух сумматоров соединены со входами двух интеграторов, выводами подключенными ко входам двух других сумматоров, вторые входы которых соединены с выходами обратного преобразователя двухфазно-трехфазных координат, выходы сумматоров соединены с первыми входами двух делителей и одновременно - с двумя входами блока вычисления амплитуды потокосцепления ротора, выход которого подключен к объединенным вторым входам делителей, выходы делителей соединены с синусным и косинусным входами прямого и обратного преобразователей декартовых координат, два входа обратного преобразователя декартовых координат подключены к выходам обратного преобразователя двухфазно-трехфазных координат, ортофазный и синфазный входы обратного преобразователя декартовых координат подключены ко входам обратной связи соответственно регуляторов ортофазного и синфазного токов, кроме того, ортофазный выход обратного преобразователя декартовых координат соединен через блок выделения модуля со входом блока оптимального управления синфазным током, выходом подключенным к задающему входу регулятора синфазного тока, второй вход блока оптимального управления синфазным током соединен со вторым выходом адаптивного регулятора момента, при этом ортофазный выход обратного преобразователя декартовых координат соединен с первым входом блока вычисления частоты скольжения, второй вход которого соединен с выходом блока вычисления амплитуды потокосцепления ротора, синусный и косинусный входы прямого и обратного преобразователей декартовых координат соединены со входами блока вычисления частоты синхронизации, выходом подключенного к первому входу сумматора частот, второй вход сумматора частот соединен с выходом блока вычисления частоты скольжения, выход сумматора частот подключен ко входу обратной связи регулятора скорости и одновременно ко второму входу адаптивного регулятора момента, третий вход которого соединен с выходом блока вычисления амплитуды потокосцепления ротора.

Кроме того, в электропривод, выполненный в микропроцессорном исполнении, введены цифровой сигнальный сопроцессор, цифровой сигнальный процессор, программируемая постоянная память, последовательный порт, пульт программного управления и диагностики, при этом блок формирования управляющих импульсов на управляющих входах инвертора выполнен в виде микросхемы драйвера с дополнительным входом разрешения ШИМ, входы микросхемы драйвера соединены с выходами цифрового сигнального сопроцессора, образованными выходами блока трехфазного таймера широтно-импульсной модуляции цифрового сигнального сопроцессора, аналоговые входы которого, соединенные с выходами датчика фазных напряжений и датчика фазных токов, образованы входами встроенного мультиплексного аналого-цифрового преобразователя цифрового сигнального сопроцессора, содержащего кроме того встроенный последовательный программатор команд, встроенный блок векторных преобразований, блок управления регистрами, соединенные между собой и с указанными встроенным мультиплексным аналого-цифровым преобразователем и блоком трехфазного таймера широтно-импульсной модуляции шиной данных и шиной адреса, которые соединены с цифровым сигнальным процессором, программируемой постоянной памятью, последовательным портом и блоком программного управления и диагностики.

Предлагаемое техническое решение поясняется фигурами чертежей и диаграмм (фиг. 1 - 7), на которых изображены: на фиг. 1 - схема электропривода с оптимальным векторным управлением; на фиг. 2 - схема микропроцессорного электропривода с оптимальным векторным управлением; на фиг. 3 - векторные диаграммы оптимального векторного управления; на фиг. 4 - графики изменения тока статора в статических режимах и режиме минимума тока; на фиг. 5 - графики изменения потосцепления ротора и амплитуд синфазного и ортофазного токов статора при оптимальном векторном управлении в статических режимах электропривода; на фиг. 6 - графики изменения момента в динамических режимах при ограниченном токе статора и оптимального режима максимума момента; на фиг. 7 - осциллограммы динамического процесса оптимального векторного управления моментом электродвигателя при пуске.

Электропривод по схеме на фиг. 1 содержит инвертор 1 (фиг. 1), силовые входы которого через датчики 2, 3 фазного тока подключены к статорным обмоткам асинхронного электродвигателя 4. Управляющие входы инвертора 1 через блок 5 формирования управляющих импульсов и связанный с датчиками 2, 3 фазного тока блок 6 ШИМ-регуляторов тока соединены с выходами прямого преобразователя двухфазно-трехфазных координат. Входы i^*_sα,i^*_sβ прямого преобразователя 7 двухфазно-трезфазных координат подключены к выходам прямого преобразователя 8 декартовых координат, ортофазный и синфазный входы которого соединены с выходами соответственно регулятора 9 ортофазного тока и регулятора 10 синфазного тока. Задающий вход I^*_ort регулятора 9 ортофазного тока подключен к выходу адаптивного регулятора 11 момента, вход M^* задания момента которого соединен с выходом регулятора 12 скорости. Задающий вход ω^* регулятора 12 скорости подключен к блоку 13 задания скорости.

Кроме того, к силовым выходам инвертора 1 подключен датчик 14 фазных напряжений с двумя выходами U_sa, U_sb, подсоединенными ко входам сумматора 15 фазных напряжений.

Совокупность датчика 14 фазных напряжений и сумматора 15 фазных напряжений образует датчик двухфазного напряжения u_sα,u_sβ со сдвигом фазы u_sβ относительно u_sα на угол ± 90^o. Первый выход U_sa датчика 15 фазных напряжений, образующий первый выход u_sα датчика двухфазного напряжения, подключен ко входу первого сумматора 16. Выход сумматора 15 фазных напряжений, образующий второй выход u_sβ датчика двухфазного напряжения u_sα,u_sβ, подключен ко входу второго сумматора 17. Вторые входы первого и второго сумматоров 16, 17 соединены соответственно с первым выходом i_sα и вторым выходом i_sβ обратного преобразователя 18 двухфазно-трехфазных координат, два входа которого подключены к выходам i_sa, i_sb датчиков 2, 3 фазного тока. Выходы датчиков 2, 3 фазного тока i_sa, i_sb подсоединены ко входам сумматора 19 фазных токов и одновременно подключены к двум входам обратных связей блока 6 ШИМ-регуляторов тока. Третий вход i_sc обратной связи блока 6 ШИМ-регуляторов тока соединен с выходом сумматора 19 фазных токов. Выходы двух сумматоров 16, 17 соединены со входами двух интеграторов 20, 21, выходами подключенными ко входам двух других сумматоров 22, 23, вторые входы которых соединены с выходами i_sα,i_sβ обратного преобразователя 18 двухфазно-трехфазных координат. Выходы двух вторых сумматоров 22, 23 соединены с первыми входами двух делителей 24, 25 и одновременно соединены с двумя входами блока 26 вычисления амплитуды потокосцепления ротора, содержащего на входе два умножителя 27, 28 и на выходе - квадратурный вычислитель 29. Выходы умножителей 27, 28 соединены со входами квадратурного вычислителя 29, выход которого образует выход блока 26 вычисления амплитуды потокосцепления ротора, подключенный ко вторым объединенным входам делителей 24, 25. Выходы sin, cos делителей 24, 25 соединены соответственно с синусным и косинусным входами прямого и обратного преобразователей 8, 30 декартовых координат. Два входа i_sα,i_sβ обратного преобразователя 30 декартовых координат подключены к выходам i_sα,i_sβ обратного преобразователя 18 двухфазно-трехфазных координат. Ортофазный и синфазный выходы I_ort, I_syn обратного преобразователя 30 декартовых координат подключены ко входам обратной связи соответственно регулятора 9 ортофазного тока и регулятора 10 синфазного тока. Кроме того, ортофазный выход I_ort обратного преобразователя 30 декартовых координат соединен через блок 31 выделения модуля со входом блока 32 оптимального управления синфазным током. Выход блока 32 оптимального управления синфазным током подключен к задающему входу I_syn регулятора 10 синфазного тока. Второй вход блока 31 оптимального управления синфазным током соединен с выходом адаптивного регулятора 11 момента. Ортофазный выход I_ort обратного преобразователя 30 декартовых координат соединен также с первым входом блока 33 вычисления частоты скольжения, второй вход которого соединен с выходом блока 26 вычисления амплитуды потокосцепления ротора. Синусный и косинусный входы sin, cos прямого и обратного преобразователей 8, 30 декартовых координат соединены со входами блока 34 вычисления частоты синхронизации. Выход блока 34 вычисления частоты синхронизации подключен к первому входу сумматора 35 частот, второй вход сумматора 35 частот соединен с выходом блока 33 вычисления частоты скольжения. Выход сумматора 35 частот подключен ко входу обратной связи регулятора 12 скорости и ко второму входу адаптивного регулятора 11 момента. Третий вход адаптивного регулятора 11 момента соединен с выходом блока 26 вычисления амплитуды потокосцепления ротора.

Электропривод по схеме на фиг. 1 работает следующим образом. Инвертор 1 через датчики 2, 3 фазных токов питает статорные обмотки асинхронного двигателя 4 широтно-модулированными импульсами силового напряжения, длительность которых определяется управляющими импульсами, поступающими с выхода блока 5 формирования импульсов. Блок 6 ШИМ-регуляторов тока регулирует длительности управляющих импульсов путем широтно-импульсной модуляции рассогласований измеренных фазных токов i_sa, i_sb, i_sc и заданных фазных токов i^*_sa,i^*_sb, i^*_sc, которые формируются прямым преобразователем двухфазно-трехфазных координат в зависимости от входных величин задания двухфазного тока статора i^*_sα,i^*_sβ, сдвинутых друг относительно друга на фазовый угол 90^o. Задание двухфазного тока статора i^*_sα,i^*_sβ формируется на выходе прямого преобразователя 8 декартовых координат с помощью регулятора 9 ортофазного тока и регулятора 10 синфазного тока. На управляющий вход регулятора 9 ортофазного тока поступает задание ортофазного тока I^*_ort с выхода адаптивного регулятора 11 момента, входная величина задания момента M^* для которого формируется на выходе регулятора 12 скорости. Регулятор 12 скорости осуществляет астатическое регулирование скорости вращения ротора асинхронного электродвигателя по пропорционально-интегральному закону в зависимости от рассогласования заданной скорости вращения ω^* и вычисленной текущей скорости вращения ω. Задание скорости вращения ω^* выполняется с помощью блока 13 задания скорости.

Широтно-модулированные силовые фазные напряжения U_sa, U_sb, U_sc, образуемые на силовых выходах инвертора 1 в результате широтно-импульсной модуляции рассогласований заданных и измеренных фазных токов, измеряются на выходе инвертора 1 с помощью датчика 14 фазных напряжений. На выходах датчика 14 фазных напряжений образуются сигналы измеренных фазных напряжений U_sa, U_sb, которые поступают на сумматор 15 фазных напряжений. Фаза "a" инвертора 1 используется как опорная фаза симметричных трехфазных систем напряжения U_sa, U_sb, U_sc, и токов i_sa, i_sb, i_sc, что реализуется непосредственно подачей сигнала измеренного фазного напряжения U_sa фазы "a" инвертора 1 с выхода датчика 14 фазных напряжений на вход u_sα сумматора 16. На выходе сумматора 15 фазных напряжений образуется сигнал измеренного напряжения u_sβ, отстающего или опережающего напряжение u_sα = U_sa на фазовый угол ± 90^o. Сигнал измеренного напряжения u_sβ поступает на вход сумматора 17. Сумматоры 16, 17 образуют на выходах две разности величин измеренных двухфазных напряжений u_sα,U_sβ и соответствующих измеренных двухфазных токов i_sα,i_sβ. Сигналы измеренных двухфазных токов i_sα,i_sβ образуются на двух выходах i_sα,i_sβ обратного преобразователя 18 двухфазно-трехфазных координат, преобразующего трехфазную систему измеренных токов i_sa, i_sb, i_sc со сдвигом фаз 120^o в двухфазную систему измеренных токов i_sα,i_sβ со сдвигом фаз ± 90^o. Для этого на два входа обратного преобразователя 18 двухфазно-трехфазных координат подаются сигналы измеренных фазных токов i_sa, i_sb с выходов датчиков 2, 3 фазного тока. Для выделения сигнала обратной связи (блока 6 Шим-регуляторов тока) по фазному току i_sc сигналы двух измеренных фазных токов i_sa, i_sb с выходов датчиков 2, 3 фазного тока поступают на входы сумматора 19 фазных токов, выходной сигнал которого подается на вход канала "c" блока 6 ШИМ-регуляторов тока.

Интеграторы 20, 21 производят операцию интегрирования разностей измеренных напряжений u_sα,u_sβ и измеренных токов i_sα,i_sβ. Полученные на выходах интеграторов 20, 21 сигналы поступают на входы двух других сумматоров 22, 23, на вторые входы которых подаются выходные сигналы i_sα,i_sβ обратного преобразователя 18 двухфазно-трехфазных координат. С выходов сумматоров 22, 23 сигналы Ψ_rα, Ψ_rβ, пропорциональные потокосцеплению ротора, поступают на первые входы двух делителей 24, 25 и на два входа блока 26 вычисления амплитуды потокосцепления ротора. Полученные на выходах сумматоров 22, 23 сигналы двухфазного потокосцпления ротора Ψ_rα,Ψ_rβ сдвигнуты друг относительно друга на фазовый угол ± 90^o и представляют собой квадратурные составляющие вектора потокосцепления ротора асинхронного электродвигателя 4. С помощью умножителей 27, 28, которые умножают входные величины Ψ_rα,Ψ_rβ на эти же входные величины Ψ_rα,Ψ_rβ, производится вычисление квадратов величин Ψ²_rα,Ψ²_rβ, преобразуемых в блоке 26 вычисления амплитуды потокосцепления ротора с помощью операции извлечения корня квадратного из суммы квадратов Ψ²_rα,Ψ²_rβ. В результате выполнения указанной вычислительной операции на выоде блока 26 вычисления амплитуды потокосцепления ротора образуется сигнал амплитуды потокосцепления ротора Ψ_r, соответствующий модулю вектора потокосцепления ротора Этот сигнал косвенного измерения амплитуды потокосцепления ротора асинхронного электродвигателя 4 образован из сигналов измеренных фазных токов и фазных напряжений на выходе инвертора 1 без применения датчиков, конструктивно связанных с асинхронным электродвигателем 4. При этом нелинейные процессы магнитного насыщения магнитопровода асинхронного электродвигателя 4, пространственного и зубцовых искажений формы распределения магнитного потока в асинхронном двигателе интегрированно с наибольшей точностью по сравнению с прямым измерением Ψ_r отражаются на взаимном изменении фазных напряжений и фазных токов, а следовательно, на полученном на выходе блока 26 сигнале амплитуды потокосцепления ротора Ψ_r. Сигнал вычисленной (косвенно измеренной) амплитуды потокосцепления ротора Ψ_r с выхода блока 26 поступает на объединенные вторые входы делителей 24, 25. В результате деления сигналов Ψ_rα,Ψ_rβ на величину амплитуды потокосцепления ротора Ψ_r на выходах делителей 24, 25 образуются нормированные (с единичной амплитудой) гармонические сигналы cosϕ_s,sinϕ_s, характеризующие функции фазы ϕ_s вектора потокосцепления ротора Ψ_r относительно неподвижной опорной оси "α", совпадающей с осью опорной фазы "a" статора асинхронного электродвигателя 4. Управление углом фазового сдвига ε_ϕ вектора тока статора относительно вектора потокосцепления ротора осуществляется путем синхронизации управления и измерения вектора тока в координатах вектора потокосцепления ротора за счет подачи одновременно на синусные и косинусные входы прямого и обратного преобразователей 8, 30 декартовых координат нормированных функций фазы потокосцепления ротора 1·sinϕ_s,1·cosϕ_s, полученных с выходов делителей 24, 25.

Поступающие на два входа обратного преобразователя 30 декартовых координат сигналы измеренного двухфазного тока i_sα,i_sβ представляют собой проекции вектора тока статора в неподвижных декартовых координатах α,β, одна из осей которых (ось "α" ) совпадает с осью фазы "a" статорной обмотки трехфазного асинхронного электродвигателя 4. С помощью полученных нормированных функций 1·sinϕ_s,1·cosϕ_s производится синхронизация измерения двухфазного тока i_sα,i_sβ относительно гармонических функций sinϕ_s,cosϕ_s фазы потокосцепления ротора.

Аналогично, поступающие на два входа прямого преобразователя 8 декартовых координат сигналы задания проекций вектора тока статора во вращающейся декартовой системе координат x, y синхронизируются по управлению путем векторного преобразования входных проекций x, y относительно фазы ϕ_s вектора потокосцепления ротора Ψ_r с помощью полученных нормированных функций 1·sinϕ_s,1·cosϕ_s, подаваемых на синусный и косинусный входы прямого преобразователя 8 декартовых координат.

В результате векторных преобразований в функции sinϕ_s,cosϕ_s на выходе прямого преобразователя 8 декартовых координат образуются сигналы заданного двухфазного тока i^*_sα,i^*_sβ, определяемые входными проекциями i^*_sx,i^*_sy вектора тока статора в координатах вектора потокосцепления ротора а на выходах обратного преобразователя 30 декартовых координат образуются сигналы проекций i_sx = I_syn, i_sy = I_ort вектора тока статора в координатах вектора потокосцепления ротора в зависимости от входных сигналов измеренного двухфазного тока i_sα,i_sβ. При этом фаза ϕ_s вектора потокосцепления ротора косвенно измеряется по измеренным фазным токам и напряжениям с помощью измерительного преобразователя, образуемого совокупностью блоков 16, 17, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26, относительно неподвижной оси "α" опорной фазы "a" статорной обмотки асинхронного электродвигателя 4.

Получаемый с первого выхода обратного преобразователя 30 декартовых координат сигнал проекции i_sx вектора тока статора на ось x, совпадающую с осью вектора потокосцепления ротора, пропорционален косинусной функции фазы ϕ_s потокосцепления ротора и совпадает по фазе с вектором потокосцепления ротора, в связи с чем образуется синфазный (косинусоидальный) ток статора, например, для фазы "a" i_{syn a} = I_syn · cosϕ_s. На втором выходе обратного преобразователя декартовых координат образуется сигнал i_sy = I_ort проекции вектора тока статора ортогональной по отношению к вектору потокосцепления ротора Проекция i_sy характеризует ток статора, опережающий по фазе в двигательном режиме и отстающий по фазе в режиме торможения на угол ± 90^o относительно фазы ϕ_s потокосцепления ротора Ψ_r, в связи с чем образует ортофазный (синусоидальный) ток статора, например, для фазы "a" i_{ort a} = ± I_ort · sinϕ_s. Результирующий ток статора асинхронного электродвигателя 4 регулируется равным разности синфазного (косинусоидального) и ортофазного (синусоидального) токов статора, например, для фазы "a" i_sa = i_syn - i_ort.

Таким образом, сигналы на выходах обратного преобразователя 30 декартовых координат характеризуют амплитуды синфазного тока I_syn и ортофазного тока I_ort.

В динамических режимах электропривода происходят отклонения ΔI_ort,ΔI_sin измеренных амплитуд I_ort, I_syn ортофазного и синфазного токов, полученных на выходе обратного преобразователя 30 декартовых координат относительно заданных амплитуд I^*_ort,I^*_syn ортофазного и синфазного токов на задающих входах регуляторов 9, 10 ортофазного и синфазного токов. Астатическое регулирование амплитуд ортофазного и синфазного токов производится путем пропорционально-интегрального регулирования ортофазного и синфазного токов за счет поступления сигналов I_ort, I_syn с выходов обратного преобразователя 30 декартовых координат на входы обратных связей соответственно регуляторов 9, 10 ортофазного и синфазного токов. Одновременно сигнал измеренной амплитуды ортофазного тока I_ort с выхода обратного преобразователя 30 декартовых координат поступает через блок 31 выделения модуля на вход блока 32 оптимального управления синфазным током. В динамических и статических режимах изменения измеренной амплитуды ортофазного тока I_ort приводит к оптимальному изменению амплитуды синфазного тока I_syn за счет изменения выходного сигнала блока 32 оптимального управления синафазным током, поступающего на задающий вход регулятора 10 синфазного тока. Регулятор 10 синфазного тока отслеживает заданный блоком 32 оптимальный по энергетическим критериям режим изменения амплитуды синфазного тока I_syn = F(I_ort) и определяемый изменением амплитуды синфазного тока оптимальный закон изменения амплитуды потокосцепления ротора Ψ_r в зависимости от момента M асинхронного электродвигателя.

Заданный момент M^*, величина которого образуется на выходе пропорционально-интегрального регулятора 12 скорости, преобразуется в адаптивном регуляторе 11 момента в сигнал заданной амплитуды ортофазного тока I^*_ort, который в динамике отличается от измеренной амплитуды ортофазного тока I_ort на величину рассогласования ΔI_ort. Действительная величина частоты скольжения Δω, характеризующая относительную угловую скорость вращения вектора потокосцепления ротора относительно ротора асинхронного электродвигателя 4 определяется в зависимости от отношения действительной (измеренной) амплитуды ортофазного тока I_ort к действительной (косвенно измеренной) амплитуде потокосцепления ротора Ψ_r, что реализуется подачей сигнала измеренной амплитуды ортофазного тока I_ort с выхода обратного преобразователя 30 декартовых координат и сигнала косвенно измеренной амплитуды потокосцепления ротора Ψ_r на два входа блока 33 вычисления частоты скольжения.

Мгновенная величина и направление угловой скорости вращения ω_s вектора потокосцепления ротора относительно неподвижной оси "α" статора однозначно определяется с помощью блока 34 вычисления частоты синхронизации производной фазы ϕ_s(t) вектора потокосцепления ротора полученной на выходах делителей 24, 25 в виде нормированных функций фазы синхронизации ϕ_s прямого и обратного преобразования декартовых координат и векторного регулирования тока статора Нормированные гармонические сигналы 1·sinϕ_s,1·cosϕ_s поступают на входы блока 34 вычисления частоты синхронизации, в котором вычисляется фаза синхронизации ϕ_s и ее производная Образуемый на выходе блока 34 вычисления частоты синхронизации сигнал частоты синхронизации ω_s, пропорциональной производной фазы синхронизации, суммируется в сумматоре 35 частот с сигналом частоты скольжения Δω, поступающим с выхода блока 34 вычисления частоты синхронизации. На выходе сумматора 35 частот образуется сигнал, пропорциональный мгновенной текущей величине скорости вращения ротора асинхронного электродвигателя 4. Выходной сигнал сумматора 35 частот поступает на вход обратной связи регулятора 12 скорости и на второй вход адаптивного регулятора 11 момента. Регулятор 12 скорости осуществляет астатическое регулирование скорости вращения асинхронного электродвигателя 4 в пропорционально-интегральной зависимости от динамического рассогласования мгновенных величин заданной скорости вращения ω^* (t) и текущей скорости вращения ω (t), полученной в результате измерения напряжения и тока на выходе инвертора 1 и преобразования сигналов измеренных напряжений и токов с помощью блоков 14 - 34.

В результате астатического регулирования скорости вращения на выходе регулятора 12 скорости образуется сигнал заданного момента M^*, необходимого для максимального быстродействия восстановления текущей скорости вращения ω (t) до величины, равной заданной скорости вращения ω^*. Сигнал заданного момента M^* с выхода регулятора 12 скорости, поступающий на первый вход адаптивного регулятора 11 момента, преобразуется в адаптивном регуляторе 11 момента в сигнал заданной амплитуды ортофазного тока в результате деления входной величины заданного момента M^* на величину косвенно измеренной амплитуды потокосцеплепления ротора Ψ_r, сигнал которой поступает на второй вход адаптивного регулятора 11 момента с выхода блока 29 вычисления амплитуды потокосцеплепления ротора. На третий вход адаптивного регулятора 11 момента поступает сигнал текущей скорости вращения ω с выхода сумматора 35 частот. Адаптивный регулятор 11 момента выполняет операцию переключения оптимальных законов регулирования амплитуд I_ort, I_syn ортофазного и синфазного токов и угла ε_ϕ фазового сдвига вектора тока статора относительно вектора потокосцепления ротора в зависимости от трех входных величин: M^*, ω , Ψ_r .

Трехзонное оптимальное векторное управление асинхронным электродвигателем по минимуму потерь электроэнергии, максимуму быстродействия и максимуму отношения момента M к току i_s в статических и динамических режимах работы электропривода осуществляется с помощью блока 32 оптимального управленрия синфазным током и адаптивного регулятора 11 момента.

В первой зоне регулирования при малых значениях заданного момента M^* и действительного момента M ≅ 0,25 M_н блок 32 оптимального управления синфазным током задает малую начальную величину амплитуды синфазного тока I_syn ≅ 0,5 I_{syn н}, что создает в асинхронном двигателе начальное потокосцепление ротора Ψ_ro, необходимое для оптимальной по быстродействию отработки в динамике скачка максимального момента M_max при ограниченной амплитуде тока статора i_{s доп.} = 1,5 - 5 i_sн.

В основной второй зоне регулирования при скорости вращения меньше граничной величины ω_гр, установленной в адаптивном регуляторе 11 момента, блок 32 оптимального управления синфазным током вырабатывает выходной сигнал заданной амплитуды синфазного тока I^*_syn пропорционально величине измеренной амплитуды ортофазного тока I_ort, полученной на выходе обратного преобразователя 30 декартовых координат. В этой основной зоне регулирования в результате астатического выравнивания амплитуд синфазного и ортофазного токов I_syn = I_ort угол фазового сдвига ε_ϕ вектора тока статора относительно потокосцепления ротора астатически регулируется на оптимиальном уровне, равном ±π/4, что обеспечивает оптимизацию режимов асинхронного электродвигателя 4 по максимуму отношения момента M к току i_s и по минимуму потерь электроэнергии в системе "инвертор - силовой кабель - асинхронный электродвигатель".

Для статических режимов в этой основной зоне регулирования реализуемая оптимизация регулирования угла фазового сдвига ε_ϕ= ±π/4 по максимуму отношения момента к току проявляется в минимизации тока статора i_{s min} для заданного момента нагрузки M_с в минимизации суммарных потерь мощности в асинхронном электродвигателе. Одновременно минимизируются потери мощности в инверторе 1 и потери напряжения в силовом кабеле, соединяющем силовые выходы инвертора 1 с асинхронным электродвигателем, что приводит к минимизации потерь электроэнергии в электроприводе.

Для динамических режимов пуска, торможения, стопорения ротора и быстрого изменения скорости вращения реализуемая оптимизация регулирования угла фазового сдвига ε_ϕ= ±π/4 проявляется в достижении максимума динамического момента M_max при заданном в блоке 6 ШИМ - регуляторов тока ограничении максимальной для инвертора 1 величины фазного тока i_s ≅ i_{s доп.}, что приводит к минимизации потерь электроэнергии в динамике и создает режим максимального быстродействия изменения момента и скорости.

В быстродействующем электроприводе с высокими значениями допустимого тока статора i_{s доп.} > 3 i_sн оптимальный процесс форсировки амплитуды потокосцепления ротора при ε_ϕ= ±π/4 происходит в зоне высокого магнитного насыщения магнитопровода асинхронного электродвигателя до Ψ_{r опт} ≥ 1,3, что учитывается в блоке 32 оптимального управления синфазным током снижением коэффициента пропорциональности K < 1 заданной амплитуды синфазного тока I^*_{syn опт}= K₁I_ort, начиная с граничной величины I_ort.

При возрастании текущей скорости вращения ω выше граничной величины ω_гр, заданной в адаптивном регуляторе 11 момента, оптимальное векторное управление переходит в третью зону регулирования в результате снижения величины заданной амплитуды синфазного тока I^*_syn(ω) при росте текущей скорости ω > ω_гр, что реализуется с помощью адаптивного регулятора 11 момента за счет поступления сигнала зависимого ослабления синфазного тока со второго выхода адаптивного регулятора 11 момента на второй вход блока 32 оптимального управления синфазным током.

Во всех трех зонах регулирования адаптивный регулятор 11 момента вырабатывает выходной сигнал задания амплитуды ортофазного тока I_ort обратно пропорционально косвенно измеренной амплитуде потокосцепления ротора Ψ_r, полученной по измеренным напряжениям и токам на выходе инвертора 1, что автоматически учитывает с повышенной точностью явление магнитного насыщения магнитопровода асинхронного двигателя по физически обусловленной связи измеренных фазных напряжений и фазных токов статора.

При размыкании связи выхода сумматора 35 частот со входом обратной связи регулятора 12 скорости электропривод из регулируемого по скорости преобразуется в моментный электропривод, в котором первый вход M^* адаптивного регулятора 11 момента образует вход задания момента моментного электропривода, например тягового электропривода электромобиля. При этом выполняются все описанные процессы оптимального векторного управления в трех зонах регулирования. Выполняется основное условие оптимального векторного регулирования угла фазового сдвига ε_ϕ вектора тока статора за счет принудительной ориентации вектора тока статора относительно синусной и косинусной функций фазы ϕ_s потокосцепления ротора и регулирования амплитуды синфазного тока, пропорционально измеренной амплитуде ортофазного тока.

Электропривод по схеме на фиг. 1 может быть реализован на дискретных аналоговых и цифроаналоговых элементах, аналогичных элементам, примененным в прототипе [2].

Способ оптимального векторного управления асинхронным электродвигателем, осуществляемый в электроприводе по фиг. 1, может быть реализован в микропроцессорном электроприводе по схеме на фиг. 2.

Микропроцессорный электропривод с оптимальным векторным управлением асинхронным электродвигателем (фиг. 2) содержит инвертор 1 (фиг. 2), силовые выходы которого через датчики 2, 3 фазного тока подключены к статорным обмоткам асинхронного электродвигателя 4.

Управляющие входы инвертора 1 подключены к блоку 5 формирования управляющих импульсов, выполненному в виде микросхемы драйвера с дополнительным входом разрешения ШИМ. Входы микросхемы драйвера подключены к выходам устройства микропроцессорного оптимального векторного управления.

Устройство микропроцессорного векторного управления содержит цифровой сигнальный сопроцессор 36, цифровой сигнальный процессор 37, блок 38 постоянной памяти, последовательный порт 39, пульт 40 программного управления и диагностики. Цифровой сигнальный сопроцессор 36 содержит следующие встроенные в сопроцессор блоки: блок 41 трехфазного таймера широтно-импульсной модуляции, встроенный мультиплексный аналого-цифровой преобразователь 42, встроенный последовательный программатор 43 команд, встроенный блок 44 векторных преобразований, блок 45 управления регистрами. Кроме того, устройство микропроцессорного векторного управления и цифровой сигнальный сопроцессор 36 содержит шину данных 46 и шину адреса 47, соединяющие между собой блоки устройства.

Четыре входа устройства микропроцессорного векторного управления, образованные входами встроенного мультиплексного аналого-цифрового преобразователя 42 цифрового сигнального сопроцессора 36, подключены к двум выходам датчика 14 фазных напряжений и через блок 48 гальванической развязки к двум выходам датчиков 2, 3 фазного тока. Датчик 14 фазных напряжений подключен к силовым выходам инвертора 1. В устройстве микропроцессорного оптимального векторного управления цифровой сигнальный процессор 37 соединен входами-выходами с входами-выходами последовательного порта 39, через который производится обмен информации с пультом 40 программного управления и диагностики.

По шине адреса 47 адресные команды поступают с выхода цифрового сигнального процессора 37 на вход цифрового сигнального сопроцессора 36 и на вход встроенного мультиплексного аналого-цифрового преобразователя 42 цифрового сигнального сопроцессора 36. Аналоговые сигналы величин измеренных фазных напряжений U_sa, U_sb и измеренных фазных токов i_sa, i_sb поступают с выходов датчика 14 фазных напряжений и блока 48 гальванической развязки на аналоговые входы встроенного мультиплексного аналого-цифрового преобразователя 42 цифрового сигнального сопроцессора 36.

По шине адреса 47 на цифровые входы встроенного мультиплексного аналого-цифрового преобразователя 42 поступают команды на последовательное аналого-цифровое преобразование аналоговых сигналов U_sa, U_sb, i_sa, i_sb в цифровой n-разрядный код, например в 11-разрядный код. Полученная цифровая измерительная информация о векторе напряжения и векторе тока по шине данных 46 поступает с выхода встроенного мультиплексного аналого-цифрового преобразователя 42 на входы встроенного блока 44 векторных преобразований, в котором происходит прямое и обратное преобразование двухфазно-трехфазных координат α,β - a, b, c и прямое и обратное преобразование декартовых координат x, y - α,β. Широтно-импульсная модуляция цифровых кодов (например, 12-разрядных кодов), рассогласований заданных и измеренных токов производится в блоке 41 трехфазного таймера широтно-импульсной модуляции, связанного шиной данных 46 с встроенным блоком 44 векторных преобразований.

Последовательность выполнения команд и вычислительных операций с цифровыми кодами величин оптимального векторного управления вырабатывается и передается по шине адреса 47 цифровым сигнальным процессором 37 и по приоритетности встроенным последовательным программатором 43 команд, получающим текущую информацию о выполненных операциях с шины данных 46. По командам, поступающим по шине адреса 46 с выхода цифрового сигнального процессора 37 на вход блока 38 постоянной памяти.

По шине данных 46 блок 38 постоянной памяти при обращении к памяти по шине адреса 47 передает информацию на входы цифрового сигнального процессора 37 и цифрового сигнального сопроцессора 36. Блок 45 управления регистрами и встроенный последовательный программатор 43 команд управляют операциями векторного преобразователя, производимыми во встроенном блоке 44 векторных преобразований, и в блоке 41 трехфазного таймера широтно-импульсной модуляции. Результаты вычислительных процессов хранятся в регистрах цифрового сигнального сопроцессора 36, управляемым блоком 45 управления регистрами.

С помощью пульта 41 программного управления и диагностики через последовательный порт (например, RS 232 или RS 485) производится обмен задающей и управляющей информации между пультом 41, процессором 37 и сопроцессором 36. На пульт 41 управления и диагностики выводится информация о превышении измеренных и вычисленных параметров электропривода установленных допустимых значений по току, напряжению, моменту, скорости, ускорению.

Пульт 41 программного управления и диагностики, который может содержать сенсорную клавиатуру, дополнительный процессор и цифровой индикатор, задает режим регулирования "моментный электропривод", "скоростной электропривод", интенсивность изменения момента или скорости, траекторию изменения момента и скорости во времени, величину граничной и максимальной скорости, величину заданной скорости, величину заданного момента, режим "стопор под нагрузкой". Пульт 41 программного управления и диагностики одновременно может выполнять системные функции управления и регулирования машин и механизмов, в том числе регулирование углового положения или другого технологического параметра по назначению машины или механизма.

Микропроцессорный электропривод по схеме на фиг. 2 может быть выполнен на стандартных типовых элементах. Инвертор 1 может быть выполнен в виде типового твердотельного шестиключевого IGBT модуля на биполярных транзисторах с изолированным затвором (БТИЗ) с обратными диодами (схема БТИЗ - ключа - IGBT изображена на фиг. 2 в контуре, обозначающем инвертор 1).

В качестве микросхемы драйвера (блока 5 формирования импульсов) может быть использована типовая микросхема драйвера для IGBT-модулей.

В качестве цифрового сигнального сопроцессора 36 может быть использована БИС digital signal motion coprocessor АДМ200, имеющая быстродействие 12,5 МГц или сопроцессор АДМС201.

В качестве цифрового сигнального процессора 37 может быть использован типовой процессор digital signal processor (DSP), например, типов ADSP-2115 или TMS 320C20, TMS 320C25, TMS 320C25-50.

В блоке 38 постоянной памяти может быть использована типовая микросхема программируемого постоянного запоминающего устройства, например с ультрафиолетовым стиранием.

В качестве последовательного порта 38 могут быть использованы типовые микросхемы последовательного интерфейса, например RS232, RS485.

Пульт 40 программного управления и диагностики может быть выполнен на типовом цифровом сигнальном процессоре (DSP), например типов TMS 320C20, TMS 320C25, TMS 320C25-50 или ASSP-2115.

Микропроцессорный электропривод с оптимальным векторным управлением по схеме на фиг. 2 работает следующим образом.

Полупроводниковые ключи инвертора 1 переключаются с постоянной высокой частотой коммутации f_к, зависящей от быстродействия и тепловыделения ключей или IGBT - модулей, в диапазоне частот 3 - 10 КГц, что определяет период T_т тактирования широтно-импульсной модуляции инвертора I и время T_м цикла микропроцессорного устройства управления T_м < T_т. В результате переключения ключей инвертор 1 через датчики 2, 3 фазного тока питает асинхронный двигатель 4 широтно-модулированной последовательностью импульсов силового напряжения, длительность которых определяется длительностью управляющих импульсов, поступающих с выхода блока 5 формирования импульсов (микросхемы драйвера) в случае поступления сигнала разрешения ШИМ с выхода цифрового сигнального сопроцессора 36 на дополнительный вход микросхемы драйвера 5.

Сигналы измеренных фазных токов с выходов датчиков 2, 3 фазных токов поступают через блок 48 гальванической развязки на аналоговые входы цифрового сигнального сопроцессора 36. Сигналы измеренных фазных напряжений с выходов датчика 14 фазных напряжений поступают на другие аналоговые входы цифрового сигнального сопроцессора 36. При превышении фазных токов или фазных напряжений максимально допустимых значений, программно установленных в цифровом сигнальном сопроцессоре 36, отсутствует сигнал разрешения ШИМ на дополнительном входе микросхемы драйвера 5 и в инверторе 1 все полупроводниковые ключи заперты, сигнал перегрузки по току или напряжению поступает через последовательный порт 39 на пульт управления и диагностики.

При наличии сигнала разрешения ШИМ на дополнительном входе микросхемы драйвера, моменты выборки измерительной информации i_sa, i_sb, U_sa, U_sb внутри периода T_т тактирования ШИМ устанавливаются встроенным мультиплексным аналого-цифровым преобразователем 42 в зависимости от информации о начале очередного периода T_т тактирования ШИМ, образуемой в блоке 41 трехфазного таймера широтно-импульсной модуляции. Частота прерывания аналого-цифрового преобразователя сигналов i_sa, i_sb, U_sa, U_sb определяется частотой выборки порядка 10 КГц. Время выборки по четырем каналам составляет порядка 15 мкс.

Информация о завершении очередной выборки цифровых кодов i_sa, i_sb, U_sa, U_sb поступает в цифровой сигнальный процессор 37, который выдает команду запуска очередного цикла векторных преобразований, производимых встроенным блоком 44 векторных преобразований.

В цифровом сигнальном сопроцессоре 36 осуществляется векторная обработка информации и двухконтурное регулирование токов статора. Внутренний контур регулирования мгновенных фазных токов i_sa, i_sb, i_sc реализуется в блоке 41 трехфазного таймера ШИМ путем широтно-импульсной модуляции цифровых кодов рассогласований заданных и измеренных фазных токов. Внешний контур регулирования ортофазного и синфазного токов реализуется встроенным блоком 44 векторных преобразований. Алгоритм оптимального векторного управления моментом и скоростью реализуется цифровым сигнальным процессором 37 и блоком 38 постоянной памяти по предварительно введенной программе, представляющей собой программное обеспечение микропроцессорного устройства оптимального векторного управления.

Вначале электропривод работает в первой зоне регулирования синфазного тока I_syn = I_{syn 0} при нулевой амплитуде ортофазного тока I_ort = 0 и нулевой начальной фазе синхронизации ϕ_so = 0, что предусмотрено начальными условиями, введенными в программу работы цифрового сигнального процессора 37 при задании с пульта 40 управления и диагностики нулевых исходных данных M^* = 0, ω^* = 0 и команды на включение электропривода.

Фазные обмотки статора асинхронного электродвигателя 4 питаются постоянными токами i_sa = I_{syn 0}; i_sb = i_sc = регулируемыми цифровым сигнальным сопроцессором 36 путем широтно-импульсной модуляции с частотой тактирования ШИМ цифровых кодов рассогласований заданных и измеренных постоянных токов.

В асинхронном электродвигателе 4 возбуждается постоянное магнитное поле, характеризуемое постоянным начальным потокосцеплением ротора Ψ_ro. Установившаяся трехфазная система начальных фазных потокосцеплений ротора совпадает с трехфазной системой начальных фазных токов, в связи с чем начальный вектор потокосцепления ротора Ψ_r совпадает с осью "α" опорной фазы "a" асинхронного электродвигателя и осью α неподвижной декартовой системы координат α,β. Установившиеся постоянные фазные напряжения U_sa = U_so, U_sb = U_sc = измеряются датчиком 14 фазных напряжений.

Встроенный мультиплексный аналого-цифровой преобразователь 442 передает выборки цифровых кодов измеренных величин i_sa, i_sb, U_sa, U_sb по шине данных 46 на встроенный блок 44 векторных преобразований сопроцессора 36 и на вход цифрового сигнального процессора 37.

Вычисленные значения нормированных синусной и косинусной функций начальной фазы ϕ_so = 0 равны cos ϕ_so = 1, sin ϕ_so = 0. Ротор асинхронного электродвигателя 4 неподвижен, так как отсутствует ортофазный ток статора (I_ort = 0) и момент равен нулю.

Затем после подачи с пульта 40 управления и диагностики сигнала задания скорости ω^* или сигнала задания момента M^* цифровой сигнальный процессор 37 выполняет операцию деления сигнала заданного момента M^* на вычисленную величину амплитуды потокосцепления ротора Ψ_ro. Полученное цифровое приращение заданной амплитуды ортофазного тока по шине данных 46 поступает на встроенный блок 44 векторных преобразований сопроцессора 36, работающий в режиме последовательных прерываний, управляемых встроенным последовательным программатором 43 команд и блоком 45 управления регистрами сопроцессора 36. Блок 41 трехфазного таймера широтно-импульсной модуляции сопроцессора 36 изменяет соотношение длительностей открытого и закрытого состояния ключей инвертора 1, переключаемых с постоянной высокой частотой коммутации f_к ≥ 3 КГц в моменты изменения уровней выходных импульсов микросхемы драйвера 5. В результате изменения соотношения длительностей открытого состояния ключей инвертора 1 изменяются фазные напряжения U_sa, U_sb, U_sc и вслед за этим изменяются токи i_sa, i_sb, i_sc таким образом, что угол фазового сдвига ε_ϕ вектора тока статора относительно вектора потокосцепления ротора за время меньшее 0,05 M_с устанавливается на оптимальном уровне ±π/4, определяемом соотношением амплитуд I_ort, I_syn ортофазного и синфазного токов. Вследствие сдвига фазы вектора тока статора на угол π/4 относительно вектора потокосцепления ротора, происходит максимальное приращение момента M асинхронного электродвигателя 4 для заданного приращения амплитуды фазного тока статора Образуемый динамический момент M приводит к угловому перемещению ротора асинхронного электродвигателя 4, что вызывает изменения угла и величины вектора потокосцепления ротора и соотношения фазных напряжений U_sa, U_sb, обеспечивающих автоматическое регулирование изменившихся фазных токов i_sa, i_sb.

Изменившаяся измерительная информация с выходов встроенного мультиплексного аналого-цифрового преобразователя поступает на встроенный блок 44 векторного преобразования, в котором вычисляются величины i_sβ,i_sβ,u_sα,u_sβ, I_ort, I_syn.

В цифровом сигнальном процессоре 37 происходит вычисление приращения величин нормированных гармонических функций cosϕ_s,sinϕ_s, которые поступают на встроенный блок 44 векторных преобразований и задают приращение фазы тока статора. С помощью блока 38 постоянной памяти в цифровом сигнальном процессоре 37 вычисляются оптимальные величины синфазного тока I^*_{syn onm}, последующее приращение величины ортофазного тока I^*_ort, приращения величин частоты скольжения Δω, частоты синхронизации ω_s и скорости вращения ω по предварительно вычисленным приращениям величин cosϕ_s,sinϕ_s,I_ort,Ψ_r. Текущая скорость ротора ω увеличивается до заданной скорости вращения ω^* и астатически регулируется на заданном уровне с помощью преобразования приращения рассогласования текущей скорости ω относительно заданной скорости ω^* по пропорционально-интегральному закону, реализуемому в цифровом сигнальном процессоре 37.

Адаптивное трехзонное регулирование момента в зависимости от введенных в блок 38 постоянной памяти величин I^*_so,ω_гр, i_{s max}, M^*_max,ω^*_max выполняется в цифровом сигнальном процессоре 37 по оптимальным законам изменения угла фазового сдвига ε_ϕ и заданной амплитуды синфазного тока I^*_{syn onm} в функции текущей измеренной амплитуды ортофазного тока.

Оптимизация электропривода по минимуму потерь электроэнергии достигается в электроприводе за счет регулирования амплитуды синфазного тока I_syn преимущественно пропорционально измеренной мплитуде ортофазного тока I_ort.

Быстродействие и точность регулирования момента и скорости повышаются за счет косвенного измерения амплитуды и фазы потокосцепления ротора по измеренным фазным напряжениям и фазным токам в том числе в режимах сильного нелинейного магнитного насыщения магнитопровода асинхронного электродвигателя и за счет вычисления текущего приращения величины частоты скольжения пропорционально приращению отношения измеренной амплитуды ортофазного тока и косвенно измеренной амплитуды потокосцепления ротора.

В статических режимах работы электропривода в основной зоне регулирования происходит минимизация потребляемого тока статора для создания момента, равного моменту нагрузки, что снижает суммарные потери мощности в системе "инвертор - силовой кабель - асинхронный электродвигатель", снижает потери напряжения в силовом кабеле, например, в глубинном погружном кабеле в нефтедобыче, и в случае применения на входе инвертора аккумуляторной батареи, например, в электромобиле, увеличивает энергетический ресурс машины и длину пробега электромобиля.

Электроприводы по схемам на фиг. 1, 2 различаются устройством системы оптимального векторного управления, структуры которых зависят от применяемых типов интегральных микросхем, СБИС, микропроцессоров. При применении известных микропроцессоров Intel или Motorola схема электропривода может иметь структурные отличия от схем по фиг. 1, 2. Общим для различных вариантов исполнения электропривода, решающего поставленную задачу и реализующего цель изобретения, является способ оптимального векторного управления асинхронным электродвигателем, осуществленный в описанных электроприводах по фиг. 1, 2.

Способ оптимального векторного управления дополнительно к фиг. 1, 2 поясняется чертежами на фиг. 3 - 7. Особенностями примененного способа управления, отличающими его от известных способов - частотного, частотно-токового и векторного управления, являются, как видно из схем на фиг. 1, 2, отсутствие канала задания частоты тока или напряжения, отсутствие канала управления частотой скольжения, отсутствие датчиков на электродвигателе, отсутствие в структурной схеме системы управления электроприводом звена моделирования насыщения магнитопровода или учета кривой намагничивания асинхронного электродвигателя при одновременно физически используемом в рабочих режимах электропривода явлении сильного магнитного насыщения асинхронного электродвигателя при высоких значениях момента M ≥ M_μ в режиме равенства амплитуд синфазного и ортофазного токов.

Сущностью способа оптимального векторного управления асинхронным электродвигателем является оптимальное взаимосвязанное регулирование всех параметров вектора тока и вектора напряжения (модуль, фазовый угол, частота вращения вектора) в функции измеренных параметров этих же векторов по замкнутым циклам в зависимости от заданного момента и связанного с ним оптимального задания амплитуды ортофазного тока.

Взаимное изменение параметров векторов тока и напряжения происходит в результате реакции асинхронного электродвигателя при возникновении действительного момента M асинхронного электродвигателя и приращении действительной скорости вращения ω ротора асинхронного электродвигателя. Реакция асинхронного электродвигателя по закону электромагнитной индукции создает автоматическое задание и изменение частоты и фазы тока статора. Векторная обработка этой реакции асинхронного электродвигателя производится такой последовательностью операций и таким взаимным изменением параметров векторов чтобы выполнялись критерии оптимальности режимов асинхронного электродвигателя: по минимуму электрических потерь в асинхронном двигателе на возбуждение магнитного поля в режимах холостого хода и малых величинах нагрузки M ≅ 0,25 M_н (i_so = i_{so min}) при заданных начальных условиях для динамики; по минимуму тока статора в статических режимах электропривода при заданном моменте нагрузки M_с в основной зоне регулирования (i_s = i_{s min} при M_с ≥ 0,25 M_н); по минимуму потерь мощности в асинхронном электродвигателе при регулировании скорости в диапазоне ω = 0-ω_гр;
по максимуму выходной механической мощности P_м = M · ω = P_{м max} при регулировании скорости вверх от граничной скорости ω_гр при ограниченном напряжении статора;
по максимуму момента электродвигателя M = M_max при ограниченном токе статора is = i_{s max} в динамических режимах пуска, торможения, изменения скорости и компенсации возмущений со стороны нагрузки;
по максимуму быстродействия отработки приращений заданного момента M^* и заданной скорости вращения ω^* в динамических режимах;
по минимуму ошибки между заданными и действительными величинами момента и скорости вращения в статических и динамических режимах асинхронного электродвигателя при расширенных диапазонах регулирования момента M = 0 до M = 5-8 M_н и ω скорости от ω = 0 до ω = 4ω_н в обоих направлениях.

Интегрально перечисленные критерии оптимальности выражаются как минимизация потерь электроэнергии при повышении быстродействия, точности и диапазона регулирования момента, скорости и магнитного потока асинхронного электродвигателя без применения датчиков, конструктивно связанных с асинхронным электродвигателем.

Минимизация потребляемой асинхронным электродвигателем электроэнергии в предлагаемом способе оптимального векторного управления является основной сущностью способа и для нерегулируемых по скорости и моменту асинхронных электродвигателей взамен электроприводов с известной защитно-отключающей аппаратурой, например, с магнитными пускателями.

Последовательность операций управления и взаимосвязанные действия над объектом управления (асинхронным электродвигателем) поясняются математическими уравнениями и диаграммами на фиг. 3 - 7.

В качестве опорной оси α векторного управления в неподвижных трехфазных координатах статора a, b, c в способе принимается ось одной из фаз статора, например, ось фазы "a" (фиг. 3).

Отсчет углов векторов производится относительно неподвижной опорной оси α = a в положительном направлении против часовой стрелки (фиг. 3). Это условие реализуется тем, что измеренный фазный ток i_sa и измеренное фазное напряжение U_sa в опорной фазе "a" используются при обработке измерительной информации в качестве измеренных величин в двухфазной (декартовой) координатной системе α,β:i_sα = i_sa, u_sα= u_sa. Физически при осуществлении способа это осуществляется тем, что мгновенные величины всех переменных состояния асинхронного электродвигателя в фазе "a" используются в качестве проекций векторов состояния асинхронного электродвигателя на неподвижную ось α = a и выражаются косинусными функциями угла соответствующего вектора относительно оси фазы "a".

Фазные токи статора формируются по косинусоидальному закону

где ϕ_s(t) - фаза синхронизации, равная фазе потокосцепления ротора относительно неподвижной опорной оси "α" (фиг. 3);
ε_ϕonm - оптимальный угол фазового сдвига вектора тока статора относительно вектора потокосцепления ротора
Формирование мгновенных величин фазных токов i_sa, i_sb, i_sc по закону (1) и оптимального по минимуму потерь электроэнергии закона регулирования угла фазового сдвига ε_ϕonm вектора тока статора относительно вектора потокосцепления ротора осуществляются в способе по измеренным величинам приращений напряжений u_sα, u_sβ (двухфазного напряжения) и тока i_sα,i_sβ (двухфазного тока) с использованием электромагнитной реакции асинхронного электродвигателя на эти приращения согласно уравнениям асинхронного двигателя в двухфазной системе координат α,β:
для вектора потокосцепления статора

для вектора потокосцепления ротора :

где R_s - активное сопротивление фазы статорной цепи (фазной обмотки статора);
переходная индуктивность статорной цепи (фазной обмотки статора), примерно равная сумме индуктивностей рассеяния статора и ротора L_σs+L_σr;
K_р - коэффициент связи ротора, близкий к единице.

На фиг. 32а), 3б), 3д), 3е) показано взаимное расположение двухфазной координатной системы α,β относительно трехфазной координатной системы a, b, c и на фиг. 3д) показаны проекции векторов в этих координатных системах, в том числе проекции по осям α,β, описываемые уравнениями (2), (3).

Физически электромагнитные процессы в асинхронном электродвигателе (АД) проявляются при взаимодействии векторов состояния, представленных на векторных диаграммах справа от вертикальной черты на фиг. 4 (область АД) на фиг. 3в) и 3г).

Процессы векторного управления в системе векторного управления (СВУ) показаны на фиг. 3 слева от штриховой линии (область СВУ): в прямом направлении воздействий к асинхронному электродвигателю - на фиг. 3а), 3б), в обратном направлении от асинхронного электродвигателя - на фиг. 3д), 3е). Стрелками на фиг. 3 показана последовательность операций и процессов оптимального векторного управления, включая процессы в асинхронном электродвигателе, участвующие в способе векторного управления.

Управляющие воздействия на фиг. 3 обозначаются с индексом (^*), действительные переменные асинхронного электродвигателя выражаются обозначениями без индекса.

Переменный ток статора асинхронного электродвигателя, описываемый уравнениями (1) и представленный векторами на фиг. 3а), 3в), регулируется равным разности двух периодических токов - косинусоидального (синфазного) тока и синусоидального (ортофазного) тока амплитуды которых I_syn, I_ort являются проекциями вектора тока статора на ортогональные оси вращающейся декартовой системы координат x, y (фиг. 3а), а фаза ϕ_s равна фазе вектора потокосцепления ротора относительно неподвижной опорной оси Ось "x" вращающейся декартовой системы координат x, y совпадает с направлением вектора (фиг. 3д). Такое регулирование фазных токов статора согласно способу описывается уравнениями:

где синфазные токи регулируются по косинусоидальному закону:

а ортофазные токи регулируются по синусоиадальному закону:

Фаза ϕ_s(t) является фазой вектора потокосцепления ротора который изменяется по закону:

Из сравнения уравнений (5), (7) следует, что согласно способу управления вектор синфазного тока совпадает по направлению с ориентирующей осью "x" и с вектором потокосцепления ротора Ψ_r (фиг. 3а), 3д) и изменяется синфазно с ориентирующей осью "x" и потокосцепления ротора, что отражено в названии этого тока, так как модуль вектора (амплитуда Ψ_r ) всегда положителен, то вектор i_syn однонаправлен в положительном направлении ориентирующей оси "x".

Синусоидальный (ортофазный) ток отстает или опережает синфазный ток согласно уравнениям (6) на 90^o, вектор ортогонален по отношению к вектору что отражено в названии ортофазного тока.

Направление проекции на ось "y" (фиг. 3а) определяется знаком "+" или "-" в уравнениях (6).

Потокосцепления ротора возбуждаются в асинхронном двигателе согласно уравнениям (3) в результате возбуждения током статора потокосцеплений статора согласно уравнениям (2).

Приращения потокосцепления статора ΔΨ_s за интервал времени Δt согласно уравнениям (2) возникают по осям α,β при возникновении приращения разницы Δu_α,Δu_β между напряжениями статора u_sα,u_sβ и падениями напряжения статора, пропорциональными токам статора i_sα,i_sβ, что является физической основой предлагаемого способа оптимального векторного управления асинхронным электродвигателем без датчиков, конструктивно связанных с электродвигателем.

Измерением приращений и преобразованием разностей напряжений достигается оптимизация режимов.

Выявление приращения величины относительной угловой скорости вращения Δω магнитного поля по отношению к ротору (частоты скольжения) производится в способе на основании дифференциальных уравнений роторной цепи, основными параметрами в которых являются проекции вектора потокосцепления ротора Ориентация вектора производится по вектору косвенно измеряемому по измеренным величинам напряжения u_sα,u_sβ и тока i_sa, i_sβ статора на основании уравнений (2), (3).

Последовательность выполнения операций векторной ориентации тока статора в декартовой координатной системе x, y, ориентированной осью "x" по вектору согласно способу управления устанавливается в следующем порядке: измеряют двухфазное напряжение u_sα,u_sβ и двухфазный ток i_sα,i_sβ по величинам которых вычисляют двухфазные потокосцепления статора Ψ_sα,Ψ_sβ согласно уравнениям (2).

Полученные величины Ψ_sα,Ψ_sβ образуют косвенно измеренные проекции вектора потокосцепления статора в двухфазной (неподвижной) декартовой системе координат α,β (фиг. 3д)). Затем вычисляют по уравнениям (3) косвенно измеренные величины двухфазного потокосцепления ротора Ψ_rα,Ψ_rβ (фиг. 3д)). После этого на основании ортогональности осей α,β вычисляют амплитуду потокосцепления ротора Ψ_r по формуле

Затем вычисляют по косвенно измеренным величинам двухфазного потокосцепления ротора Ψ_rα,Ψ_rβ и вычисленной амплитуде потокосцепления ротора Ψ_r нормированные косинусную и синусную функции фазы ϕ_s потокосцепления ротора согласно выражениям

Полученные нормированные (с единичной амплитудой) косинусную и синусную функции фазы ϕ_s потокосцепления ротора характеризуют единичный вектор во вращающейся декартовой системе координат x, y, ориентированной осью "x" по направлению вектора (фиг. 3д)), благодаря чему фаза потокосцепления ротора одновременно образует равную ей фазу синхронизации ϕ_s регулируемых синфазного и ортофазного токов (фиг. 3е)).

В функции фазы синхронизации ϕ_s по полученным согласно выражениям (9) нормированным косинусной и синусной функций фазы синхронизации задают и регулируют синфазный и ортофазный токи как показано на фиг. 3а), б), в соответствии с уравнениями прямого и обратного преобразований координат.

Операция прямого преобразования декартовых координат x, y α,β (фиг. 3а)) производится согласно формулам:

где I^*_syn - заданная амплитуда синфазного тока;
I^*_ort - заданная амплитуда ортофазного тока;
ϕ_s - фаза синхронизации.

Прямое преобразование двухфазно-трехфзных координат α,β a, b, c (фиг. 3б)) производится по формулам

Обратное преобразование двухфазно-трехфазных координат a, b, c ⇒ α, β (фиг. 3д)) выполняется согласно выражениям:

Операция обратного преобразования декартовых координат α,β x, y выполняется в соответствии с формулами

Последовательность выполнения операций над токами по шагам производится от операции (10), затем (11) к операции (12) и затем (13), как показано стрелками на фиг. 3.

Операции (10), (11) производятся над управляющими величинами (^*), операции (12), (13) выполняются по полученным измеренным величинам i_sa, i_sb.

В результате замкнутого цикла регулирования по шагам (10) - (12) и (12) - (10) фазные токи статора i_sa, i_sb, i_sc регулируются равными разности синфазных и ортофазных токов согласно уравнениям (1), (4), (5), (6).

Регулирование токов производится в функции фазы синхронизации ϕ_s, образованной косвенно измеренными функциями cosϕ_s,sinϕ_s фазы ϕ_s потокосцепления ротора в соответствии с уравнениями (9), (8), (3), (2) по шагам в последовательности операций от измеренных двухфазных величин i_sa, i_sb, U_sa, U_sb к измереным приращениям Ψ_sα,Ψ_sβ,Ψ_rα,Ψ_rβ,Ψ_r,cosϕ_s,sinϕ_s и далее по шагам операций (10) - (13).

Обратные преобразования измеренных фазных напряжений U_sa, U_sb производятся аналогично (12)

Измеренные согласно (14) величины двухфазного напряжения уменьшаются на величины падений напряжения u_sα,u_sβ и согласно уравнениям (2) определяют приращения двухфазного потокосцепления статора R_si_sα,R_si_sβ за интервал времени шага ΔΨ_sα,ΔΨ_sβ как интеграл разности напряжения и соответствующего падения напряжения за интервал времени Δt
Сущность способа оптимального векторного управления заключается в том, что измеренная описанным выше способом амплитуда ортофазного тока I_ort, полученная в результате двух замкнутых последовательностей операций над измеренными величинами фазных токов и фазных напряжений, задает оптимальный процесс изменения амплитуды потокосцепления ротора Δt. и частоты скольжения Ψ_{r onm} путем пропорционального амплитуде I_ort изменения амплитуды синфазного тока и частоты скольжения Δω_onm из условия выполнения оптимизации режимов асинхронного электродвигателя, характеризуемых минимумом тока, минимумом потерь электроэнергии, максимумом момента и максимумом быстродействия, как показано на фиг. 4 - 7.

Управляемая по оптимальным законам электромагнитная реакция асинхронного электродвигателя на описанное выше взаимодействие токов и напряжений используется в способе для оптимизации режимов электродвигателя путем взаимосвязанных действий над амплитудами синфазного и ортофазного тока I_syn, I_ort, в результате чего типовой асинхронный двигатель, не оснащенный датчиками, приобретает новые более эффективные энергетические и динамические свойства (фиг. 4 - 7) как в регулируемом по моменту или скорости электроприводе, так в нерегулируемом электроприводе при работе с постоянной скоростью и переменным моментом нагрузки.

Электромагнитный переходный процесс типового асинхронного электродвигателя, описываемый типовыми дифференциальными уравнениями для роторной цепи
Δω
где R_r, L_r - активное сопротивление и индуктивность ротора,
L_m - взаимная индуктивность,
скорость вращения координат x, y,
ω_к - скорость вращения ротора,
в результате выполнения описанных выше операций принудительной ориентации и регулирования вектора тока статора ω - относительно вектора потокосцепления ротора преобразуется к следующему виду, соответствующему достигнутой ориентации синфазного тока оси "x" декартовой системы координат x, y вдоль вектора потокосцепления ротора во всех статических и динамических режимах асинхронного электродвигателя

где - амплитуда потокосцепления ротора,
Ψ_r - угловая частота потокосцепления ротора,
ω_s - текущая скорость вращения ротора,
ω - угловая частота скольжения.

Согласно способу задание амплитуды синфазного тока I_syn определяет амплитуды потокосцепления ротора Δω по экспоненциальному закону в соответствии с первым уравнением (16) асинхронного электродвигателя с постоянной времени T_r изменения амплитуды потокосцепления
Ψ_r
а текущая действительная величина частоты скольжения вычисляется как отношение измеренной амплитуды ортофазного тока I_ort к косвенно измеренной амплитуде потокосцепления ротора Δω согласно второму уравнению (16).

В статических режимах асинхронного электродвигателя амплитуда потокосцепления ротора постоянна и равна
Ψ_r
момент электродвигателя M равен статическому моменту нагрузки M_c, а амплитуда тока статора Ψ_r= L_mI_syn, (18) для создания момента M изменяется по U-образным характеристикам в зависимости от величин частоты скольжения и амплитуды потокосцепления ротора Δω как показано на фиг. 5. Для каждого момента M электродвигателя существует такое сочетание величин I_sin, I_ort, Ψ_r, при котором достигается режим минимума тока i_s = i_{s min}. Естественная характеристика "ток - момент - скольжение" для неуправляемого асинхронного электродвигателя показана на фиг. 4 штриховой линией, сплошная линия, соединяющая точки минимума тока, соответствует режиму оптимального векторного управления согласно способу управления.

Как показано на фиг. 5, режим оптимального векторного управления осуществляется путем задания в основной зоне изменения момента M = 0,25 - 2,0 M_н задания амплитуды синфазного тока I_syn равной измеренной амплитуде ортофазного тока I_ort, при этом и для более высоких значений момента это условие оптимальности преимущественно сохраняется с некоторым незначительным отклонением, как показано на фиг. 5.

Оптимальное задание амплитуды синфазного тока Δω,Ψ_r, пропорционально измеренной амплитуде ортофазного тока I_ort согласно способу устойчиво удерживает режим асинхронного двигателя в точках минимума тока (фиг. 5), так как динамическое отклонение синфазного тока I_syn в сторону больших значений I_syn > I_{syn опт} переводит режимную точку в область, расположенную влево от оптимальной точки на фиг. 5. В этой режимной области снижается ортофазный ток, что снижает измеренную величину ортофазного тока I_ort относительно заданной величины I^*_{syn onm}= I_{syn onm} и согласно способу пропорционально снижает задание синфазного тока I^*_ort Вслед за этим пропорционально-интегральное регулирование амплитуд синфазного и ортофазного токов восстанавливает равенство амплитуд синфазного и ортофазного токов до равенства заданных и измеренных величин и равенства между собой. Аналогичные операции компенсации отклонений производятся и при приращениях в правую область от точки оптимума.

Частоту скольжения I^*_syn. на оптимальном уровне, соответствующем оптимуму отношения момента M к току i_s, согласно способу изменяют автоматически в соответствии с уравнением (16) в зависимости от измеренных фазных напряжений и фазных токов путем вычисления косвенно измеряемой амплитуды потокосцепления ротора Δω и измерения амплитуды ортофазного тока.

Согласно способу в начале работы электродвигателя задают начальную амплитуду синфазного тока I_{syn o} (фиг. 6) и возбуждают в асинхронном двигателе начальное потокосцепление ротора Ψ_r Затем задают момент M^*.

В случае малой величины заданного момента M^* < 0,25 M_н (например, в режиме холостого хода) амплитуду ортофазного тока I_ort регулируют пропорционально заданному моменту M^* при постоянной амплитуде синфазного тока I_{syn o}, а угол фазового сдвига Ψ_ro. вектора тока статора ε_ϕ относительно вектора потокосцепления ротора изменяют пропорционально моменту M (фиг. 5)
При возрастании задания момента амплитуда ортофазного тока I_ort возрастает до равенства заданной начальной амплитуды синфазного тока I_syn, после чего амплитуду синфазного тока изменяют пропорционально измеренному ортофазному току I_ort, а угол фазового сдвига регулируют на постоянном уровне ε_ϕ= K_ε·M. (фиг. 5).

Амплитуду потокосцепления ротора увеличивают с увеличением момента M путем увеличения амплитуды синфазного тока I_syn как показано на фиг. 5. При этом нелинейное явление магнитного насыщения магнитопровода асинхронного электродвигателя в зоне сильного насыщения, необходимое для оптимизации тока при больших значениях момента M > 2M_н, в способе управления не моделируется, а точно измеряется путем измерения соотношений фазных напряжений и фазных токов, естественным путем связанных реальной характеристикой намагничивания асинхронного электродвигателя.

В динамических режимах работы асинхронного электродвигателя (пуск, торможение, значительное приращение скорости, перегрузка по моменту) согласно способу ограничивают максимальную величину тока статора i_{s max} на уровне допустимой величины i_{s доп} для инвертора, питающего двигатель, и производят описанные выше операции оптимального векторного управления по критерию максимума момента M = M_max при i_{s max} = i_{s доп}, как показано на фиг. 6. Оптимальное значение амплитуды потокосцепления ротора Ψ_{r onm} устанавливают тем больше, чем выше допустимый ток i_{s доп}. Это достигается путем соответствующего оптимального увеличения амплитуды синфазного тока I_{syn опт} пропорционально измеренному ортофазному току I_ort.

В динамическом режиме, возникающем при скачкообразном приращении сигнала задания момента U_м, например, при пуске (осциллограммы показаны на фиг. 7), начальная величина потокосцепления ротора Ψ_r мала по отношению к оптимальной величине Ψ_ro для максимального момента при допустимом токе i_{s доп}. Согласно способу задают амплитуду ортофазного тока Ψ_{r onm} пропорционально отношению заданного момента М^* к косвенно измеренной (вычисленной по измеренным величинам) амплитуде потокосцепления ротора I^*_ort изменяемой по оптимальному закону Ψ_r, в зависимости от амплитуды синфазного тока I_{syn опт}
Ψ_r= Ψ_{r onm}
где Z_р - число пар полюсов асинхронного электродвигателя.

С момента t₀ подача скачка управляющего воздействия , пропорционального заданному моменту M^* (фиг. 7), задание амплитуды ортофазного тока I_ort скачком увеличивают согласно уравнению (18), после чего пропорционально скачком увеличивают синфазный ток I_syn, в результате чего амплитуда потокосцепления ротора u^*_м начинает резко возрастать в связи с форсировкой амплитуды синфазного тока. Косвенно измеренная нарастающая амплитуда потокосцепления ротора Ψ_r(t) согласно уравнению по закону (18) снижает величину заданной амплитуды ортофазного тока Ψ_r(t) и вслед за этим снижается амплитуда синфазного тока, как показано на фиг. 7.

Частоту скольжения I^*_ort также форсируют в начале переходного процесса и затем снижают до установившегося уровня Δω(t) (фиг. 7). В результате динамической форсировки синфазного тока I_syn(t) и частоты скольжения Δω_onm увеличивается быстродействие возрастания амплитуды потокосцепления ротора Δω(t) которая нарастает с динамической постоянной времени T_дин в два раза меньшей, чем постоянная времени T_r, определяемая при постоянном приращении синфазного тока согласно (19)
Ψ_r(t),
При таком способе оптимального векторного управления динамическим режимом действительный момент асинхронного электродвигателя M пропорционален заданному моменту M^* и максимален для допустимого тока статора i_{s доп}

Постоянный и максимальный момент M асинхронного электродвигателя в динамике вызывает постоянное и максимальное ускорение, в результате чего скорость вращения M(t) = M_max= M^*(t) = K_м·u_м(t). (20) изменяется с максимальным быстродействием линейно с максимальным постоянным ускорением (фиг. 7).

При возрастании скорости выше установленной заранее граничной величины скорости вращения ω(t) величина максимального момента M^* снижается обратно пропорционально текущей скорости вращения ω_гр из условия максимальной выходной динамической мощности P_max
ω > ω_гр
при выполнении следующих условий ограничения по максимальному напряжению статора и по максимальному току статора
P = M_max(ω)·Z_p·ω = P_max (21)
При росте скорости выше граничной скорости ω в статических и динамических режимах условие оптимальности по максимуму входной механической мощности (21) согласно способу осуществляется путем снижения величины заданной амплитуды синфазного тока ω_гр из условия режима работы на максимальном напряжении или на максимальном токе i_{s доп}.

Трехзонное регулирование момента и скорости асинхронного электродвигателя согласно способу производится путем оптимального задания и регулирования амплитуды синфазного тока:
в первой зоне I_{syn onm}(ω,I_ort)
во второй зоне I^*_syn= I_{syn o};
в третьей зоне I^*_syn= K₁·I_ont;
Трехзонным оптимальным регулированием амплитуды синфазного тока и, следовательно, величины амплитуды потокосцепления ротора I^*_syn= (K₁I_ort,K₂ω). достигается минимум потерь электроэнергии в статических и динамических режимах, расширение диапазонов регулирования момента и скорости выше номинальных величин M_н, Ψ_{r onm}, и увеличение выходной механической мощности асинхронного электродвигателя ω_н при выполнении ограничений по напряжению и току согласно условию (22).

Поставленная задача изобретения, заключающаяся в минимизации потерь электроэнергии в асинхронном электродвигателе за счет оптимального векторного управления асинхронным электродвигателем без датчиков на двигателе, решена в предложенном решении способа оптимального управления и электропривода для его осуществления путем описанной последовательности операций и взаимодействий над токами и напряжениями статора асинхронного электродвигателя. Последовательность операций осуществлена таким образом, что без измерения скорости вращения и магнитного потока и используя лишь реакцию самого объекта управления (асинхронного электродвигателя), изменяющую соотношение фазных токов и фазных напряжений статора, производится саморегулирование асинхронного электродвигателя по оптимальным законам максимума отношения момента к току, минимума потребления электроэнергии, максимума быстродействия при обеспечении возможности получения предельных значений момента и мощности на валу асинхронного электродвигателя.

Цель изобретения - минимизация потерь электроэнергии, повышение точности регулирования оптимальных режимов с учетом насыщения магнитопровода при расширении диапазона регулирования момента и скорости асинхронного электродвигателя без датчиков на электродвигателе, достигнута тем, что оптимальное по максимуму отношение момента к току M/i_{s max}, зависимое от момента M, возрастание амплитуды потокосцепления ротора (M·Z_p·ω) с ростом момента M происходит с естественным учетом реального насыщения магнитопровода асинхронного электродвигателя по измеренным величинам фазных напряжений U_sa, U_sb и фазных токов i_sa, i_sb аналогично типовому измерению реальной характеристики намагничивания асинхронного электродвигателя "напряжение - ток", принятой при типовых испытаниях электрических машин.

Расширение диапазона регулирования "бездатчикового" электропривода достигается тем, что в электроприводе исключен прямой канал задания и управления частотой тока или напряжения статора, а задание и управление скоростью вращения осуществляется путем саморегулирования непосредственно объектом управления (асинхронным электродвигателем) по измеренным величинам фазных токов и фазных напряжений и заданному моменту M^*. Саморегулирование частоты тока производится путем измерения приращений разности величин тока и напряжения статора при возникновении момента электродвигателя M, в результате чего возникает приращение механической скорости вращения Ψ_{r onm}(M) согласно уравнению движения

где J - момент инерции электропривода.

Приращение механической скорости вращения (M-M_c)Δt = JΔω_мех, объекта управления создает приращение измеренных величин разности фазных напряжений и фазных токов, воздействующих на параметры векторов тока и вектора потокосцепления ротора Δω_мех что повышает точность и диапазон регулирования механической скорости вращения начиная от нулевой механической скорости вращения ω_мех, = 0 (в режиме "упора") до максимальной физически предельно достижимой величины ω_мех, ограниченной максимальным напряжением U_{s max}.

Динамическая и статическая точность регулирования скорости повышается за счет компенсации возмущений со стороны нагрузки путем измерения реакции асинхронного электродвигателя на приращения момента нагрузки и скорости вращения, в результате чего повышается жесткость механических характеристик ω_мех= ω_{мех max} (M_с) и уменьшается ошибка регулирования ω_мех Динамическая ошибка регулирования ω^*-ω. уменьшается также и за счет достижения предельно максимального динамического момента для заданного максимального тока i_{s доп} и максимального ускорения электропривода, с минимальным временем, компенсирующим рассогласование заданной и текущей скорости вращения.

Технический результат и эффективность технического решения в различных областях техники заключаются в получении комплекса положительных технических и экономических эффектов:
минимизация потерь электроэнергии в типовом асинхронном электродвигателе без датчиков на электродвигателе снижением потерь электроэнергии на 20-25% относительно известных электроприводов за счет снижения потерь на возбуждение магнитного поля при малых моментах нагрузки и оптимальном увеличении магнитного потока при увеличении момента, обеспечивающем максимум отношения момента к току;
при увеличении диапазонов регулирования повышение точности регулирования оптимального магнитного потока, режимов минимума тока и максимума момента за счет повышения точности учета нелинейного магнитного насыщения магнитопровода асинхронного электродвигателя по взаимодействиям напряжений и токов;
универсальность регулировочных свойств и областей применения асинхрноного электропривода за счет исключения датчиков, конструктивно связанных с электродвигателем и за счет одновременного повышения диапазона регулирования скорости под нагрузкой вниз, вплоть до нулевой скорости в режиме "упор" и вверх, вплоть до 2-4-кратной от номинальной скорости;
снижение тока статора при номинальной нагрузке примерно на 10% и суммарных потерь мощности на 15%;
снижение потерь напряжения в силовых кабелях, в том числе для длинных линий питания асинхронного электродвигателя, например для глубинных погружных электронасосов для добычи нефти, на 30-40% в режимах пуска, торможения и перегрузок;
возможность применения электропривода в режимах высокоточного и оптимизированного моментного электропривода, например, в электротранспорте, для электромобилей, причем без применения датчиков на двигателе;
возможность применения электропривода исключительно в целях экономии электроэнергии, в том числе для нерегулируемых механизмов.

Промышленная применимость при наибольшей экономической выгоде для потребителей предложенного технического решения взамен известных осуществима в следующих машинах и механизмах:
электроприводы станков-качалок и глубинных погружных электронасосов нефтяных скважин (регулирования усилий и скорости, экономия электроэнергии, снижение потерь напряжения в силовом кабеле, повышение успешности выхода из режимов стопорения и перегрузки);
электроприводы насосных и вентиляторных установок, в том числе в городском хозяйстве (снижение потерь электроэнергии);
в лифтах, подъемниках и подъемных кранах (повышение отношения момента к току, повышение точности и плавности регулирования момента и скорости, возможность создания режима "стопор под активной нагрузкой");
тяговый электропривод электротранспорта, в том числе электропривод электромобиля, электровоза (возможность плавного регулирования момента, минимум тока, точность задания ускорения, максимум момента при перегрузках);
электроприводы главного движения станков, электрошпинделя (максимальный диапазон регулирования скорости без датчика на валу, максимуму выходной механической мощности, минимум времени пуска и торможения);
электромеханизмы, работающие в радиоактивных, пожаро-взрывоопасных, жидкостных и химически активных средах, в которых используются специальные асинхронные электродвигатели высокой степени защиты, исключающие применение датчиков, конструктивно связанных с электродвигателем.

Универсальность и эффективность энергетических и регулировочных преимуществ технического решения "Способ оптимального векторного управления и электропривод для его осуществления" и распространения асинхронных электродвигателей в различных отраслях техники позволяют использовать его в количествах, превышающих 100000 штук в год.

Источники информации
1. Патент РФ N 1458951, кл. H 02 M 7/40 "Способ управления многофазным инвертором и устройство для его осуществления, Мищенко В.А., Мищенко Н.И. Приоритет 26.03.1984. Опублик. 15.02.1989. Бюл. N 6.

2. Патент РФ N 1515322, кл. H 02 P 7/42 "Электропривод переменного тока", Мищенко В.А. Приоритет 11.05.1984. Опубл. 15.10.89. Бюл. N 38.

Формула изобретения

1. Способ векторного управления асинхронным электродвигателем, при котором питают статорные обмотки переменным током, амплитуду и угол фазового сдвига которого относительно вектора потокосцепления ротора регулируют, при этом фазные токи равны разности синхронно изменяемых с частотой синхронизации синфазного и ортофазного токов, заданный момент изменяют в зависимости от рассогласования заданной и текущей скорости, при этом измеряют токи в трех фазах статора, отличающийся тем, что дополнительно измеряют напряжения в трех фазах статора, преобразуют измеренные в трех фазах токи и напряжения в двухфазную систему синфазного и ортофазного токов и напряжений, затем определяют действительную амплитуду синфазного и ортофазного токов, а также вычисляют путем интегрирования разности преобразованных напряжений и падения напряжений, пропорциональных преобразованным токам, амплитуду потокосцепления ротора и величины синусной и косинусной функций фазы потокосцепления ротора, при этом в зависимости от действительной амплитуды ортофазного тока изменяют заданную амплитуду синфазного тока из условия изменения угла фазового сдвига вектора тока статора относительно вектора потокосцепления ротора в диапазоне больше 45^o, а величину заданной амплитуды ортофазного тока изменяют пропорционально отношению заданного момента и вычисленной амплитуды потокосцепления ротора, текущую скорость вращения вычисляют путем суммирования частоты скольжения с частотой синхронизации, равной нормированной синусной и косинусной функций фазы потокосцепления ротора, пропорционально которым регулируют ортофазный и синфазный токи, амплитуда которых изменяется в зависимости от рассогласования заданной и действительной амплитуд синфазных и ортофазных токов.

2. Устройство для векторного управления асинхронным электродвигателем, содержащее инвертор, силовые выходы которого через датчики фазного тока подключены к статорным обмоткам асинхронного электродвигателя, блок регуляторов тока, связанный с датчиками фазного тока, адаптивный регулятор момента, вход задания момента которого соединен с выходом регулятора скорости, задающим входом подключенного к блоку задания скорости, отличающееся тем, что управляющие входы инвертора через блок формирования управляющих импульсов и блок регуляторов тока соединены с выходами прямого преобразователя двухфазно-трехфазных координат, входы которого подключены к выходам прямого преобразователя декартовых координат, ортофазный и синфазный входы которого соединены с выходами регулятора ортофазного и синфазного тока, задающий вход регулятора ортофазного тока подключен к выходу адаптивного регулятора момента, к силовым выходам фазного тока подключен датчик фазных напряжений, выходы которого подключены к первым входам двух сумматоров, вторые входы которых соединены с выходами обратного преобразователя двухфазно-трехфазных координат, входами подключенного к датчикам фазного тока, выходы указанных сумматоров соединены со входами двух интеграторов, выходами подключенными к первым входам двух других сумматоров, вторые входы которых соединены с выходами обратного преобразователя двухфазно-трехфазных координат, выходы сумматоров соединены с первыми входами двух делителей и двумя входами блока вычисления и потокосцепления ротора, выход которого подключен ко вторым входам делителей, выходы делителей соединены с синусным и косинусным входами прямого и обратного преобразователей декартовых координат, два входа обратного преобразователя декартовых координат подключены к выходам обратного преобразователя двухфазно-трехфазных координат, а ортофазный и синфазный выходы - к входам обратной связи регуляторов ортофазного и синфазного токов, ортофазный выход обратного преобразователя декартовых координат соединен через блок выделения модуля со входом блока оптимального управления синфазным током, задающим оптимальный по энергетическим критериям режим изменения амплитуды синфазного тока в зависимости от изменения амплитуды ортофазного тока, выходом подключенным к задающему входу регулятора синфазного тока, а вторым входом - ко второму выходу адаптивного регулятора момента, при этом ортофазный выход обратного преобразователя декартовых координат соединен с первым входом блока вычисления частоты скольжения, второй вход которого соединен с выходом блока вычисления потокосцепления ротора, синусный и косинусный входы прямого и обратного преобразователей декартовых координат соединены со входами блока вычисления частоты синхронизации, выходом подключенного к первому входу сумматора частот, второй вход которого соединен с выходом блока вычисления частоты скольжения, а выход - со входом обратной связи регулятора скорости и вторым входом адаптивного регулятора момента, третий вход которого соединен с выходом блока вычисления амплитуды потокосцепления ротора.

3. Устройство для векторного управления асинхронным электродвигателем, содержащее инвертор, силовые выходы которого через датчики фазного тока подключены к статорным обмоткам асинхронного электродвигателя, а управляющие входы соединены с блоком формирования управляющих импульсов, отличающееся тем, что к силовым выходам инвертора подключен датчик фазных напряжений, введены цифровой сигнальный сопроцессор, цифровой сигнальный процессор, программируемая цифровая память, последовательный порт, пульт программного управления и диагностики, при этом блок формирования управляющих импульсов выполнен в виде микросхемы драйвера с дополнительным входом разрешения широтно-импульсной модуляции, входы которой соединены с выходом цифрового сигнального сопроцессора, образованными выходами таймера, осуществляющего широтно-импульсную модуляцию цифровых кодов рассогласований заданных и измеренных токов, аналоговые входы которого, соединенные с выходами датчиков фазных напряжений и токов, образованы входами встроенного мультиплексного аналого-цифрового преобразователя цифрового сигнального сопроцессора, содержащего встроенный последовательный программатор команд, встроенный блок векторных преобразований, в котором происходит прямое и обратное преобразование двухфазно-трехфазных координат, прямое и обратное преобразование декартовых координат и регулирование синфазного и ортофазного токов, и блок управления регистрами, соединенные между собой и встроенным мультиплексным аналого-цифровым преобразователем и таймером, а также с цифровым сигнальным процессором и программируемой постоянной памятью, шиной данных и шиной адреса, цифровой сигнальный процессор соединен входами-выходами с входами-выходами последовательного порта, через который производится обмен информацией с пультом программного управления и диагностики, при этом цифровой сигнальный процессор реализует алгоритм оптимального векторного управления моментом и скоростью электродвигателя при оптимальном по энергетическим критериям изменении Ψ_r= Ψ_ronm в соответствии с уравнениями
I^*_ort= 2/3-L_r/Z_pL_mM^*/Ψ_ronm,
L_r/R_rdΨ_r/dt+Ψ_r= L_mI_syn,
Δω = ω_s-ω = R_r/L_rL_mI_ort/Ψ_r,
где I^*_ort - заданная амплитуда ортофазного тока;
I_syn - амплитуда синфазного тока;
R _r и L_r - активное сопротивление и индуктивность ротора;
L_m - взаимная индуктивность;
Z_р - число пар полюсов асинхронного электродвигателя;
М^* - заданный момент;
Ψ_r - амплитуда потокосцепления ротора;
ω - текущая угловая скорость вращения ротора;
ω_s - угловая частота вращения потокосцепления ротора;
Δω - угловая частота скольжения.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6, Рисунок 7