Способ и устройство для взвешенного недвоичного кодирования с повторением и накоплением и пространственно-временного кодирования

Изобретение относится к канальному кодеру и способу канального кодирования в мобильной системе связи. Достигаемым техническим результатом является повышение надежности передачи информации в системе радиосвязи. Для этого передаваемые данные разбивают на отдельные фреймы, каждый из которых содержит mN бит, а каждый фрейм дополнительно сегментируют на N блоков, каждый из которых содержит m бит. N блоков преобразуют в N недвоичных элементов поля Галуа, GF(2^m). Упомянутые N недвоичных символов повторяют с коэффициентом повторения r. rN символов умножают на весовые коэффициенты, представляющие собой не равные нулю элементы GF(2^m). rN взвешенных символов перемежают и накапливают. rN накопленных символов передают в приемник или перед передачей выполняют обратное отображение каждого из rN накопленных символов в m бит. 2 н. и 18 з.п ф-лы, 5 ил., 1 табл.

 

Настоящее изобретение в основном относится к канальному кодеру и способу канального кодирования в мобильной системе связи, использующей многоэлементные антенны для эффективного исправления ошибок в канале у приемника, и, в частности, к устройству и способу кодирования с исправлением ошибок, которые облегчают обнаружение и исправление ошибок в канале с высокой степенью достоверности в системах радиосвязи.

В мобильной системе связи передатчик добавляет поток соответствующих данных контроля по четности к информационным данным, чтобы приемник мог правильно принимать информационные данные. Такой способ кодирования можно реализовать в различных кодерах в составе передатчика, например в кодере Рида-Соломона, сверточном кодере, турбокодере и каскадном кодере, сочетающем кодер Рида-Соломона и сверточный кодер. Каскадный кодер содержит два блока кодирования, соединенных через блок интерливинга.

На фиг.1 показана блок-схема типичного турбокодера. Как показано на фиг.1, турбокодер содержит первый блок 100 кодирования, турбоблок 102 интерливинга, второй блок 104 кодирования и мультиплексор (MUX) 106. В процессе работы входной поток фреймовых данных выводится прямо на мультиплексор 106 и одновременно подается в первый блок 100 кодирования и турбоблок 102 интерливинга. Первый блок 100 кодирования кодирует поток фреймовых данных, а турбоблок 102 интерливинга перемежает их. Второй блок 104 кодирования кодирует перемеженные данные. Мультиплексор 106 объединяет входной поток фреймовых данных и данные, поступающие с первого и второго блоков 100 и 104 кодирования. В данном случае турбоблок 102 интерливинга перемежает последовательность информационных бит потока фреймовых данных и формирует адреса блока интерливинга в соответствии с емкостью его блока интерливинга. Упомянутый блок 102 интерливинга выполняет функцию повышения эффективности турбокодирования.

Как показано на фиг.1, если на вход поступает один входной поток фреймовых данных, турбокодер с кодовой скоростью 1/3 формирует три выходных потока фреймовых данных, а именно входной поток фреймовых данных и два потока фреймовых данных контроля по четности для коррекции входного потока фреймовых данных.

Если принятые потоки фреймовых данных имеют полный ранг, то в приемнике можно добиться высокоэффективного исправления ошибок. Далее сначала будет приведено описание понятия ранга.

Пусть входной поток фреймовых данных имеет вид [1 1 0 ], а турбокодер выдает данные вида

То есть, первый блок 100 кодирования выдает [1 0 1], а второй блок 104 кодирования выдает [0 1 1]. Ранг определяют посредством суммирования других столбцов или вычитания других столбцов матрицы, исключая конкретный столбец. Третий столбец вышеприведенной матрицы можно представить как сумму первого и второго столбцов. Кроме третьего столбца, остается два столбца. Таким образом, ранг выходного потока фреймовых данных равен 2. Полным ранг считается в том случае, если конкретный столбец нельзя получить суммированием других столбцов или вычитанием других столбцов. Пример матриц полного ранга приведен ниже.

Выходной поток фреймовых данных:

При кодировании с использованием двоичных кодов выходной поток фреймовых данных обычно имеет полный ранг. Однако при использовании недвоичных кодов этот поток имеет неполный ранг. То есть, недвоичный кодер, который повторяет входной поток фреймовых данных предварительно заданное число раз, выдает поток фреймовых данных в формате матрицы, в которой конкретный столбец можно представить в виде суммы других столбцов или разности других столбцов. Поэтому восстановление исходного потока фреймовых данных с использованием принятого потока в приемнике является сложной проблемой. Соответственно, существует потребность в использующем недвоичные коды кодере полного ранга с исправлением ошибок.

В соответствии с изложенным задачей настоящего изобретения является создание недвоичного полнорангового кодера с повторением и накоплением (RA) и соответствующего способа кодирования.

Другая задача настоящего изобретения заключается в создании кодера с исправлением ошибок и способа кодирования с исправлением ошибок, использующего недвоичный полноранговый кодер с повторением и накоплением, которые обеспечивают высокую надежность посредством предоставления в приемнике возможности точно восстанавливать поток данных, передаваемых системой радиосвязи.

Следующая задача настоящего изобретения заключается в создании пространственно-временного кодера и способа пространственно-временного кодирования, которые обеспечивают согласованную информационную скорость и разнесение антенн в системе радиосвязи.

Для решения указанных и других задач изобретения передаваемые данные разбивают на отдельные фреймы, каждый из которых содержит mN бит, а каждый фрейм дополнительно сегментируют на N блоков, каждый из которых содержит m бит. N блоков преобразуют в N недвоичных элементов поля Галуа, GF(2^m). N недвоичных символов повторяют с коэффициентом повторения r. rN символов умножают на весовые коэффициенты, представляющие собой не равные нулю элементы GF(2^m). rN взвешенных символов перемежают и накапливают. rN накопленных символов передают в приемник, или каждый из rN накопленных символов отображают в распределение m бит перед передачей. Это позволяет надежно передавать информацию в системах радиосвязи.

Вышеуказанные и другие задачи, отличительные признаки и преимущества настоящего изобретения станут более очевидны из следующего ниже подробного описания, ведущегося со ссылками на прилагаемые чертежи, на которых:

фиг.1 представляет блок-схему типичного турбокодера;

фиг.2 представляет блок-схему кодера с повторением и накоплением в соответствии с настоящим изобретением;

фиг.3 представляет блок-схему примера осуществления пространственно-временного кодера в соответствии с настоящим изобретением;

фиг.4 представляет блок-схему еще одного примера осуществления пространственно-временного кодера в соответствии с настоящим изобретением; и

фиг.5 представляет блок-схему третьего примера осуществления пространственно-временного кодера в соответствии с настоящим изобретением.

Предпочтительные варианты осуществления настоящего изобретения будут описаны ниже со ссылками на прилагаемые чертежи. Последующее изложение не содержит подробного описания известных функций и конструкции, если они широко известны в своей области техники.

Для эффективности кодера, использующего алгоритм декодирования суммированием и произведением, например коды с повторением и накоплением или коды низкой плотности с контролем по четности (LDPC) (смотри S.Y. Chung, T.J. Richardson, and L. Urbanke, Analysis of Sum-Product Decoding of Low-Density Parity-Check Codes Using a Gaussian Approximation, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 47, pp 657-670, Feb. 2001), можно воспользоваться методом гауссовой аппроксимации. Для гауссовой аппроксимации недвоичные коды представляют двоичными кодами. Недвоичные символы кодов могут быть элементами конечного поля, в частности элементами поля Галуа GF(2^m), а корреляция между двоичными символами кодов и недвоичными символами кодов основана на теории конечного поля. Это очевидно из примеров осуществления настоящего изобретения. Когда недвоичные символы кода представляют двоичными символами кода для повышения эффективности кодов с повторением и накоплением, использующих алгоритм декодирования суммированием и произведением, символы кода с повторением обладают регулярностью, и потому повторные символы в матрице контроля по четности алгоритма декодирования суммированием и произведением являются взаимно независимыми. Поэтому в случае с недвоичными кодами с повторением и накоплением простое повторение снижает эффективность алгоритма декодирования суммированием и произведением. Независимости двоичных символов кода в матрице контроля по четности можно избежать посредством достижения различного представления повторных символов кода. Простейший и наиболее эффективный метод заключается в использовании блока весовой обработки. Блок весовой обработки повышает степень корреляции между повторными символами посредством рандомизации выходных данных блока весовой обработки. В результате, когда в качестве декодера применяют алгоритм декодирования суммированием и произведением, эффективность декодирования повышается.

На фиг.2 представлена блок-схема недвоичного кодера с повторением и накоплением в соответствии с настоящим изобретением. Как видно из фиг.2, недвоичный кодер с повторением и накоплением содержит блок 200 отображения, повторитель 202, блок 204 весовой обработки, блок 206 перемежения, кодер 208 и блок 214 восстановления исходной последовательности. Блок 200 отображения получает N блоков, каждый из которых содержит m бит, т.е. общее число входных бит равно mN. Данный фрейм является двоичным представлением передаваемых данных. Блок 200 отображения преобразует входной поток двоичных разрядов в поток недвоичных разрядов. Несмотря на то, что блок 200 отображения можно выполнить различными способами, в настоящем изобретении он действует на поле Галуа (GF). Тем не менее, очевидно, следует понять, что способ двоично-недвоичного отображения не ограничивается способом, основанным на использовании поля Галуа.

Если m равно 3, то входной фрейм можно представить в виде потока двоичных разрядов u_o, u₁, u₂, ..., u_3N-1. Блок 200 отображения отображает 3N бит в N символов, т.е. отображает i-й блок (i=0 ...(3N-1)/3), содержащий 3 бита (u_3i, u_3i+1, u_3i+2), в элемент U_i. Элемент U_i, соответствующий 3 битам, называют символом. Таблица 1 показывает отображение двоичных разрядов в недвоичные разряды в составе

Таблица 1
u3i, u3i+1, u3i+2	Сложение	Умножение
000	0	0
100	1	1=a7
010	а	а
110	1+а	а3
001	а2	а2
101	1+а2	а6
011	а+а2	а4
111	1+а+а2	а5

Как показано в таблице 1, несмотря на то, что блок 200 отображения отображает входные блоки в недвоичные символы посредством GF-сложения (сложение на поле Галуа) (векторное представление) или GF-умножения (умножение на поле Галуа), описание настоящего изобретения приведено применительно к GF-сложению.

Ниже представлено описание представления двоичных разрядов посредством GF-сложения, эквивалентное их представлению посредством GF-умножения. Порождающий многочлен недвоичных кодов по GF(2³) в мобильной системе связи задан выражением

где f(x) означает примитивный многочлен по GF(2³), а если а обозначает примитивный элемент GF(2³), то выполняется следующее уравнение

Таким образом, порождающий многочлен равен a³+a+1=0 (т.е. a³=a+1). Произвольный символ можно выразить в виде линейной комбинации 1, а и а². При а⁴ (0 1 1)

а⁴=aa³=а(а+1)=а²+а

Так, представление двоичных разрядов методом GF-сложения можно вывести из их представления методом GF-умножения, как показано в таблице 1. Как указано выше, 3-битовый блок (u_3i, u_3i+1, u_3i+2) преобразуется в элемент GF(2³), U_i, который является недвоичным символом. При подаче на вход N 3-битовых двоичных блоков блок 200 отображения выдает символы U₀, U₁, U₂, ..., U_N-1. Множество выходных символов называют последовательностью элементов.

Указанные N символов подаются в повторитель 202. Коэффициент повторения определяют соответственно информационной скорости. Если коэффициент повторения равен r, то информационная скорость равна r/m (где m обозначает число двоичных разрядов на один выходной символ U и равно числу передающих антенн). Чтобы получить максимальную информационную скорость, г устанавливают равным m (r=m). Например, если m равно 3, то r равно 3.

Таким образом, повторитель 202 повторяет входные недвоичные символы U₀, U₁, U₂, ..., U_N-1 три раза и поэтому выдает на входе недвоичные символы Х₀, X₁, X₂, ..., Х_3N-1, которые выражают следующим образом:

Поскольку при поступлении на вход одного недвоичного символа повторитель 202 выдает три идентичных недвоичных символа, как показано в уравнении (3), то их ранг не полный. Чтобы обеспечить полный ранг, Х₀, X₁, X₂, ..., Х_3N-1 подаются в блок 204 весовой обработки.

Блок весовой обработки умножает i-ый входной недвоичный символ на весовой коэффициент β_i, который является элементом GF(2³). В примере осуществления настоящего изобретения число весовых коэффициентов, используемых в блоке весовой обработки 204, равно коэффициенту повторения r, при этом весовые коэффициенты не равны нулю. В частности, блок 204 весовой обработки умножает три идентичных недвоичных символа, поступающих из повторителя, соответственно на три разных весовых коэффициента. Несмотря на то, что в данном случае используют поле Галуа, это просто пример применения. Поэтому использовать можно любые весовые коэффициенты, если весовая обработка повторных недвоичных символов посредством весовых коэффициентов обеспечивает, в результате, полный ранг. Если взвешенными недвоичными символами являются Y₀, Y₁, Y₂, ..., Y_3N-1, равные

Блок 206 перемежения перемежает Y₀, Y₁, Y₂, ..., Y_3N-1 на основе символов и выдает перемеженные символы Z₀, Z₁, Z₂, ..., Z_3N-1 в кодер 208. Блок 206 перемежения действует таким образом, что перемежает последовательность поступающих в него символов.

Кодер 208 является накапливающим сумматором, содержащим сумматор 210 и регистр 212, однако, вместо них можно применить однопроходной или двухпроходной рекурсивный систематический сверточный (RSC) кодер. При поступлении на вход выходных символов блока перемежения Z₀, Z₁, Z₂, ..., Z_3N-1 кодер 208 выдает С₀, C₁, C₂, ..., С_3N-1.

Блок 214 восстановления исходной последовательности отображает каждый из недвоичных символов С₀, C₁, С₂, ..., С_3N-1, поступающих из кодера 208 в множество двоичных разрядов. Поскольку преобразование, выполняемое в блоке 214 восстановления исходной последовательности, является обратным отображению, которое выполняет блок 200 отображения, он преобразует каждый недвоичный символ по GF(2³) в 3 двоичных разряда. Если блок 200 отображения работает иначе, то соответственно действует и блок 214 восстановления исходной последовательности. Блок 214 восстановления исходной последовательности отображает элемент GF(2³), C_i, в двоичный символ (c_i1, c_i2, c_i3). Выходные данные с блока восстановления исходной последовательности можно передавать в приемник посредством многоэлементных антенн.

На фиг.3, 4 и 5 представлены блок-схемы примеров осуществления высоконадежного пространственно-временного кодера посредством сочетания группы приемопередающих антенн и методов исправления ошибок с недвоичным кодером с повторением и накоплением, показанным на фиг.2, в соответствии с настоящим изобретением.

На фиг.3 представлена блок-схема примера осуществления пространственно-временного кодера, использующего двоичную фазовую манипуляцию (BPSK), в соответствии с настоящим изобретением. Пространственно-временной кодер скомпонован посредством добавления блока 312 отображения сигнала (или распределитель битов) и множества антенн 314, 316 и 318 в конструкцию показанного на фиг.2 кодера с повторением и накоплением. Функциональные блоки, начиная с блока 300 отображения по блок 310 восстановления исходной последовательности, действуют аналогично показанным на фиг.2 блокам, начиная с блока 200 отображения по блок 214 восстановления исходной последовательности. Поэтому здесь отсутствует их описание.

Блок восстановления исходной последовательности 310 выдает трехразрядный двоичный символ (c_i1, c_i2, c_i3) в блок 312 отображения сигнала. Блок 312 отображения сигнала (или распределитель битов) отображает входные биты (c_i1, c_i2, c_i3) в виде двоично-фазоманипулированного сигнала (s_i1, s_i2, s_i3). Двоичная фазовая манипуляция является методом модулирования данных с использованием фазы несущей, которая имеет предварительно заданную амплитуду и частоту. Двоично-фазоманипулированный сигнал (s_i1, s_i2, s_i3) передается в приемник антеннами 314, 316 и 318. Число антенн 314, 316 и 318 связано с числом бит, отображающих один недвоичный символ, на выходе блока 310 восстановления исходной последовательности. Поскольку в предлагаемом способе и устройстве двоичный символ содержит три бита, то применяют три антенны, чтобы тем самым добиться высокого коэффициента усиления при приеме на разнесенные антенны. В соответствии с вышесказанным информационная скорость r/m может достигать 1. В течение i-го временного интервала сигналы s_i1, s_i2 и s_i3 передаются соответственно антеннами 314, 316 и 318.

На фиг.4 представлена блок-схема еще одного примера осуществления пространственно-временного кодера в соответствии с настоящим изобретением. Как видно из фиг.4, передатчик разбивает передаваемые данные на фреймы, каждый из которых содержит mnN бит. Каждый фрейм, содержащий mnN бит, дополнительно сегментируется на nN блоков, содержащих по m бит, где n равно числу подфреймов. Блок 400 отображения отображает nN блоков в недвоичные символы аналогично блоку 200 отображения, изображенному на фиг.2.

Последовательно-параллельный преобразователь (SPC) 410 преобразует nN недвоичных символьных блоков в n подфреймов, каждый из которых содержит N блоков. Если n подфреймов выразить как U⁽¹⁾, U⁽²⁾, ..., U⁽ⁿ⁾, то k-ый подфрейм содержит N блоков . Последовательно-параллельный преобразователь 410 подает k-ый подфрейм U^(k) на вход k-го блока пространственно-временного кодирования.

При поступлении k-го подфрейма U^(k) на вход k-го блока пространственно-временного кодирования на выходе кодера этого блока, после обработки последовательно в повторителе с коэффициентом повторения r(≤m), блоке весовой обработки, блоке интерливинга и кодере, формируются недвоичные символы C^(k). Чтобы получить максимальную информационную скорость, r=m. Повторители 420...424, блоки 430...434 весовой обработки, блоки 440...444 интерливинга, кодеры 450...454 и блоки 460...464 восстановления исходной последовательности по операциям, которые выполняются в каждом из них, являются идентичными их аналогам, показанным на фиг.2, а n блоков пространственно-временного кодирования содержат идентичные компоненты. Под C^(k) подразумевают rN недвоичных символов . Поэтому один подфрейм содержит rN недвоичных символов. Блок восстановления исходной последовательности преобразует каждый из rN недвоичных символов в m соответствующих бит. То есть, блок восстановления исходной последовательности в k-ом блоке пространственно-временного кодирования преобразует i-ый недвоичный символ , представляющий собой элемент GF(2^m), в m бит, .

Двоичные символы с выходов блоков 460...464 восстановления исходной последовательности подаются в блок 470 отображения сигнала. Блок 470 отображения сигнала определяет сигнал s_ij, который должен передаваться j-ой антенной в течение i-го временного интервала в составе комплексного сигнала, из набора n бит, поступающих из n блоков восстановления исходной последовательности, . Комплексный сигнал задают в соответствии с n. Если n равно 2, то комплексный сигнал может быть с квадратурной фазовой манипуляцией (QPSK). Если n равно 3, то комплексный сигнал может быть с 8-позиционной квадратурной амплитудной модуляцией (8QAM). Сигнал, передаваемый j-ой антенной, имеет вид последовательности , где 0...r являются порядковыми номерами временных интервалов передачи. Число передающих антенн 480...484 равно коэффициенту повторения.

На фиг.5 представлена блок-схема третьего примера осуществления пространственного временного кодера в соответствии с настоящим изобретением с использованием m антенн. Как видно из фиг.5, передатчик разбивает передаваемые данные на фреймы, каждый из которых содержит по 2mnN бит. Каждый фрейм, содержащий 2mnN бит, дополнительно сегментируется на 2nN блоков, содержащих по m бит. Блок 500 отображения отображает 2nN блоков в недвоичные символы аналогично блоку 200 отображения, изображенному на фиг.2.

Последовательно-параллельный преобразователь (SPC) 510 преобразует 2nN недвоичных символьных блоков в 2n подфреймов, каждый из которых содержит N блоков. Если 2n подфреймов выразить как U⁽¹⁾, U⁽²⁾, ..., U⁽ⁿ⁾, то k-ый подфрейм содержит N блоков . Последовательно-параллельный преобразователь 510 подает k-ый подфрейм U^(k) на вход k-ro блока пространственно-временного кодирования.

При поступлении k-ro подфрейма U^(k) на вход k-ro блока пространственно-временного кодирования на выходе кодера этого блока, после обработки последовательно в повторителе с коэффициентом повторения r(≤m), блоке весовой обработки, блоке интерливинга и кодере, формируются недвоичные символы Z^(k), чтобы получить максимальную информационную скорость, r=m. Повторители 520...526, блоки 530...536 весовой обработки, блоки 540...546 перемежения, блоки 550...556 восстановления исходной последовательности, составляющие 2n блоков пространственно-временного кодирования, по операциям, которые выполняются в каждом из них, являются идентичными их аналогам, показанным на фиг.2, а 2n блоков пространственно-временного кодирования содержат идентичные компоненты. Под Z^(k) подразумевают rN недвоичных символов . Блок восстановления исходной последовательности преобразует каждый из rN недвоичных символов в двоичный символ, содержащий m бит. То есть, блок восстановления исходной последовательности в k-ом блоке пространственно-временного кодирования преобразует i-ый недвоичный символ в m бит, .

Двоичные символы z⁽¹⁾,z⁽²⁾,...,z⁽ⁿ⁾ с выходов блоков 550 и 552 подаются в первый преобразователь 560, а двоичные символы z⁽ⁿ⁺¹⁾,z⁽ⁿ⁺²⁾,...,z⁽²ⁿ⁾ с выходов блоков 554 и 556 подаются во второй преобразователь 562. Первый преобразователь 560 преобразует поступающие двоичные символы в вещественные символы , по модулю 2n по входным целочисленным значениям. Второй преобразователь 562 преобразует поступающие двоичные символы в мнимые символы по модулю 2n по входным целочисленным значениям. Таким образом, функции преобразователей 560 и 562 заключаются в преобразовании n входных бит в один сигнал, i-e сигналы и с выходов преобразователей 560 и 562 можно представить в виде и , где

Первый регистр 570 накапливает вещественные символы и выдает вещественную последовательность , а второй регистр 572 накапливает мнимые символы и выдает мнимую последовательность . Вместо регистров 570 и 572 можно применить однопроходные или двухпроходные рекурсивные систематические сверточные кодеры.

Накопленные символы подаются на вход блока 580 отображения сигнала. Блок 580 отображения сигнала определяет сигнал s_ij, который должен передаваться j-ой антенной в течение i-го временного интервала, посредством отображения накопленных символов () в комплексный сигнал. Сигнал, передаваемый j-ой антенной, имеет вид последовательности s_0j,s_1j,...,s_rN-1j,а число передающих антенн 590...594 равно коэффициенту повторения. Если коэффициент повторения равен m, то используют m антенн.

Приемник принимает сигналы, переданные m антеннами. Если принятые сигналы представить как R₀, R₁, ... R_N-1, то вычисляется логарифмическое правдоподобие каждой компоненты () для R_i, а по значениям логарифмического правдоподобия вычисляется исходное логарифмическое отношение правдоподобия (LLR) соответствующего символа . Исходное логарифмическое отношение правдоподобия служит, чтобы декодировать и получить, в результате, методом итеративного декодирования каскадных кодов посредством обработки последовательно в блоке объединения, блоке весовой обработки, блоке восстановления исходной последовательности и регистре.

В соответствии с настоящим изобретением недвоичные символы кода имеют полный ранг аналогично двоичным символам кода, и поэтому приемник может принимать передаваемые данные без ошибок. N символов повторяются с коэффициентом повторения r. rN повторных символов подвергаются весовой обработке c использованием не равных нулю весовых коэффициентов и вследствие этого рандомизации. Это повышает эффективность канального кодирования.

Каждый из rN взвешенных символов преобразуется в m бит. m бит распределяются, соответственно, на m антенн. Чтобы достигнуть максимальной информационной скорости, r устанавливают равным m. Таким образом достигают максимального коэффициента усиления при приеме на разнесенные антенны, независимо от типа блока интерливинга.

Настоящее изобретение описано выше на некоторых предпочтительных примерах его осуществления, однако, специалистам в данной области техники очевидно, что в него могут быть внесены многочисленные изменения по форме и в деталях, не выходящие за пределы существа и объема изобретения, определенных прилагаемой формулой изобретения.

1. Система мобильной связи с многоэлементными антеннами, содержащая:

повторитель для приема недвоичных символов и повторения недвоичных символов, при этом множество двоичных разрядов представлены недвоичным символом;

блок весовой обработки для взвешивания повторных символов путем умножения повторных недвоичных символов на соответствующие весовые коэффициенты;

блок перемежения для перемежения взвешенных недвоичных символов и

кодер для кодирования перемежающихся символов.

2. Система мобильной связи по п.1, которая также содержит блок отображения для отображения множества двоичных разрядов в недвоичный элемент на поле Галуа, GF2^m, где m - число двоичных разрядов, отображаемых в недвоичный элемент.

3. Система мобильной связи по п.2, в которой блок весовой обработки использует недвоичные элементы поля Галуа, GF2^m, в качестве весовых коэффициентов.

4. Система мобильной связи по п.3, в которой блок весовой обработки использует такое число весовых коэффициентов, которое равно числу повторений, выполненных повторителем, и умножает упомянутые символы на разные весовые коэффициенты.

5. Система мобильной связи по п.1, в которой кодер содержит регистр.

6. Система мобильной связи по п.1, в которой кодер выполнен в виде рекурсивного систематического сверточного кодера.

7. Система мобильной связи по п.5, в которой кодер содержит регистр для приема недвоичных символов из блока перемежения и для последовательного накопления недвоичных символов.

8. Система мобильной связи по п.6, в которой кодер выполнен в виде 1-проходного рекурсивного систематического сверточного кодера.

9. Система мобильной связи по п.1, которая далее содержит блок отображения для отображения кодированных недвоичных символов в множество двоичных разрядов.

10. Система мобильной связи по п.9, которая также содержит блок отображения сигнала для соответствующего распределения множества двоичных символов, полученных из блока восстановления исходной последовательности, на антенны.

11. Способ мобильной связи в системе мобильной связи с многоэлементными антеннами, содержащий следующие этапы:

осуществляют прием недвоичных символов и повторение недвоичных символов, при этом множество двоичных разрядов представлены недвоичным символом;

выполняют взвешивание повторных символов путем умножения повторных недвоичных символов на соответствующие весовые коэффициенты;

выполняют перемежение взвешенных недвоичных символов и

осуществляют кодирование перемежающихся символов.

12. Способ мобильной связи по п.11, который также содержит этап отображения множества двоичных разрядов в недвоичный элемент на поле Галуа, GF2^m, где m - число двоичных разрядов, отображаемых в недвоичный элемент.

13. Способ мобильной связи по п.12, по которому весовые коэффициенты являются недвоичными элементами поля Галуа, GF2^m.

14. Способ мобильной связи по п.11, по которому число весовых коэффициентов равно числу операций повторения, а упомянутые повторные символы умножают на разные весовые коэффициенты.

15. Способ мобильной связи по п.11, по которому кодирование осуществляют посредством рекурсивного систематического сверточного кодирования перемежающихся недвоичных символов.

16. Способ мобильной связи по п.11, по которому кодирование осуществляют посредством последовательного накопления перемежающихся недвоичных символов.

17. Способ мобильной связи по п.15, по которому кодирование представляет собой 1-проходное рекурсивное систематическое сверточное кодирование.

18. Способ мобильной связи по п.11, который также содержит этап восстановления исходной последовательности кодированных символов в множество двоичных разрядов.

19. Способ мобильной связи по п.18, который также содержит этап соответствующего распределения множества двоичных символов на антенны.

20. Способ мобильной связи по п.14, по которому на этапе весовой обработки весовые коэффициенты представляют собой неравные нулю элементы GF2^m.