Комплементарный дифференциальный усилитель

Изобретение относится к радиотехнике и связи и может быть использовано в качестве устройства усиления аналоговых сигналов в структуре аналоговых микросхем различного функционального назначения (например, операционных усилителях (ОУ)). Комплементарный дифференциальный усилитель (КДУ) содержит входной дифференциальный каскад (ДК) (1) на р-n-р входных транзисторах (Т) (2) и (3), второй ДК (10) на n-р-n входных Т (11) и (12). В схему введены первый и второй дополнительные р-n-р Т (17) и (18), коллекторы которых являются соответствующими основными выходами (19) и (20) КДУ, согласованными с шиной (18) отрицательного источника питания (ИП), а также первый и второй дополнительные n-р-n Т (21) и (22), коллекторы которых являются основными выходами (23) и (24) КДУ, согласованными с шиной (15) положительного ИП, причем базы Т (17) и (18) соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником (16) ДК (10), базы Т (21) и (23) подключены к первому токостабилизирующему двухполюснику (9) ДК (1), эмиттеры Т (21) и (22) соединены с коллекторами Т(11) и (12), эмиттеры Т (17) и (18) подключены к коллекторам Т (2) и (3). 1 з.п. ф-лы, 19 ил.

 

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве устройства усиления аналоговых сигналов в структуре аналоговых микросхем различного функционального назначения (например, операционных усилителях (ОУ)).

Известны схемы дифференциальных усилителей (ДУ), реализованных на основе двух параллельно включенных дифференциальных каскадов (ДК) с источниками опорного тока в эмиттерных цепях входных транзисторов (так называемые «dual input stage» или «комплементарных дифференциальных усилителей (КДУ)») [1-20]. По такой архитектуре, на модификации которой выдано около 100 патентов различных стран, выполнены операционные усилители ведущих микроэлектронных фирм (AD8631, AD8632, НА2539 и др.). Однако в практических схемах известных КДУ коэффициент ослабления входного синфазного сигнала (К_ос.сф) получается небольшим (60÷80 ДБ) из-за его существенной зависимости от разброса параметров входных транзисторов, характеризующих глубину их внутренней обратной связи (h₁₂).

Ближайшим прототипом (фиг.1) заявляемого устройства является комплементарный дифференциальный усилитель (П.Шкритек. «Справочное руководство по звуковой схемотехнике». М., Мир, 1991, с.71, рис.5.8.2в, или патент фирмы Motorola (США) №5.153.529), содержащий первый 1 входной дифференциальный каскад на р-n-р входных транзисторах 2 и 3, базы которых соединены с первым 4 и вторым 5 входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы связаны с первой группой вспомогательных выходов 6 и 7, согласованных с шиной отрицательного источника питания 8, а эмиттеры соединены с первым токостабилизирующим двухполюсником 9, второй 10 дифференциальный каскад на n-р-n входных транзисторах 11 и 12, базы которых соединены с первым 4 и вторым 5 входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы подключены ко второй группе вспомогательных выходов 13 и 14, согласованных с шиной 15 положительного источника питания, а эмиттеры соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником 16. По такой же архитектуре выполнен КДУ, описанный в патенте российской фирмы «Микрон» (патент №2193273).

Существенный недостаток известного КДУ состоит в том, что он имеет сравнительно невысокое ослабление входных синфазных сигналов, которое при построении токостабилизирующих двухполюсников 9 и 16 по двухъярусным схемам [1], имеющим повышенное выходное сопротивление, определяется для каждой из групп выходов (К_ос.сф - 6-7) () отношениями

где К_у>>1 - коэффициент усиления входного дифференциального сигнала КДУ для первой (второй) группы выходов;

К_сф.<<1 - коэффициент передачи входного синфазного сигнала КДУ для первой (второй) группы выходов;

- h-параметры транзисторов 2 и 3, 11 и 12 в схеме с общей базой.

Действительно, из-за режимной зависимости глубины внутренней обратной связи входных транзисторов (2 и 3, 11 и 12) разность их h-параметров определяющая коэффициент ослабления входных синфазных напряжений (К_ос.сф) КДУ, оказывается весьма значительной. Как следствие, при разных уровнях напряжений коллектор-база в статическом режиме (U_кб), которая имеет место во многих практических случаях (КДУ с активными нагрузками [21], КДУ с «перегнутыми» каскодами [1], [22] и т.д.), разность Δh_12.ij не равна нулю . Поэтому численные значения К_ос.сф таких КДУ (даже при идеальных источниках опорного тока 9 и 16, устанавливающих токи эмиттера, и совершенно идентичных входных транзисторах 2 и 3, 11 и 12), лежат в пределах (или K_ос.сф=60÷80 дБ). В большинстве случаев этого недостаточно.

Для доказательства этого факта авторами были проведены исследования зависимости разности коэффициентов внутренней обратной связи (h₁₂-параметров) двух совершенно идентичных транзисторов различных микроэлектронных фирм от статического режима (напряжений коллектор-база, тока эмиттера).

На чертеже фиг.2 показана схема эксперимента на новейших транзисторах «кремний на германии» немецкой фирмы IHP в среде компьютерного моделирования Cadance, а на чертеже фиг.3 - зависимость разности Δh₁₂=h_12.1-h_12.2=f(ΔU_кб) пары этих идентичных транзисторов от разности их статических напряжений коллектор-база.

Из этих графиков, в частности, следует, что при отличии статического напряжения коллектор-база двух совершенно одинаковых транзисторов IHP на величину ΔU_кб≈0,6 В их разность достигает значения .

Аналогичные выводы были сделаны и при исследовании интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» в среде компьютерного моделирования PSpice (фиг.4, фиг.5). Здесь разность Δh₁₂ пары совершенно идентичных транзисторов при ΔU_кб≈2,5 В.

Кроме этого, входные сопротивления для синфазных сигналов (R_вх.сф.1, R_вх.сф.2) известных КДУ, зависящие от Δh₁₂ и сопротивлений коллекторных переходов транзисторов 2 и 3 (11 и 12), также оказываются небольшими (R_вх.сф.1≈R_вх.сф2.≈1÷2 мОм).

Основная цель предполагаемого изобретения состоит в повышении коэффициента ослабления входных синфазных сигналов. Дополнительная цель - повышение входных сопротивлений для синфазного сигнала (R_вх.сф.1, R_вх.сф.2).

Поставленная цель достигается тем, что в комплементарном дифференциальном усилителе фиг.1, содержащем первый 1 входной дифференциальный каскад на р-n-р входных транзисторах 2 и 3, базы которых соединены с первым 4 и вторым 5 входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы связаны с первой группой вспомогательных выходов 6 и 7, согласованных с шиной отрицательного источника питания 8, а эмиттеры соединены с первым токостабилизирующим двухполюсником 9, второй 10 дифференциальный каскад на n-р-n входных транзисторах 11 и 12, базы которых соединены с первым 4 и вторым 5 входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы подключены ко второй группе вспомогательных выходов 13 и 14, согласованных с шиной 15 положительного источника питания, а эмиттеры соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником 16, предусмотрены новые связи - в схему введены первый 17 и второй 18 дополнительные р-n-р транзисторы, коллекторы которых являются соответствующими основными выходами комплементарного дифференциального усилителя 19 и 20, согласованными с шиной 18 отрицательного источника питания, а также первый 21 и второй 22 дополнительные n-р-n транзисторы, коллекторы которых являются основными выходами 23 и 24 комплементарного дифференциального усилителя, согласованными с шиной положительного источника питания, причем базы первого 17 и второго 18 дополнительных р-n-р транзисторов соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником 16, базы первого 21 и второго 23 дополнительных n-р-n транзисторов подключены к первому токостабилизирующему двухполюснику 9, эмиттеры первого 21 и второго 22 дополнительных транзисторов соединены с соответствующими вспомогательными выходами второй группы 13 и 14, эмиттеры первого 17 и второго 18 дополнительных р-n-р транзисторов подключены к соответствующим вспомогательным выходам первой группы 6 и 7.

Схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения показана на чертеже фиг.6. На чертежах фиг.2, фиг.3, фиг.4, фиг.5 показаны ранее рассмотренные результаты компьютерного моделирования в средах Cadance и PSpice пары транзисторов различных микроэлектронных фирм.

На чертеже фиг.7 показана схема заявляемого устройства в соответствии с п.2 формулы изобретения.

На чертеже фиг.8 приведена схема устройства-прототипа фиг.1 в среде компьютерного моделирования PSpice для режима расчета коэффициента передачи по синфазному сигналу КДУ (К_сф.).

На чертежах фиг.9 показаны результаты компьютерного моделирования входного синфазного сопротивления КДУ-прототипа (фиг.8) в среде PSpise на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» для второй (13 или 14) и первой (6, 7) групп выходов при различных значениях разности ΔU_кб=V_dc=U_кб1-U_кб2, где U_кбi - статическое напряжение коллектор-база i-го транзистора.

На чертеже фиг.10 приведена зависимость крутизны (S_сф) передачи синфазного сигнала u_c КДУ фиг.8 для первой и второй группы выходов КДУ при различных значениях разности координат статического режима входных транзисторов ΔU_кб=V_dc=U_кб1-U_кб2, где S_сф=i_вых/u_c, i_вых - выходной ток КДУ фиг.8. В идеальном случае должно быть: S_сф=0.

На чертеже фиг.11 показана схема заявляемого КДУ фиг.6 в среде PSpice, а на чертеже фиг.12-фиг.13 - зависимость ее крутизны S_сф от разности ΔU_кб=V_dc в разных масштабах.

Графики режимной и частотной зависимостей входного сопротивления КДУ для синфазного сигнала R_вх.сф заявляемого КДУ фиг.11 изображены на чертеже фиг.14.

На чертеже фиг.15 представлена схема заявляемого КДУ фиг.6 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар», в которой исследовался эффект взаимной компенсации влияния на передачу синфазного сигнала S_сф емкостей коллектор-база С_к транзисторов 17 (VT7) - 18 (VT8) и 21 (VT1) - 22 (VT2).

На чертежах фиг.16 изображен график частотной зависимости крутизны преобразования синфазного сигнала в выходной ток КДУ (S=i_вых(u_c)) при различных значениях емкостей C₁=C₂=С_к=1÷20 пФ и С₃=С₄=15 пФ.

На чертеже фиг.17 показана кривая зависимости верхней граничной частоты крутизны S_сф (по уровню +3 дБ) при С₁=С₂=15 пФ = const и при изменении С₃=С₄=С_к=0÷20 пФ. Из этого графика следует, что существует некоторое оптимальное значение С_к≈15 пФ, при котором верхняя граничная частота крутизны достигает максимального значения.

На чертеже фиг.18 изображен график частотной зависимости крутизны преобразования синфазного сигнала в выходной ток КДУ (S=i_вых(u_c)) при различных значениях емкостей С₁=С₂=С_к=2÷16 пФ и С₃=С₄=2 пФ = const.

На чертеже фиг.19 показана кривая зависимости верхней граничной частоты крутизны S_сф (по уровню +3 дБ) при C₁=C₂=2 пФ = const и при изменении С₃=C₄=С_к=0÷20 пФ. Из этого графика также следует, что существует некоторое оптимальное значение С_к≈1,6 пФ, причем выигрыш по граничной частоте в сравнении с неоптимальным выбором С_к достигает одного порядка.

Комплементарный дифференциальный усилитель фиг.6 содержит первый 1 входной дифференциальный каскад на р-n-р входных транзисторах 2 и 3, базы которых соединены с первым 4 и вторым 5 входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы связаны с первой группой вспомогательных выходов 6 и 7, согласованных с шиной отрицательного источника питания 8, а эмиттеры соединены с первым токостабилизирующим двухполюсником 9, второй 10 дифференциальный каскад на n-р-n входных транзисторах 11 и 12, базы которых соединены с первым 4 и вторым 5 входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы подключены ко второй группе вспомогательных выходов 13 и 14, согласованных с шиной 15 положительного источника питания, а эмиттеры соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником 16. В схему введены первый 17 и второй 18 дополнительные р-n-р транзисторы, коллекторы которых являются соответствующими основными выходами 19 и 20 комплементарного дифференциального усилителя, согласованными с шиной 18 отрицательного источника питания, а также первый 21 и второй 22 дополнительные n-р-n транзисторы, коллекторы которых являются основными выходами 23 и 24 комплементарного дифференциального усилителя, согласованными с шиной 15 положительного источника питания, причем базы первого 17 и второго 18 дополнительных р-n-р транзисторов соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником 16, базы первого 21 и второго 23 дополнительных n-р-n транзисторов подключены к первому токостабилизирующему двухполюснику 9, эмиттеры первого 21 и второго 22 дополнительных транзисторов соединены с соответствующими вспомогательными выходами второй группы 13 и 14, эмиттеры первого 17 и второго 18 дополнительных р-n-р транзисторов подключены к соответствующим вспомогательным выходам первой группы 6 и 7.

Комплементарный ДУ фиг.7 (п.2 формулы изобретения) содержит КДУ фиг.6, выходы которого 19-20 и 23-24 подключены ко входам суммирующего каскада 25, выход которого 26 является основным выходом устройства. В качестве суммирующего каскада 25 могут применяться различные схемы на токовых зеркалах и «перегнутых» каскодах, описанные в технической литературе [1-22]. Их основное назначение - согласование КДУ фиг.6 с выходными каскадами по диапазону изменения потенциалов, усилению, шумам и т.п.

Рассмотрим работу заявляемого ДУ фиг.6.

В статическом режиме, когда u_c1=u_c2=0, токи эмиттеров транзисторов 2, 3, 17, 18, 11, 12, 21 и 22 определяются токами через двухполюсники 9 и 16

Напряжения коллектор-база транзисторов 2 и 3, 11 и 12 близки к нулю. Однако транзисторы работают в активном режиме.

При изменении синфазного сигнала на входах 4 и 5 u_c=u_c5=u_c4 (например, u_c=5 B) на величину u_c изменяются напряжения на токостабилизирующих двухполюсниках 9 и 16:

Как следствие, на величину u_c изменяется напряжение на базах транзисторов 21 и 22, а также 17 и 18. При этом напряжения коллектор-база транзисторов 2 и 3 и 11, 12 остаются постоянными во всем диапазоне u_c, что исключает влияние их внутренних обратных связей на К_ос.сф и входное сопротивление для синфазного сигнала R_с.сф.

Действительно, сравнение графиков фиг.12 (заявляемый КДУ) и фиг.10 (КДУ-прототип) показывает, что в предлагаемом устройстве существенно ослабляется зависимость S_сф (т.е. К_ос.сф) и R_вх.сф от неидентичности статических напряжений коллектор-база выходных транзисторов. При этом существенно улучшаются абсолютные значения этих параметров:

- К_ос.сф на 20 дБ (в 10 раз);

- R_вх.сф с 1,8-1,9 мОм до 70-80 мОм, т.е. в 35÷40 раз.

Компьютерное моделирование К_ос.сф заявляемого (фиг.11) и известного (фиг.8) КДУ на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» фирмы IHP (Германия) подтверждает полученные выше выводы.

Следует заметить, что повышение К_ос.сф и R_вх.сф в заявляемом устройстве обеспечивается без ухудшения энергетических характеристик (токопотребления), а также диапазона изменения входных синфазных сигналов (U_c.max).

Кроме этого, КДУ фиг.6 может работать при малых напряжениях питания. Это является существенным достоинством заявляемой схемы.

Одна из особенностей заявляемого КДУ - наличие эффекта взаимной компенсации влияния емкостей коллектор-база (С_к) дополнительных транзисторов 17-18 и 21-22 на передачу синфазного сигнала со входов 4-5 на любой из выходов КДУ 19, 20, 23, 24. Эти емкости отрицательно влияют на S_сф в области высоких частот. Однако в заявляемом КДУ при идентичных значениях емкостей

данный эффект ослабляется.

Действительно, при выполнении равенства (5) частотный диапазон по крутизне S_сф улучшается в 5÷10 раз. Выигрыш становится еще более значительным в схемах аналоговых устройств с повышенными величинами С_к=10÷20 пФ транзисторов (например, высоковольтные и мощные транзисторы).

Анализ графиков частотной зависимости крутизны преобразования синфазного сигнала в выходной ток КДУ (S=i_вых(u_c)) (фиг.17, фиг.19) при различных значениях емкостей С₁=С₂=С_к=Var и C₃=C₄=const показывает, что существует некоторое оптимальное значение С_к, при котором выигрыш по граничной частоте (в сравнении с неоптимальным выбором С_к) достигает одного порядка. Это является существенным достоинством заявляемого устройства, т.к. в других вариантах построения КДУ данные эффекты отсутствуют.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патент РФ №2193273, H03F 3/45.

2. Патент Японии №53-25232, H03F 3/26, 98(5) А332.

3. Патент US 2001/0052818 A1, H03F, 3/45.

4. Патент Японии № JP 8222972.

5. Авт. Свид. СССР №611288.

6. Матавкин В.В. Быстродействующие операционные усилители. - М.: Радио и связь, 1989. - стр.103, рис. 6.11.

7. Патент США №6.366.170 B1, H03F/45.

8. Патент США №6.268.769, H03F/45.

9. Патент США №3.974.455, H03F/45.

10. Патент США №3.968.451, H03F/45.

11. Патент США №4.837.523, H03F/45.

12. Патент США №5.291.149, H03F/45.

13. Патент США №4.636.743, H03F/45.

14. Патент США №4.783.637, H03F/45.

15. Патент США №5.515.005, H03F/45.

16. Патент США №5.291.149, H03F/45.

17. Патент США №5.140.280, H03F/45.

18. Патент США №5.455.535, H03F/45.

19. Патент США №5.523.718, H03F/45.

20. Патент США №4.600.893, H03F/45.

21. Патент США №5.374.897, фиг.3.

22. П.Шкритек. Справочное руководство по звуковой схемотехнике. - М., Мир, 1991, с.71, рис.5.8.2в.

1. Комплементарный дифференциальный усилитель, содержащий первый входной дифференциальный каскад на р-n-р входных транзисторах, базы которых соединены с первым и вторым входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы связаны с первой группой вспомогательных выходов, согласованных с шиной отрицательного источника питания, а эмиттеры соединены с первым токостабилизирующим двухполюсником, второй дифференциальный каскад на n-р-n входных транзисторах, базы которых соединены с первым и вторым входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы подключены ко второй группе вспомогательных выходов, согласованных с шиной положительного источника питания, а эмиттеры соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником, отличающийся тем, что в схему введены первый и второй дополнительные р-n-р транзисторы, коллекторы которых являются соответствующими основными выходами комплементарного дифференциального усилителя, согласованными с шиной отрицательного источника питания, а также первый и второй дополнительные n-р-n транзисторы, коллекторы которых являются основными выходами комплементарного дифференциального усилителя, согласованными с шиной положительного источника питания, причем базы первого и второго дополнительных р-n-р транзисторов соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником, базы первого и второго дополнительных n-р-n транзисторов подключены к первому токостабилизирующему двухполюснику, эмиттеры первого и второго дополнительных транзисторов соединены с соответствующими вспомогательными выходами второй группы, эмиттеры первого и второго дополнительных р-n-р транзисторов подключены к соответствующим вспомогательным выходам первой группы.

2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что основные выходы комплементарного дифференциального усилителя, согласованные с шиной отрицательного источника питания, и основные выходы комплементарного дифференциального усилителя, согласованные с шиной положительного источника питания, подключены ко входам суммирующего каскада, выход которого является основным выходом устройства.