Способ слежения за задержкой фронтов дальномерного кода сигналов навигационных спутников

Изобретение относится к устройствам, используемым в спутниковой радионавигации.

Достигаемым техническим результатом изобретения является повышение точности слежения за задержкой фронтов дальномерного кода сигналов навигационных спутников с помощью теоретически оптимального дискриминатора задержки, нечувствительного к многолучевости в цифровом приемнике, включая программный, а также устранение неопределенности в способе интерполяции оцифрованных ординат смеси сигнала с шумом к моменту прогнозированной задержки, устранение неопределенности в способе формирования задержки из предыстории к текущему моменту оценивания. Указанный результат достигается за счет того, что в заявленный способ вводится операция линейной интерполяции двух соседних оцифрованных отсчетов входного сигнала, охватывающих прогнозный момент очередной смены символа кода, причем полученное значение интерполированной ординаты нормируют на оценку амплитуды полезного сигнала, умножают на Гауссову априорную вероятность (ГАПВ) и получают сигнал ошибки по критерию максимума апостериорной плотности вероятности (МАПВ). 1 з.п. ф-лы.

 

Изобретение относится к устройствам, используемым в спутниковой радионавигации.

Широко распространен способ слежения за кодом в системах слежения за задержкой (ССЗ) (см., например [1]), в которых фактически отслеживается временное положение центра тяжести фигуры под кривой взаимнокорреляционной функции (ВКФ). Здесь вычисляют ее значения в трех точках как интегралы свертки синфазной составляющей входного сигнала (I) с опережающей (early), номинальной (prompt) и запаздывающей (late) репликами ожидаемого кода.

Дискриминатор такой ССЗ формирует сигнал ошибки в виде

Однако такой дискриминатор не отвечает никаким критериям оптимальности и является по сути чисто эвристическим решением. На этот факт применительно к приемникам навигационной аппаратуры (НАП) спутниковых навигационных систем (СНС) впервые указал в 1995 г. И.Е.Кинкулькин [2], но хотя он и заявил, что оптимальный (по теории статистической радиотехники) дискриминатор ССЗ должен формировать свертку сигнала с производной реплики по оцениваемому параметру, предложений по реализации такого дискриминатора он не привел.

Автор данного изобретения Ю.С.Дубинко в 1996 г. [3] предложил вариант реализации такого теоретически оптимального дискриминатора задержки (ТОДЗ). Однако предложенная реализация усложняет аппаратную часть приемника - необходимы отдельные (для каждого из параллельных каналов слежения за спутниками) аналоговые генераторы тактовой частоты кода, управляемые напряжением (ГУН), и цифроаналоговые преобразователи кода задержки, вырабатываемого в цифровых контурах ССЗ в управляющее напряжение (непрерывный аргумент δ-функций для этих ГУН). Требование формирования непрерывных аргументов ϕ-функций как производных ожидаемого кода для фиксации ординат (в аналоговой форме) огибающей сигнала приводит к вышеупомянутым усложнениям приемника. В эти ординаты вырождаются интегралы свертки входного сигнала с δ-функциями.

Именно эти усложнения реализации ТОДЗ при неочевидных в то время его преимуществах перед [1] приостановили дальнейшие работы в области ТОДЗ.

Только в 2004 г. был получен результат (на имитационной модели) [4], показывающий невосприимчивость ТОДЗ к отраженным сигналам (нечувствительность к многолучевости) и возможность его реализации в цифровых приемниках (т.ч. и программных) с дискретной по времени оцифровкой радиосигналов.

Эта нечувствительность объясняется тем, что ТОДЗ реализует слежение не за центром тяжести ВКФ, фигуру которой искажают отраженные сигналы (особенно ее передний склон), а за фронтами символов кода, положение которых на временной оси не смещают отраженные сигналы. Более подробно такой способ слежения за задержкой фронтов кода и все его свойства приведены в работе [5], который мы и примем за прототип.

В соответствии с прототипом способ слежения за задержкой фронтов дальномерного кода сигналов навигационных спутников включает операции формирования оцифрованных отсчетов входной смеси сигнала с шумом, прогнозирования задержки от момента предыдущего оценивания к моменту очередной ожидаемой смены символов кода, интерполяцию ординаты входного сигнала к моменту очередной смены символов кода, использованной этой ординатой в качестве сигнала ошибки, и сглаживание ее в замкнутом следящем за задержкой в контуре. В модели, на которой были получены результаты работы [5], применялась сплайновая аппроксимация.

В этой же работе приведена 2-ая версия ТОДЗ, в которой заменой переменной в интеграле свертки оцениваемый параметр - задержка τ - переходил из аргумента реплики в аргумент сигнала S(t-τ). Для реализации этой версии ТОДЗ производную по τ не от реплики, а от самого сигнала. При этом δ-функции формировались в момент смены символов кода в огибающей входного сигнала.

Реализация 2-ой версии ТОДЗ потребовала бы применения аналоговых дифференцирующих RC-цепочек на огибающей сигнала, которая обычно формируется в цифровой части приемника; т.е. много выходов из микросхемы аппаратного цифрового приемника и входов в нее после аналогового дифференцирования на RC-цепочках. Альтернативный вариант - высокая тактовая частота многоразрядной оцифровки аналоговых сигналов с формированием приращений огибающей в цифровом приемнике (т.ч. и программном) и выделения тех из них, которые совпадают по знаку с производной ожидаемого кода и близки по величине к удвоенной амплитуде полезного сигнала. Именно такой вариант использовался в имитационной модели [5]. При этом в пересчете на натуру частота многоразрядной (не менее 8) оцифровки должна составить сотни МГц, что реализовать достаточно сложно. Повышение частоты оцифровки позволяет более надежно «захватить» истинные скачки приращений на фронтах смены символов кода. Но возможны и ложные срабатывания. Для их подавления во второй версии ТОДЗ применялся критерий максимума апостериорной плотности вероятности (МАПВ) взамен критерия максимального правдоподобия (МП), которому отвечает интерполированная ордината сигнала в первой версии.

Для формирования оценки задержки по критерию МАПВ использовалась Гауссова априорная плотность вероятности (ГАПВ). В качестве математического ожидания ГАПВ использовался прогноз задержки из предыстории к текущему моменту оценивания, а дисперсия оценивалась стандартным методом по отклонению этих задержек от сглаживающего тренда. Результаты моделирования показали существенное повышение точности второй версии ТОДЗ за счет применения критерия МАПВ по сравнению с первой, где использовался критерий МП.

Кроме того, в прототипе (при моделировании способа) амплитуда сигнала принималась равной 1. В реальных приемниках она меняется в достаточно широких пределах, и для корректного формирования сигнала ошибки в первой версии способ необходимо дополнить операцией нормировки оцифрованных отсчетов сигнала на величину оценки текущей амплитуды (во второй версии амплитуда сигнала учитывалась при отборе приращений).

Недостатки прототипа следующие:

1 - неопределенность в способе интерполяции оцифрованных ординат смеси сигнала с шумом к моменту прогнозированной задержки;

2 - неопределенность в способе формирования задержки из предыстории к текущему моменту оценивания;

3 - более низкая точность простой в реализации первой версии способа по сравнению со второй, но более сложной;

4 - отсутствие операции нормирования интерполированной ординаты, необходимой для корректного формирования сигнала ошибки.

Основной задачей предлагаемого изобретения является устранение указанных недостатков прототипа в способе слежения за задержкой фронтов дальномерного кода сигналов навигационных спутников с последующей реализацией ТОДЗ, нечувствительного к многолучевости в цифровом приемнике (включая программный).

Данная задача решается тем, что способ слежения за задержкой фронтов дальномерного кода сигналов навигационных спутников, включающий операции формирования оцифрованных отсчетов входной смеси сигнала с шумом, прогнозирования задержки от момента предыдущего оценивания к моменту очередной ожидаемой смены символов кода, интерполяцию ординаты входного сигнала к моменту очередной смены символов кода, использование этой ординаты в качестве сигнала ошибки и сглаживание ее в замкнутом следящем за задержкой в контуре, вводится операция линейной интерполяции двух соседних оцифрованных отсчетов входного сигнала, охватывающих прогнозный момент очередной смены символа кода, причем полученное значение интерполированной ординаты нормируют на оценку амплитуды полезного сигнала, умножают на Гауссову априорную плотность вероятности (ГАПВ) и получают сигнал ошибки по критерию максимума апостериорной плотности вероятности (МАПВ), математическое ожидание ГАПВ получают прогнозом задержки с помощью набега фазы несущей к моменту ожидаемой смены символа кода, а дисперсию получают как рекуррентно сглаженную ее оценку из предыстории процесса слежения за задержкой.

В заявляемом изобретении предлагается использовать как основу более простую реализацию - первую версию ТОДЗ, но повысить ее точность за счет формирования сигнала ошибки по критерию МАПВ. Для этого предлагается сигнал ошибки, полученный в первой версии ТОДЗ как интерполированное нормированное значение ординаты входного сигнала, отвечающего критерию МП, еще раз умножить ГАПВ, используемую во второй версии ТОДЗ.

Последние исследования показали, что для реализации МП оценки сигнала ошибки вполне достаточно линейной интерполяции между двумя соседними отсчетами сигнала, охватывающими прогнозированную задержку к моменту этой задержки.

Для устранения первого из перечисленных недостатков прототипа предлагается именно такая линейная интерполяция.

Для устранения второго недостатка прототипа предлагается формировать прогноз задержки на момент очередного ее оценивания (ожидаемой смены символа кода) добавлением приращения дальности, полученной в системе слежения за несущей (ССН) как набег фазы от момента предыдущей оценки задержки кода к моменту очередной ожидаемой, умноженной на длину радиоволны.

Способ устранения третьего недостатка изложен выше - применение критерия МАПВ в первой версии ТОДЗ взамен критерия МП.

В качестве математического ожидания ГАПВ предлагается использовать прогноз задержки так, как это описано выше (для устранения второго недостатка прототипа). В качестве дисперсии ГАПВ использовать ее рекуррентно уточняемую оценку по отклонениям оценок задержек в предыстории от сглаженного набегами фазы несущей их тренда.

Для устранения четвертого недостатка прототипа предлагается ввести операцию нормировки интерполированной ординаты сигнала на оценку его амплитуды. Эту оценку формируют рекуррентным сглаживанием оцифрованных отсчетов смеси сигнала и шума с учетом знаков символов отслеженного кода (1 соответствуют отсчеты со знаком «+», 0 - со знаком «-»).

Данный способ и все его операции можно легко реализовать в программном приемнике спутниковой навигации.

Источники информации

1. Global Positioning System. Theory and Application, vol.1. Paul Zaitzman. Editor-in-Chief. Published by American Institute of Aeronautics and Astronautics. Inc. Fifth Printing Copyright 1996.

2. И.Е.Кинкулькин. Интегрированная аппаратура потребителей космических радионавигационных систем. Навигация-95. Сборник трудов Международной конференции. Планирование глобальной радионавигации России. 26-30 июля 1996 г., т.II, с.(8-70)-(8-76).

3. Ю.С.Дубинко. Полностью аппаратный цифровой приемник сигналов GPS/GLONASS// 2-я Международная конференция по спутниковой связи. Москва, 1996 г. Доклад, т.1, с.283-287 (Proc. of the 2-nd ICSC, Moscow, 1996. vol.1, pp.283-287).

4. Ю.С.Дубинко. Принципы повышения помехоустойчивости в спутниковом навигационном приемнике нового поколения. Доклад. Тезисы докладов II научно-технической конференции «Радиооптические технологии в приборостроении» 13-17 сентября 2004 г., г.Сочи, Россия, с.82.

5. Ю.С.Дубинко. Возможность построения НАП КВО с сантиметровым уровнем точности абсолютного позиционирования. Труды института прикладной астрономии РАН, вып.13, 2005 г., Санкт-Петербург, Россия, с.338-346.

1. Способ слежения за задержкой фронтов дальномерного кода сигналов навигационных спутников, включающий операции формирования оцифрованных отсчетов входной смеси сигнала с шумом, прогнозирования задержки от момента предыдущего оценивания к моменту очередной ожидаемой смены символов кода, интерполяцию ординаты входного сигнала к моменту очередной смены символов кода, использование этой ординаты в качестве сигнала ошибки и сглаживание ее в замкнутом следящем за задержкой в контуре, отличающийся тем, что из оцифрованных отсчетов входного сигнала выбирают два охватывающих момент очередной смены символа кода и вычисляют линейную их интерполяцию к этому моменту.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что полученное значение интерполированной ординаты нормируют на оценку амплитуды полезного сигнала, умножают на Гауссову априорную плотность вероятности (ГАПВ) и получают сигнал ошибки по критерию максимума апостериорной плотности вероятности (МАПВ), математическое ожидание ГАПВ получают прогнозом задержки с помощью набега фазы несущей к моменту ожидаемой смены символа кода, а дисперсию получают как рекуррентно сглаженную ее оценку из предыстории процесса слежения за задержкой.