Способ коррекции частотных характеристик в диапазоне 2n дискретных значений частот и устройство его реализации

Изобретение относится к радиосвязи и технике СВЧ и может быть использовано при проектировании корректоров амплитудно-частотных характеристик приемных и передающих каналов связи на заданном количестве фиксированных частот. Техническим результатом изобретения является расширение функциональных возможностей при сохранении согласования на всех 2N дискретных частотах. Способ коррекции частотных характеристик состоит во включении между согласуемым элементом со стороны входа и согласуемым элементом со стороны выхода постоянных реактивных элементов. К согласуемому элементу со стороны входа подключают общий вход делителя на N частотных каналов, к согласуемому элементу со стороны выхода подключают общий вход сумматора на N частотных каналов. Каждый канал сумматора посредством канального согласующего устройства соединяют с соответствующим одной и той же частоте каналам делителя. Входные импедансы каждого m-го канального согласующего устройства формируют из условий согласования согласуемого элемента со стороны входа на своей m-й частоте с входными нормированными импедансами каждого m-го согласующего устройства со стороны делителя. Приведены математические формулы для расчета этих величин. Устройство коррекции частотных характеристик в диапазоне 2N дискретных значений частот для согласования, например, источника сигнала и антенны, содержит согласующие устройства в виде Г-образного соединения двух двухполюсников из реактивных элементов. К источнику сигналов подключен общий вход делителя на N каналов, а к антенне - общий вход сумматора N каналов. Каналы делителя и сумматора, соответствующие одной и той же соседней паре дискретных значений частот, соединены канальными согласующими устройствами. Все канальные согласующие устройства выполнены в виде Г-образного соединения двух двухполюсников. Приведены формулы для расчета величин проводимости этих двухполюсников. Каждый двухполюсник выполнен в виде двух последовательно соединенных параллельных контуров. 2 н.п. ф-лы, 7 ил.

 

Изобретение относится к радиосвязи и технике СВЧ и может быть использовано при проектировании корректоров амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) (согласующих устройств) и управляемых корректоров фазо-частотных характеристик (ФЧХ) приемных и передающих каналов связи на заданном количестве фиксированных частот, а также для формирования фазоманипулированных сигналов.

Известно, что для передачи и приема безискаженной информации необходимо постоянство АЧХ и линейность ФЧХ (Белецкий А.Ф. Основы теории линейных электрических цепей. М.: Связь, 1967, с.344-345). Постоянство АЧХ обеспечивается согласующими устройствами, а линейность ФЧХ - фазовыми контурами.

Известен способ последовательного согласования импедансов (способ коррекции АЧХ) (Проектирование радиопередающих устройств с применением ЭВМ / Под ред. О.В.Алексеева, М.: Радио и связь, 1987, с.82-113), заключающийся в том, что между согласуемым элементом со стороны входа и согласуемым элементом со стороны выхода включают постоянные реактивные элементы, выбирают количество и значения элементов типа L, С схемы согласующего устройства из условия идеального согласования импедансов на фиксированной частоте и изменяют вручную значения этих элементов при изменении частоты. Модуль коэффициента передачи на этой частоте равен единице.

Известно устройство реализации этого способа (Проектирование радиопередающих устройств с применением ЭВМ / Под ред. О.В.Алексеева, М.: Радио и связь, 1987, с.82-113), состоящее из Г-образного соединения двух реактансов (индуктивных или емкостных элементов), параметры которых (L, С) выбраны из условия согласования на фиксированной частоте. Принцип действия устройства состоит в замене элементов на другие элементы с другими номинальными параметрами, обеспечивающими согласование на другой фиксированной частоте.

Недостатками способа и устройства являются низкая скорость (большое время) переключения, связанная с переключением вручную, и узкий класс согласуемых импедансов, обусловленный методикой выбора количества и значений элементов, также отсутствие возможности корректировки ФЧХ и фазовой манипуляции несущего сигнала.

Известен способ коррекции фазо-частотных характеристик (Белецкий А.Ф. Основы теории линейных электрических цепей. М.: Связь, 1967, с.563-564), состоящий в том, что между источником сигнала и нагрузкой (антенной) или между антенной и приемником в канал связи включают фазовый корректирующий контур, имеющий зависимость фазы от частоты в определенной полосе частот, обратную соответствующей характеристике канала связи. В результате суммарная ФЧХ оказывается близкой к линейной. Искажения информации уменьшаются.

Известно устройство реализации этого способа (Белецкий А.Ф. Основы теории линейных электрических цепей. М.: Связь, 1967, с.549-554), выполненное в виде фазового контура, у которого амплитудно-частотная характеристика постоянна, а фаза при изменении частоты возрастает от нуля (ω=2πf=0) до π(ω=∞) для контура первого порядка и от нуля до 2π для контура второго порядка. При этом всегда можно найти некоторую полосу частот, в которой ФЧХ контура обратна ФЧХ канала связи без коррекции.

Недостатками способа и устройства являются ограниченность полосы частот, в пределах которой реализуется коррекция ФЧХ, и условий применения. Способ и устройство осуществимы только для случая, когда сопротивления источника сигнала и антенны действительны и равны друг другу. Третьим недостатком является отсутствие возможности изменения АЧХ канала связи, которая существовала до коррекции. Так как АЧХ фазового контура постоянна, то АЧХ канала после включения контура остается неизменной. Это означает отсутствие возможности согласования произвольных комплексных сопротивлений (проводимостей) источника сигнала и нагрузки в некоторой заданной полосе частот и фазовой манипуляции несущего сигнала.

Известен способ, заключающийся в том, что между согласуемым элементом со стороны входа и согласуемым элементом со стороны выхода включают постоянные реактивные элементы, выбирают количество и значения элементов типа L, С из условия согласования импедансов, один из которых чисто активный и не зависит от частоты, на фиксированной частоте и автоматически изменяют значения этих элементов при необходимости согласования на любой из рабочих частот согласования (Проектирование радиопередающих устройств/Под ред. В.В.Шахгильдяна. - М.: Радио и связь, 1984, с.90, 216-217).

Известно устройство реализации этого способа (Проектирование радиопередающих устройств / Под ред. В.В.Шахгильдяна. - М.: Радио и связь, 1984, с.90, 216-217), состоящее из N p-i-n-диодов, параллельно подключенных к согласуемому импедансу со стороны входа, причем к каждому диоду подключено согласующее устройство в виде Г-образного соединения двух реактансов, параметры которых выбраны из условий согласования согласуемого элемента со стороны входа и согласуемого элемента со стороны выхода, к которому параллельно подключены все согласующие устройства, на соответствующей дискретной частоте. Принцип действия этого устройства состоит в том, что в каждый отдельный промежуток времени лишь один из N диодов открыт, при этом происходит согласование на одной из N дискретных частот. Остальные N-1 диоды закрыты и соответствующие им каналы отключены. Последовательное согласование согласуемых импедансов на N дискретных частотах производится путем последовательного переключения диодов из закрытого состояния в открытое.

Несмотря на автоматическое изменение элементов, этому способу и устройству его реализации также присуща малая скорость переключения, т.к. в качестве изменяемых элементов выбраны элементы типа L, С, что предполагает наличие в схеме электромеханического или электрического реле, а время их переключения составляет доли и единицы секунд. При применении быстродействующих переключателей (например, на p-i-n-диодах) время переключения значительно уменьшается. Однако в данном случае (при применении p-i-n-диодов) их количество должно быть не меньше количества N частот, так как возникает необходимость последовательного подключения согласующих устройств, что ведет к усложнению способа. Кроме того, из-за недостаточно развитой методики выбора количества и значений элементов способ позволяет согласовать импедансы, один из которых чисто активный и не зависит от частоты, а также отсутствует возможность коррекции ФЧХ и фазовой манипуляции несущего сигнала.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ последовательного согласования импедансов в диапазоне N дискретных частот (способ коррекции частотных характеристик) (Авт. св-во №1778827 от 1 августа 1992 г., заявка на изобретение №4766552 от 4 декабря 1989 г.), заключающийся в том, что между согласуемым элементом со стороны входа и согласуемым элементом со стороны выхода включают постоянные реактивные элементы в количестве 2N, между третьим и четвертым независимыми постоянными реактивными элементами от согласуемого элемента со стороны входа включают элемент с переменным импедансом, при этом входной импеданс 2N независимых постоянных реактивных элементов, элемента с переменным импедансом и согласуемого элемента со стороны выхода определяют дробно-линейным преобразованием входного импеданса 2N-3 независимых постоянных реактивных элементов, начиная с 4-го от согласуемого элемента со стороны входа независимого реактивного элемента, элемента с переменным импедансом и согласуемого элемента со стороны входа, причем действительные и мнимые составляющие входного импеданса 2N-3 независимых элементов и коэффициенты дробно-линейного преобразования определяют из условий согласования согласуемого элемента со стороны входа и согласуемого элемента со стороны выхода с учетом изменения импеданса элемента с переменным импедансом.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является устройство реализации этого способа для случая двух дискретных частот, состоящее в том, что к согласуемому импедансу со стороны входа подключено согласующее устройство в виде Г-образного соединения двух двухполюсников, причем двухполюсник, включенный в поперечную цепь, представляет собой конденсатор, а двухполюсник, включенный в продольную цепь, представляет собой последовательный колебательный контур, к контуру подключен p-i-n-диод, параллельно согласуемому импедансу со стороны выхода подключена индуктивность, параллельно диоду подключен источник управляющих двухуровневых сигналов (Авт. св-во №1778827 от 1 августа 1992 г., заявка на изобретение №4766552 от 4 декабря 1989 г.). Принцип действия этого устройства состоит в последовательном переключении импеданса p-i-n-диода, в результате чего последовательно обеспечиваются условия согласования согласуемых импедансов на двух дискретных частотах.

Недостатком данного способа и устройства его реализации является необходимость переключения импеданса элемента с переменным импедансом и отсутствие возможности коррекции ФЧХ. Быстродействие переключения современных p-i-n-диодов составляет единицы микросекунд (см. М.С.Гусятинер, А.И.Горбачев. Полупроводниковые сверхвысокочастотные диоды. - М.: Радио и связь, 1983, с.141-142). При количестве дискретных частот, равном N, промежуток времени, в течение которого отсутствует согласование на каждой частоте, увеличивается в N-1 раз. Отсутствует также манипуляция фазы несущего сигнала.

Техническим результатом изобретения является расширение функциональных возможностей за счет обеспечения коррекции ФЧХ и манипуляции фазы несущего сигнала при сохранении постоянного во времени согласования на всех 2N дискретных частотах в обоих состояниях управляемого элемента.

Указанный результат достигается тем, что в способе коррекции частотных характеристик в диапазоне 2N дискретных значений частот, состоящий во включении между согласуемым элементом со стороны входа и согласуемым элементом со стороны выхода постоянных реактивных элементов, к согласуемому элементу со стороны входа подключают общий вход делителя на N частотных каналов, к согласуемому элементу со стороны выхода подключают сумматор на N частотных каналов, каждый канал сумматора посредством канального согласующего устройства соединяют с соответствующим одной и той же частоте каналом делителя, входные импедансы каждого канального согласующего устройства формируют из условий согласования согласуемого элемента со стороны входа на своей m-й частоте с входными нормированными импедансами каждого m-го согласующего устройства со стороны делителя:

m=1,2,...N,

условий согласования согласуемого элемента со стороны выхода на своей m-й частоте с входными импедансами каждого m-го канального согласующего устройства со стороны сумматора:

m=1,2,...N,

условий физической реализуемости

m≠n; m, n=1,2,...N,

b_mn·b_N+1n>0; b'_mn·b'_N+1n>0,

где a_mn, а'_mn - действительные и b_mn, b'_mn - мнимые составляющие нормированных входных импедансов канальных согласующих устройств, включаемых в частотные каналы со стороны делителя и со стороны сумматора m-го канала на n-й частоте; - действительные и - мнимые составляющие импедансов согласуемого элемента со стороны входа, подключенного к N+1-му каналу делителя, и параллельно соединенных управляемого и согласуемого элементов в первом и втором состояниях со стороны выхода, подключенного к N+1-му каналу сумматора, в m-м канале на n-й частоте, причем структуру и параметры реактивных элементов канальных согласующих устройств определяют из условий обеспечения требуемых разностей фаз (ϕ_ml) коэффициентов передачи (S₂₁ ^(ml)) на 2N частотах:

где l - номера частот по две в каждом канале; S₂₁ ^ml1, S₂₁ ^ml2 - коэффициенты передачи корректора частотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента; g_Ym1,2, b_Ym1,2 - действительные и мнимые составляющие комплексных проводимостей управляемых элементов в каждом из m-х каналов в двух состояниях; g'_{N+1 n}, ν'_{N+1 n} - действительные и мнимые составляющие комплексных проводимостей согласуемого элемента со стороны выхода на n-й частоте.

Указанный результат достигается тем, что в устройстве коррекции частотных характеристик в диапазоне 2N дискретных значений частот, выполненном в виде подключенного к источнику сигнала общим входом делителя на N частотных каналов, а к антенне - общим входом сумматора N частотных каналов, соединении каналов делителя и сумматора, соответствующих одним и тем же дискретным значениям частот, канальными согласующими устройствами, выполненными в виде Г-образного соединения двух двухполюсников (фиг.1), проводимости которых выбраны из условий:

каждый двухполюсник выполнен в виде двух последовательно соединенных параллельных контуров (фиг.2). Значения параметров элементов двухполюсников схемы определены выражениями:

где b_mνl - проводимости l-го двухполюсника (l=1, 2) в m-м канале на ν-й частоте (ν=1, 2); ω₁=2πf₁ ω₂=2πf₂; f₁, f₂ - заданные частоты в m-м канале;

Y₀=g_0mν+jb_0mν; Y_н=g_нmν+jb_нmν;

m=1,2,...N,

m=1,2,...N,

- действительные и - мнимые составляющие нормированных входных импедансов канальных согласующих устройств, включаемых в частотные каналы со стороны делителя и со стороны сумматора m-го канала на ν-й частоте; a=_N+1ν, - действительные и b_N+1ν, - мнимые составляющие импедансов согласуемого элемента со стороны входа, подключенного к N+1-му каналу делителя, и параллельно соединенных согласуемого элемента и управляемого элемента в первом или втором состояниях со стороны выхода, подключенного к N+1-му каналу сумматора, на ν-й частоте; k, m, i - текущие номера каналов; n - текущий номер частоты; ν - номера частот по две в каждом канале, одна из которых соответствует n-й частоте; ϕ_mν - разность фаз коэффициентов передачи в двух состояниях управляемого элемента в m-м канале на ν-й частоте; значения параметров L₂, С₂ второго контура выбраны произвольно.

Указанный результат достигается также тем, что в предыдущем устройстве коррекции частотных характеристик канальные согласующие устройства выполнены в виде -образного соединения двух двухполюсников (фиг.6), проводимости которых выбраны из условий:

где , каждый двухполюсник выполнен в виде двух параллельно соединенных последовательных контуров (фиг.7). Значения параметров элементов двухполюсников схемы определены выражениями:

значения параметров L₂, С₂ второго контура выбраны произвольно; ν=1, 2 - номер двухполюсника.

На фиг.1 показан первый вариант структурной схемы устройства реализации способа-прототипа.

На фиг.2 показан второй вариант структурной схемы устройства реализации способа-прототипа (канального согласующего устройства).

На фиг.3 показана структурная схема устройства реализации предлагаемого способа коррекции частотных характеристик.

На фиг.4 показан первый вариант структурной схемы канального согласующего устройства реализации предлагаемого способа в виде -образного соединения двух проводимостей.

На фиг.5 показана реализация двухполюсников первого варианта структурной схемы канального согласующего устройства реализации предлагаемого способа.

На фиг.6 показан второй вариант структурной схемы канального согласующего устройства реализации предлагаемого способа в виде -образного соединения двух проводимостей.

На фиг.7 показана реализация двухполюсников второго варианта структурной схемы канального согласующего устройства реализации предлагаемого способа.

Структурная схема устройства реализации способа-прототипа (фиг.1) (способа коррекции частотных характеристик путем последовательного согласования импедансов в диапазоне N дискретных частот), выполнена таким образом, что между согласуемым элементом со стороны входа 1 и согласуемым элементом со стороны выхода 2 включают постоянные реактивные элементы 3 в количестве 2N, между третьим и четвертым независимыми постоянными реактивными элементами от согласуемого элемента со стороны входа включают элемент с переменным импедансом 4, при этом входной импеданс 2N независимых постоянных реактивных элементов, элемента с переменным импедансом и согласуемого элемента со стороны выхода определяют дробно-линейным преобразованием входного импеданса 2N-3 независимых постоянных реактивных элементов, начиная с 4-го от согласуемого элемента со стороны входа независимого реактивного элемента, элемента с переменным импедансом и согласуемого элемента со стороны входа, причем действительные и мнимые составляющие входного импеданса 2N-3 независимых элементов и коэффициенты дробно-линейного преобразования определяют из условий согласования согласуемого элемента со стороны входа и согласуемого элемента со стороны выхода с учетом изменения импеданса элемента с переменным импедансом.

Устройство работает следующим образом.

При подаче одного уровня управляющего напряжения или тока управляющего устройства 5, определяемого вычислительным устройством 6, на элемент с переменным импедансом 4 благодаря специальному выбору параметров реактивных элементов 3 согласуемые элементы с произвольными импедансами со стороны входа 1 и со стороны выхода 2 оказываются согласованными на первой частоте. При подаче второго уровня управляющего воздействия на элемент с переменным импедансом 4 согласуемые элементы 1 и 2 при тех же параметрах реактивных элементов 3 будут согласованы на второй частоте и так далее.

Структурная схема устройства реализации способа-прототипа (фиг.2) (способа коррекции частотных характеристик путем последовательного согласования импедансов в диапазоне 2-х дискретных частот), выполнена таким образом, что к согласуемому импедансу со стороны входа подключено согласующее устройство в виде Г-образного соединения двух двухполюсников, причем двухполюсник, включенный в поперечную цепь, представляет собой конденсатор, а двухполюсник, включенный в продольную цепь, представляет собой последовательный колебательный контур, к контуру подключен p-i-n-диод, параллельно согласуемому импедансу со стороны выхода подключена индуктивность, параллельно диоду подключен источник управляющих двухуровневых сигналов. Принцип действия этого устройства состоит в последовательном переключении импеданса p-i-n-диода, в результате чего последовательно обеспечиваются условия согласования согласуемых импедансов на двух дискретных частотах.

Структурная схема устройства реализации предлагаемого способа (фиг.3) состоит из согласуемого элемента со стороны входа 1 (комплексной проводимости источника сигнала), согласуемого элемента со стороны выхода 2 (комплексной проводимости антенны или другой нагрузки), подключенного к согласуемому элементу 1 общим входом делителя 7 на N-каналов, подключенного к согласуемому элементу 2 общим входом сумматора 8 N-каналов, причем каждый канал делителя соединен с соответствующим одной и той же частоте каналом сумматора посредством N канальных согласующих устройств 9, 10...N+8. Каждое канальное согласующее устройство может быть выполнено либо в виде -образного соединения двух реактивных двухполюсников и включенного в поперечную цепь с переменным импедансом 4 (управляемым элементом) (фиг.4). Каждый двухполюсник, входящий в схему канального согласующего устройства (фиг.4) выполнен в виде 2-х последовательно соединенных параллельных колебательных контуров (фиг.5), параметры которых выбраны из условий одновременного согласования каждого канала с источником сигнала и нагрузкой на своей частоте и развязки с другими каналами и обеспечения требуемой разности фаз коэффициентов передачи корректора (фиг.3) в двух состояниях управляемого элемента.

Каждое канальное согласующее устройство может быть также выполнено либо в виде -образного соединения двух реактивных двухполюсников и включенного в поперечную цепь управляемого элемента (фиг.6). Каждый двухполюсник, входящий в схему канального согласующего устройства (фиг.6), выполнен в виде 2-х параллельно соединенных последовательных колебательных контуров (фиг.7), параметры которых выбраны из условий одновременного согласования каждого канала с источником сигнала и нагрузкой на своей частоте и развязки с другими каналами и обеспечения требуемой разности фаз коэффициентов передачи корректора (фиг.3) в двух состояниях управляемого элемента. В качестве управляемых элементов могут быть использованы выпускаемые промышленностью полупроводниковые диоды: варикапы, p-i-n диоды и т.д.

Принцип действия обоих устройств реализации предлагаемого способа коррекции частотных характеристик состоит в том, что благодаря специальному выбору параметров L, С колебательных контуров в каждом из каналов на 2-х заданных частотах обеспечивается заданная разность фаз коэффициентов передачи в двух состояниях управляемого элемента при сохранении на этих частотах согласования согласуемых элементов близкого к полному. На частотах, отличных от этих заданных частот, в каждом канале будет обеспечена разность фаз, близкая к заданным, а также согласование с некоторым допуском согласования. В каждом из каналов пара заданных частот отличается от пары частот других каналов. Каждый канал при этом развязан со всеми остальными каналами. Таким образом, предлагаемый способ и оба устройства его реализации обеспечивают N рабочих полос частот, в пределах которых сохраняется согласование и заданная разность фаз коэффициентов передачи в двух состояниях управляемого элемента. Необходимо подчеркнуть, что согласование на 2N частотах обеспечивается постоянно, независимо от переключения управляемого элемента из одного состояния в другое. Смена состояний приводит к изменению фазы коэффициента передачи на заданную величину, но не влияет на значение его модулей.

Покажем возможность выполнения этих условий. Доказательство этих возможностей разобьем на три этапа. На первом этапе по произвольным проводимостям (пока не известным) источника сигнала и нагрузки, которые при согласовании должны быть соответственно равны входным проводимостям канальных согласующих устройств соответственно со стороны входа и со стороны выхода, определим значения проводимостей двухполюсников, входящих в каждое канальное согласующее устройство, и параметры реактивных элементов типа L, С, из которых формируются эти двухполюсники. На втором этапе определим значения входных проводимостей всех канальных согласующих устройств со стороны входа и со стороны выхода на каждой частоте по известным значениям проводимостей согласуемых элементов со стороны входа и выхода. На третьем этапе сошьем полученные решения на предыдущих двух этапах.

Для решения задачи по первому этапу разработаем алгоритм синтеза фазового манипулятора проходного типа, включенного между заданными на фиксированной частоте комплексными проводимостями источника сигнала (Y₀=g₀+jb₀) (входная проводимость канального согласующего устройства со стороны входа) и нагрузки (Y_н=g_н+jb_н) (входная проводимость канального согласующего устройства со стороны выхода), путем отыскания оптимальных соотношений между элементами волновой матрицы передачи и определения на основе этих соотношений неуправляемых параметров фильтра.

Пусть эквивалентная схема фазового манипулятора представлена в виде четырех каскадно соединенных четырехполюсников. Первый четырехполюсник характеризует собой скачок нормированной проводимости Y₀ к "1". Второй четырехполюсник - это фильтр фазового манипулятора, сформированный только из реактивных элементов. Третий четырехполюсник представляет собой параллельно включенный управляемый элемент с заданными комплексными проводимостями Y₁=g₁+jb₁ и Y₂=g₂+jb₂ в двух состояниях, определяемых уровнями управляющего низкочастотного воздействия (тока или напряжения). Четвертый четырехполюсник есть скачок волновой проводимости от "1" к Y_н. Указанные четырехполюсники описываются соответствующими волновыми матрицами передачи:

где X=a/d, Y=b/d, Z=c/d; T₁₁=a+jb, Т₂₂=а-jb, T₁₂=d+jc, Т₂₁=d-jc - элементы волновой матрицы T2.

Необходимо отметить, что введение четырехполюсников Т1 и T4 является необходимым приемом, использование которого обеспечивает нормировку общей волновой матрицы передачи, получаемый в результате перемножения матриц (1):

Используя известные соотношения между элементами волновой матрицы и элементами матрицы рассеяния [6] получим выражение для коэффициента передачи с одного входа на другой:

Требуется определить минимальное количество неуправляемых элементов фильтра и значения их параметров, при которых изменение проводимости управляемого элемента с Y₁ на Y₂ приводит к изменению фазы коэффициента передачи при неизменном модуле по следующему закону:

где ϕ - заданное значение разности фаз коэффициентов передачи в первом и втором состояниях на фиксированной частоте.

Подставляя (3) в (4) и разделяя между собой реальные и мнимые части, получим систему двух уравнений, эквивалентную (4):

где A₁=cos(ϕ)·(b₀+b₂+b_H)-sin(ϕ)·(g₀+g₂+g_H)-(b₀+b₁+b_H);

B₁=cos(ϕ)·(b₂g₀+b₀g₂+b₀g_H+b_Hg₀)+sin(ϕ)·(b₀b₂-g₀g₂+b₀b_H-g₀g_H+1)-(b₁g₀+b₀g₁+b₀g_H+b_Hg₀);

C₁=cos(ϕ)·(b₂g₀+b₀g₂+b₀g_H+b_Hg₀)+sin(ϕ)·(b₀b₂-g₀g₂+b₀b_H-g₀g_H-1)-(b₁g₀+b₀g₁+b₀g_H+b_Hg₀);

D₁=cos(ϕ)·(b₂-b₀+b_H)-sin(ϕ)·(g₂-g₀+g_H)-(b₁-b₀+b_H);

A₂=cos(ϕ)·(g₀+g₂+g_H)+sin(ϕ)·(b₀+b₂+b_H)-(g₀+g₁+g_H);

B₂=cos(ϕ)·(g₀g₂-b₀b₂+g₀g_H-b₀b_H-1)+sin(ϕ)·(b₂g₀+b₀g₂+b₀g_H+b_Hg₀)+(b₀b₁-g₀g₁+b₀b_H-g₀g_H+1);

C₂=cos(ϕ)·(g₀g₂-b₀b₂+g₀g_H-b₀b_H+1)+sin(ϕ)·(b₂g₀+b₀g₂+b₀g_H+b_Hg₀)+(b₀b₁-g₀g₁+b₀b_H-g₀g_H-1);

D₂=cos(ϕ)·(g₂-g₀+g_H)+sin(ϕ)·(b₂-b₀+b_H)-(g₁-g₀+g_H).

Решение (5) имеет вид:

где

Полученная система двух соотношений между элементами волновой матрицы передачи (6) означает, что для обеспечения фазовой манипуляции проходного сигнала с требуемым значением ϕ фильтр должен содержать минимум два реактивных независимых элемента, параметры которых должны определяться из решения системы двух уравнений, формируемых из указанных соотношений следующим образом. Для выбранной схемы соединения 2-х элементов определяется волновая матрица передачи, которая приводится к виду T2 (1). Полученные таким образом выражения для X, Y, Z, определяемые через конкретные параметры схемы, необходимо подставить в (6) и решить полученную систему уравнений относительно двух параметров. Если в схеме имеется М>2 элементов, то М-2 элемента должны быть отнесены к третьему четырехполюснику и пересчитаны в проводимость управляемой части манипулятора.

Параметры М-2 элементов могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо других физических условий, например из условий обеспечения требуемых разностей фаз коэффициентов передачи на некотором количестве дискретных частот, полосе частот, в N состояниях управляемого элемента на одной частоте и так далее.

В соответствии с описанным алгоритмом были синтезированы простейшие схемы канального согласующего устройства, изображенные на фиг.4, 6. Оптимальные значения параметров устройства, изображенного на фиг.4, определяются следующими формулами:

где ,

а для устройства, изображенного на фиг.6:

где

Для решения задачи по второму этапу воспользуемся результатами работ (Головков А.А., Ковалев С.В. Синтез и анализ квазинедиссипативных взаимных одночастотных и двух-частотных сумматоров и делителей мощности с управляемыми характеристиками, ч.1. Импедансные и энергетические соотношения. Антенны, вып.2 (69), 2003, с.61-71 и Головков А.А., Чаплыгин А.А. Адмитансные и энергетические соотношения квазинедиссипативных взаимных сумматоров и делителей мощности. Телекоммуникации, №7, 2003, с.13-20), в которых показано, что для обеспечения условия согласования каждого канала с обоими согласуемыми элементами необходимо выполнение следующих соотношений:

а для выполнения условий физической реализуемости и условий развязки между каналами необходима реализация следующих соотношений:

b_mn·b_N+1n>0; b'_mn·b'_N+1n>0; m≠n; m, n=1,2,...N,

Выражения (9)-(11) для квазинедиссипативных взаимных сумматоров и делителей на N каналов необходимо сопоставить с решениями задачи синтеза канальных согласующих устройств, для которых входные импедансы канальных согласующих устройств со стороны входа и выхода, полученные в (9)-(11), являются исходными для определения параметров двухполюсников и реактивных элементов L, С.

Полученные результаты можно использовать для синтеза канальных согласующих устройств с заданной фазой ϕ_mn на заданном количестве частот частоте в каждом канале. Например, для N=2 необходимо на обеих частотах воспользоваться формулами (7), (8) для схем, изображенных на фиг.5, 7. Затем нужно сформировать каждый двухполюсник из элементов L, С таким образом, чтобы они на каждой из частот обеспечивали бы расчетные значения проводимостей.

В соответствии с описанным алгоритмом были синтезированы две схемы двухполюсников (фиг.5, 7). Для двух последовательно соединенных параллельных контуров (фиг.5):

Для двух параллельно соединенных последовательных контуров (фиг.7):

где B_l1, B_l2 - рассчитанные по формулам (7), (8) значения реактивных проводимостей на первой и второй частотах для двухполюсников канального согласующего устройства; l=1, 2 - номер соответствующего двухполюсника на фиг.4, 6.

В принципе для реализации двух требуемых значений проводимостей соответственно на двух частотах достаточно и одного контура. Однако наличие в схемах (фиг.5, 7) второго контура с произвольно выбираемыми значениями L₂, С₂ позволяет путем их варьирования обеспечить требуемые АЧХ и ФЧХ в полосе частот.

Положительность подкоренных выражений в (7), (8) определяет области изменения значений проводимости нагрузки и значений проводимости источника сигнала, при которых реализуются требуемые значения фаз коэффициентов передачи. При этом часть из этих величин может быть задана параметрически. Известно (Смит Ф. Круговые диаграммы в радиоэлектронике/ Пер. с англ. М.Н.Бергера, Б.Ю.Капилевича. - М.: Связь, 1976, с.88-98), что схемы, изображенные на фиг.4, 6, дополняют друг друга по областям изменения проводимости источника сигнала и нагрузки, в пределах которых обеспечивается физическая реализуемость этих схем. Это означает, что если одна из этих схем физически не реализует заданную разность фаз коэффициентов передачи при заданных значениях проводимостей источника сигнала и нагрузки, то вторая схема обязательно физически реализуема, и наоборот.

На третьем этапе необходимо сопоставить результаты решений, полученных на первом и втором этапах. Для этого приведем выражения, поясняющие соответствия обозначений, принятых на этих этапах:

Y_1,2=g_1,2+jb_1,2=g_Ym1,2+jb_Ym1,2; r₀=a_mn; x₀=b_mn;

- действительные и мнимые составляющие импедансов согласуемого элемента со стороны входа и параллельно соединенных согласуемого элемента и управляемого элемента в первом или втором состояниях со стороны выхода на n-й частоте в m-м канале; a_mn, а'_mn - действительные и b_mn, b'_mn - мнимые составляющие нормированных входных импедансов канальных согласующих устройств, включаемых в m-й канал, со стороны делителя и со стороны сумматора на n-й частоте.

Таким образом, полученные результаты могут быть использованы для практического проектирования СФУ с заданными разностями фаз проходного сигнала. Новые взаимосвязи между элементами волновой матрицы передачи дополняют известные взаимосвязи матриц параметров, вытекающие из условий взаимности, симметрии, антиметрии и недиссипативности четырехполюсников, и расширяют возможности их синтеза.

Технико-экономическая эффективность способа и устройств его реализации заключается в возможности обеспечения требуемых разностей фаз коэффициентов передачи на теоретически неограниченном количестве заданных частот при модулях коэффициента передачи, равных единице. Это означает, что сохраняется функция полного согласования на заданном количестве частот, реализуемая прототипом, и возникает новая функция обеспечения требуемых разностей фаз коэффициентов передачи. В совокупности обеспечиваются условия передачи информации без искажений, формирования фазоманипулированных сигналов, согласования на 2N частотах, а также обеспечение заданной зависимости фазы от частоты и времени, например, квадратичной зависимости, необходимой для формирования ЛЧМ сигнала.

Предлагаемое техническое решение - способ является новым, поскольку из общедоступных сведений неизвестен способ коррекции частотных характеристик, обеспечивающий равенство модулей коэффициентов передачи единице и разности фаз коэффициентов передачи в двух состояниях управляемых элементов требуемым значениям на произвольно заданном количестве частот, включающий подключение делителя на N каналов общим входом к согласуемому элементу слева и подключение сумматора N каналов общим входом к согласуемому элементу справа, соединение посредством канальных согласующих устройств, содержащих неуправляемые реактивные элементы и управляемый элемент, каналов сумматора и делителя, соответствующих одним и тем же значениям дискретных частот, а также специальный выбор входных импедансов согласующих устройств слева и справа на каждом канале и каждой частоте и реактивных параметров L, С.

Предлагаемое устройство реализации этого способа является новым, поскольку из общедоступных сведений неизвестно устройство, состоящее из делителя и сумматора N каналов, подключенных общими входами к согласуемым элементам слева и справа, причем каналы делителя и сумматора, соответствующие одной и той же паре частот, соединены между собой посредством канальных согласующих устройств, содержащих неуправляемые реактивные элементы и управляемый элемент, а канальные согласующие устройства выполнены в виде -образного соединения двух двухполюсников, причем каждый двухполюсник сформирован из двух последовательно соединенных параллельных колебательных контуров, а все параметры согласующих устройств выбраны по специальным формулам, обеспечивающим согласование и заданные разности фаз коэффициентов передачи на 2N дискретных значениях частот в некоторой определенной области изменения проводимости нагрузки.

Предлагаемое устройство реализации этого способа является новым, поскольку из общедоступных сведений неизвестно устройство, состоящее из делителя и сумматора N каналов, подключенных общими входами к согласуемым элементам слева и справа, причем каналы делителя и сумматора, соответствующие одной и той же паре частот, соединены между собой посредством канальных согласующих устройств, содержащих неуправляемые реактивные элементы и управляемый элемент, а канальные согласующие устройства выполнены в виде -образного соединения двух двухполюсников, причем каждый двухполюсник, сформирован из двух параллельно соединенных последовательных колебательных контуров, а все параметры согласующих устройств выбраны по специальным формулам, обеспечивающим согласование и заданные разности фаз коэффициентов передачи на 2N дискретных значениях частот в некоторой определенной области изменения проводимости нагрузки.

Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций - подключение делителя общим входом к согласуемому элементу слева, подключение сумматора общим входом к согласуемому элементу справа, соединение всех каналов делителя и сумматора, соответствующих одним и тем же значениям частот, посредством N канальных согласующих устройств, выбор входных импедансов этих устройств в каждом канале и на каждой частоте по специальным формулам и выбор параметров реактивных элементов - приводит к полному согласованию и обеспечению заданных разностей фаз коэффициентов передачи на 2N частотах в двух состояниях управляемого элемента, соответствующих двум уровням управляющего воздействия, что необходимо при построении антенн, средств радиосвязи и мультиплексоров для передачи информации без искажений, формирования фазоманипулированных сигналов и заданных зависимостей фаз в двух состояниях.

Предлагаемое техническое решение промышленно применимо, так как для его реализации могут быть использованы известные последовательные и параллельные колебательные контуры и линии передачи с параметрами, определенными по предложенным математическим выражениям, и управляемые элементы в виде полупроводниковых диодов: варикапов, p-i-n-диодов и т.д.

1. Способ коррекции частотных характеристик в диапазоне 2N дискретных значений частот, состоящий во включении между согласуемым элементом со стороны входа и согласуемым элементом со стороны выхода постоянных реактивных элементов, отличающийся тем, что к согласуемому элементу со стороны входа подключают общий вход делителя на N частотных каналов, к согласуемому элементу со стороны выхода подключают общий вход сумматора на N частотных каналов, каждый канал сумматора посредством канального согласующего устройства соединяют с соответствующим одной и той же частоте каналом делителя, входные импедансы каждого m-го канального согласующего устройства формируют из условий согласования согласуемого элемента со стороны входа на своей m-й частоте с входными нормированными импедансами каждого m-го согласующего устройства со стороны делителя:

m=1,2,...N,

условий согласования согласуемого элемента со стороны выхода на своей m-й частоте с входными импедансами каждого m-го канального согласующего устройства со стороны сумматора:

m=1,2,...N,

и условий физической реализуемости

b_mn·b_N+1n>0; b'_mn·b'_N+1n>0; m≠n; m, n=1,2,...N,

где a_mn, a'_mn и a_mm, a'_mm - действительные, b_mn, b'_mn и b_mm, b'_mm - мнимые составляющие нормированных входных импедансов канальных согласующих устройств, включаемых в частотные каналы, со стороны делителя и со стороны сумматора m-го канала на n-й и m-й частотах; a_N+1n; - действительные и b_N+1n; - мнимые составляющие импедансов согласуемого элемента со стороны входа, подключенного к N+1-му каналу делителя, и параллельно соединенных согласуемого элемента со стороны выхода и управляемого элемента в первом и втором состояниях на n-й частоте, подключенных к N+1-му каналу сумматора, причем структуру и параметры реактивных элементов канальных согласующих устройств определяют из условий обеспечения требуемых разностей фаз (ϕ_ml) коэффициентов передачи (S₂₁ ^(ml)) на 2N частотах:

S₂₁ ^ml1=(cosϕ_ml+jsinϕ_ml)S₂₁ ^ml2, l=1,2...2N,

где l - номера частот по две в каждом канале; S₂₁ ^ml1, S₂₁ ^ml2 - коэффициенты передачи корректора частотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента; g_Ym1,2, b_Ym1,2 - действительные и мнимые составляющие комплексных проводимостей управляемых элементов в каждом из m-х каналов в двух состояниях; g'_N+1n, ν'_N+1n - действительные и мнимые составляющие комплексных проводимостей согласуемого элемента со стороны выхода на n-й частоте; k, m, i - текущие номера каналов; n - текущий номер частоты.

2. Устройство коррекции частотных характеристик в диапазоне 2N дискретных значений частот для согласования, например, источника сигнала и антенны, содержащее согласующие устройства в виде Г-образного соединения двух двухполюсников из реактивных элементов, отличающееся тем, что к источнику сигнала подключен общий вход делителя на N каналов, а к антенне - общий вход сумматора N каналов, причем каналы делителя и сумматора, соответствующие одной и той же соседней паре дискретных значений частот, соединены канальными согласующими устройствами, при этом все канальные согласующие устройства выполнены в виде Г-образного соединения двух двухполюсников, проводимости двухполюсников выбраны из условий:

каждый двухполюсник выполнен в виде двух последовательно соединенных параллельных контуров, значения параметров элементов первого контура определены выражениями:

где b_mνl - проводимости l-го двухполюсника (l=1, 2) в m-м канале на ν-й частоте (ν=1, 2);

ω₁=2πf₁; ω₂=2πf₂; f₁, f₂ - заданные частоты в m-м канале;

m=1, 2, ... N;

m=1, 2, ... N;

b_mn·b_N+1n>0; b'_mn·b'_N+1n>0; m≠n; m, n=1, 2, ... N, где a_mn, a'_mn, a_mν, a'_mν и a_kν, a'_kν - действительные и b_mn, b'_mn, b_mν, b'_mν, b_kν, b'_kν и b_iν, b'_iν - мнимые составляющие нормированных входных импедансов канальных согласующих устройств, включаемых в m-й, k-й и i-й каналы, со стороны делителя и со стороны сумматора на n-й и ν-й частотах; a_N+1n, a_N+1ν, - действительные и b_N+1n, b_N+1ν, - мнимые составляющие импендансов согласуемого элемента со стороны входа, например, источника сигнала, и параллельно соединенных согласуемого элемента, например, антенны, и управляемого элемента в первом или втором состояниях со стороны выхода на n-й и ν-й частотах; g_0mν, b_0mν - действительные и мнимые составляющие входной проводимости канального согласующего устройства со стороны делителя в m-м канале ν-й частоте; g_нmν, b_нmν - действительные и мнимые составляющие входной проводимости канального согласующего устройства со стороны сумматора в m-м канале на ν-й частоте; g_Ym1, g_Ym2 - действительные и b_Ym1, b_Ym2 - мнимые составляющие комплексных проводимостей управляемых элементов в каждом из m-х каналов в первом и во втором состояниях, k, m, i - текущие номера каналов; n - текущий номер частоты; ν - номера частот по две в каждом канале, одна из которых соответствует n-й частоте; ϕ_{m ν} - разность фаз коэффициентов передачи в двух состояниях управляемого элемента в m-м канале на ν-й частоте; значения параметров L₂, С₂ второго контура выбраны произвольно.