Устройство модуляции амплитуды и фазы многочастотных сигналов

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано для формирования фазоманипулированных, амплитудно-манипулированных, а также амплитудно-фазоманипулированных сигналов. Достигаемый технический результат- обеспечение манипуляции амплитуды и фазы и усиление амплитуды проходного сигнала с заданными коэффициентами усиления в двух состояниях управляемого элемента на заданном количестве фиксированных частот в широкой полосе частот. Устройство модуляции амплитуды и фазы многочастотных сигналов содержит источник многочастотных сигналов, источник низкочастотного управляющего сигнала, управляемый элемент, выполненный в виде трехполюсного управляемого элемента, реактивный четырехполюсник, выполненный в виде несимметричного П-образного соединения трех реактивных двухполюсников, и нагрузку, при этом реактивные проводимости двухполюсников на каждой из трех заданных частот выбраны из условия обеспечения требуемых коэффициентов усиления, отношений модулей и разностей фаз коэффициентов передачи на трех заданных частотах интерполяции требуемых амплитудночастотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента с помощью приведенных математических выражений, а также значения параметров реактивных элементов двухполюсников выбраны с помощью приведенных математических выражений. 4 ил.

 

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано для формирования требуемых АЧХ и ФЧХ фазоманипулированных, амплитудно-манипулированных, а также амплитудно-фазоманипулированных сигналов путем интерполяции на заданном количестве частот.

Известен способ манипуляции (модуляции) параметров отраженного сигнала, состоящий в том, что входное сопротивление устройства манипуляции изменяют таким образом, что коэффициент отражения этого устройства изменяет фазу на π, π/2, π/4, причем для разделения входного и отраженного сигнала используют циркулятор [Радиопередающие устройства. / Под редакцией О.А.Челнокова. - М.: Радио и связь, 1982, стр.152-156]. Известно устройство реализации этого способа [там же], состоящее из циркулятора, первый вход которого подключен к источнику сигнала, третий вход подключен к нагрузке, а второй подключен к отрезку разомкнутой линии передачи длиной λ/4 в начале которой включен p-i-n диод.

Если диод закрыт, то от сечения, в котором он включен, происходит отражение, отраженная волна попадает в нагрузку с сопротивлением 50 Ом. Если диод открыт, то отражение происходит от конца линии. Фаза отраженного сигнала в одном состоянии диода отличается от фазы отраженного сигнала в другом состоянии диода на π. При необходимости изменения разности фаз длина отрезка линии передачи изменяется соответствующим образом.

Недостатком этого способа и устройства его реализации является то, что в двух состояниях диода изменяется только фаза отраженного сигнала, причем заданные значение разности фаз отраженного сигнала в двух состояниях диода обеспечивается только на одной фиксированной частоте. Другим недостатком является постоянство амплитуды отраженного сигнала в двух состояниях диода, то есть отсутствие манипуляции амплитуды, что сужает функциональные возможности. Например, это не позволяет обеспечить два канала радиосвязи на одной несущей частоте (один канал можно образовать с помощью манипуляции амплитуды, а другой с помощью манипуляции фазы или не позволяет обеспечить кодировку передаваемой информации). Третьим недостатком следует считать большие массы и габариты, связанные с необходимостью использования отрезков линии передачи. Четвертым недостатком является то, что устройство манипуляции, состоящее из управляемой и неуправляемой частей, включается между источником сигнала и нагрузкой, которые имеют определенные значения сопротивлений. Источник сигнала имеет чисто действительное сопротивление (второй вход). Нагрузка для отраженного сигнала (третий вход) имеет также действительное сопротивление. Манипулятор подключен к разомкнутой (бесконечное сопротивление) или замкнутой (нулевое сопротивление) линии передачи. Следующим важным недостатком является то, что данный способ и данное устройство не обеспечивают манипуляцию амплитуды фазы проходного сигнала. Основным недостатком является отсутствие возможности усиления сигнала с заданными коэффициентами усиления в двух состояниях.

Известен способ манипуляции фазы отраженного сигнала, основанный на использовании двухимпедансных устройств СВЧ [В.Г.Соколинский, В.Г.Шейнкман. Частотные и фазовые модуляторы и манипуляторы. - М.: Радио и связь, 1983, стр.146-158]. Известно устройство реализации этого способа [там же], состоящее из определенного количества реактивных элементов типа L, C параметры которых выбраны из условия обеспечения требуемой произвольной разности фаз коэффициента отражения.

По сравнению с предыдущими способом и устройством данный способ и устройство его реализации не требуют использования полупроводниковых диодов только в открытом и только закрытом состояниях. При любых состояниях диодов, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего воздействия, при определенных значениях параметров типа L, С может быть обеспечено заданное значение разности фаз отраженного сигнала на фиксированной частоте. Если амплитуда управляющего низкочастотного сигнала между указанными двумя уровнями изменяется непрерывно, то обеспечивается модуляция.

Недостатком является то что, как и первый способ, и устройство манипулятор может быть включен только между определенными сопротивлениями. Следующим важным недостатком является то, что данный способ и данное устройство не обеспечивают манипуляцию амплитуды и фазы и не усиливают амплитуду проходного сигнала с заданными коэффициентами усиления в двух состояниях.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ [Головков А.А. Устройство для модуляции отраженного сигнала. Авт. св. №1800579 от 09.10.1992 года], состоящий в том, что неуправляемую часть (согласующе-фильтрующее устройство) формирует из определенным образом соединенных между собой двухполюсников, сопротивление каждого двухполюсника выбирают из условия обеспечения одинакового заданного двухуровневого закона изменения амплитуды и фазы отраженного сигнала при изменении управляемого элемента из одного состояния в другое под действием управляющего низкочастотного напряжения или тока.

Известно устройство (прототип) реализации способа [там же], содержащее циркулятор, первое и третье плечи которого являются СВЧ-входом и выходом, а во второе плечо включены реактивный четырехполюсник и полупроводниковый диод, подключенный к источнику низкочастотного управляющего воздействия, при этом четерехполюсник выполнен в виде Т-образного соединения двухполюсников со значениями реактивных сопротивлений, которые выбраны из условия обеспечения требуемых законов двухуровневого изменения амплитуды и фазы отраженного сигнала на двух заданных частотах. Так же как и в предыдущих способе и устройстве реализации возможна модуляция фазы и амплитуды, если управляющий сигнал изменяется непрерывно.

Недостатком является то, что, как и в первых двух способах и устройствах манипулятор может быть включен только между определенными сопротивлениями. Следующим важным недостатком является то, что данный способ и данное устройство не обеспечивают манипуляцию амплитуды и фазы и усиление амплитуды проходного сигнала с заданными коэффициентами усиления в двух состояниях.

Техническим результатом изобретения является обеспечение манипуляции амплитуды и фазы и усиление амплитуды проходного сигнала с заданными коэффициентами усиления в двух состояниях управляемого элемента на заданном количестве фиксированных частот в широкой полосе частот при включении манипулятора между источником и нагрузкой с комплексными сопротивлениями.

Указанный результат достигается тем, что в устройстве модуляции амплитуды и фазы многочастотных сигналов, состоящем из источника многочастотных сигналов, управляемого элемента, реактивного четырехполюсника, выполненного из двухполюсников, состоящих количества реактивных элементов, не меньшего количества заданных частот интерполяции требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, подключенного к источнику низкочастотного управляющего сигнала, параметры реактивных элементов выбраны из условия обеспечения требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, дополнительно управляемый элемент выбран в виде трехполюсного управляемого элемента, управляемый электрод которого подключен к источнику низкочастотного управляющего сигнала, трехполюсный управляемый элемент включен между реактивным четырехполюсником и нагрузкой для проходных модулированных по амплитуде и фазе многочастотных сигналов с комплексными проводимостями на трех заданных частотах, реактивный четырехполюсник выполнен в виде несимметричного П-образного соединения трех реактивных двухполюсников, двухполюсники с реактивными проводимостями b_1k, b_2k, b_3k соединены параллельно с индуктивностями L₀₁, L₀₂, L₀₃ соответственно, проводимости b_1k, b_2k, b_3k сформированы из последовательного контура L_n, C_n, параллельно соединенного с емкостью C_0n, при этом реактивные проводимости двухполюсников на каждой из трех заданных частот ω_k выбраны из условия обеспечения требуемых, в общем случае различных, коэффициентов усиления, отношений модулей и разностей фаз коэффициентов передачи на трех заданных частотах интерполяции требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента с помощью следующих математических выражений: b_1k=b₁₁-b₂₁; b_2k=b₂₁; b_3k=-(b₂₂+b₂₁), а значения параметров реактивных элементов двухполюсников выбраны с помощью математических выражений

где

k=1, 2, 3 - номер частоты; n=1, 2, 3 - номер двухполюсника, считая со стороны источника высокочастотного сигнала;

b₁₁=Db₂₂+E-b_ok;

A_y=b^Im_ksin(ϕ_k)-g^Im_kcos(ϕ_k);

x=g_og_н-b_ob_н; y=g_ob_н+b_og_н;

g_ok, b_ok - заданные значения действительных и мнимых частей комплексной проводимой источника сигнала; b_нk, g_нk - оптимальные значения мнимых и заданные значения действительных частей комплексной проводимости нагрузки; - заданные значения действительных и мнимых частей комплексных элементов матрицы проводимостей трехполюсного управляемого элемента в двух состояниях, определяемых двумя уровнями или напряжения источника низкочастотного управляющего сигнала; m_21k, ϕ_21k - заданные отношения модулей и разности фаз коэффициентов передачи в двух состояниях управляемого элемента на трех частотах; b₁₁, b₂₁, b₂₂ - численные значения элементов матрицы проводимостей четырехполюсника; m_k, ϕ_k - заданные значения коэффициентов усиления и оптимальные значения фаз коэффициентов передачи в одном из состояний управляемого трехполюсного элемента на k частотах; индуктивности L_0n выбираются произвольно.

На фиг.1 показана схема устройства модуляции амплитуды и фазы многочастотных сигналов (прототип).

На фиг.2 показана структурная схема предлагаемого устройства.

На фиг.3 приведена схема четырехполюсника в виде П-образного соединения трех двухполюсников, входящая в предлагаемое устройство.

На фиг.4 приведена схема предлагаемого устройства модуляции амплитуды и фазы многочастотных сигналов проходного сигнала для случая k=1, 2, 3 (количество частот интерполяции).

Устройство-прототип содержит циркулятор 1 с входным 2, нагрузочным 3 и выходным 4 плечами, три двухполюсника с реактивными сопротивлениями х_1k - 5, x_2k - 6, x_3k - 7, соединенных между собой по Т-схеме, а также полупроводниковый диод 8, подключенный параллельно к источнику сигнала модуляции 9. Двухполюсник 7 подключен к диоду 8, двухполюсник 5 - к нагрузочному плечу 3 циркулятора 1.

Принцип действия устройства манипуляции параметров сигнала (прототип) состоит в следующем.

Высокочастотный сигнал от источника (на фиг.1 не показан) через входное плечо 2 циркулятора 1 поступает в нагрузочное плечо 3. В результате взаимодействия пришедшего сигнала с реактивными элементами и диодом и благодаря специальному выбору значений реактивных элементов двухполюсников, значения фаз и амплитуд отраженных сигналов на двух частотах оказывается такими, что в результате их интерференции на выходное плечо 4 циркулятора 1 поступают сигналы, амплитуда и фаза которых в одном состоянии диода 8, определяемом одним крайним значением сигнала модуляции источника 9, отличаются от амплитуды и фазы этих сигналов в другом состоянии диода 8 на заданные величины на соответствующих двух частотах. Максимальная девиация фазы может составлять 360°, минимальная - ноль, максимальное отношение амплитуд равно ∞. Отношения модулей и разности фаз коэффициента отражения реализуются на обеих частотах одинаковыми.

Высокочастотная часть структурной схемы предлагаемого устройства (фиг.2) состоит каскадно-соединенных источника сигнала 10, реактивного четырехполюсника 11, трехполюсного управляемого элемента 8 и нагрузки 12.

Предлагаемое устройство модуляции параметров многочастотных сигнала (фиг.4) содержит источник многочастотных сигналов 10, реактивный четырехполюсник 11 (фиг.3), выполненный из трех двухполюсников 5, 6, 7 с реактивными проводимостями Y_1k, Y_2k, Y_3k, соединенных между собой по несимметричной П-схеме, а также управляемый трехполюсный элемент 8, подключенный к источнику низкочастотного управляющего сигнала (сигнала модуляции) 9, двухполюсник 5 подключен к источнику многочастотных сигналов 10. Двухполюсник 7 подключен к одному из электродов (управляемому) управляемого трехполюсного элемента 8. Второй из электродов элемента 8 подключен к нагрузке 12. Третий электрод элемента 8 является общим, то есть подключен к заземленной шине. Возможны три варианта включения управляемого трехполюсного элемента (транзистора) - с общей базой, с общим эмиттером, с общим коллектором.

Это устройство функционирует следующим образом. Благодаря специальному выбору количества реактивных элементов двухполюсников 5, 6, 7 (фиг.3) схемы их соединений и значений их параметров при переключении управляющего (модулирующего) сигнала на управляемом трехполюсном элементе будет происходить манипуляция параметров проходного сигналов одновременно на заданном количестве частот в общем случае различными законами двухуровневого изменения амплитуды и фазы. Это означает, что на этих частотах реализуются заданные значения, в общем случае различные, отношения модулей, разностей фаз коэффициентов передачи и коэффициентов усиления. При непрерывном изменении амплитуды управляющего сигнала будет реализована модуляция проходного сигналов по амплитуде и фазе в общем случае по произвольным законам.

Докажем возможность реализации указанных свойств.

Пусть комплексные проводимости источника сигнала y_o=g_o+jb_o, а также матрицы проводимостей транзистора в двух состояниях известны, причем

где ; ; ; .

Матрице проводимостей (1) соответствует классическая матрица передачи [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. - М.: Связь, 1965. 40 с.]

Реактивный четырехполюсник описывается матрицей проводимостей

и соответствующей классической матрицей передачи [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. - М.: Связь, 1965. 40 с.]

Эквивалентная схема манипулятора представляется в виде 4-х каскадно-соединенных четырехполюсников (фиг.2), каждый из которых описывается указанным выше образом.

Общая нормированная классическая матрица передачи манипулятора имеет вид

Используя известную связь элементов матрицы рассеяния [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. - М: Связь, 1965 40 с.], получим выражение для коэффициента передачи манипулятора в двух состояниях транзистора

Пусть требуется определить схему реактивного четырехполюсника и значения параметров реактивных элементов двухполюсников, входящих в него, и параметры нагрузки y_н=g_н+jb_н, при которых возможно обеспечить заданные отношения модулей и разность фаз в двух состояниях транзистора

Подставим (6) в (7) и после несложных, но громоздких преобразований и разделения комплексного уравнения на действительную и мнимую части получим систему двух алгебраических уравнений

где

Решение системы (8) позволяет определить взаимосвязи между элементами матрицы проводимостей реактивного четырехполюсника, оптимальные по критерию обеспечения заданного закона изменения коэффициента передачи (7) на фиксированной частоте:

(9)

где

Поскольку Е²+FD=-g_o ², то область изменения ϕ₂₁, в пределах которой подкоренное выражение в (9) остается положительной, т.е. обеспечивается физическая реализуемость, является область, которая удовлетворяет условию: - D>0 или:

которое может быть приведено к следующему виду:

где

Решение (11) дает следующие ограничения на ϕ₂₁:

где

Подкоренное выражение в (13) приводится к биквадратному уравнению, которое определяет границы областей физической нереализуемости:

где

Областями физической реализуемости также являются области изменения , которые удовлетворяют следующим ограничениям:

где

Подкоренное выражение в (16) всегда положительно.

Полученная система двух взаимосвязей (9) между элементами матрицы проводимостей реактивного четырехполюсника означает, что двухуровневые манипулятору амплитуды и (или) фазы проходного сигнала должны содержать не менее чем два независимых реактивных элемента, значения параметров которых должны удовлетворять системе двух уравнений, сформулированных на основе этих взаимосвязей. Для отыскания оптимальных значений параметров реактивного четырехполюсника необходимо выбрать какую-либо схему из М≥2 элементов, найти ее матицу проводимостей, элементы которой выражены через параметры схемы реактивного четырехполюсника, и подставить их в (9). Сформулированная таким образом система уравнений должна быть решена относительно выбранных двух параметров. Значения остальных М-2 параметров могут быть отнесены к проводимости y_o и заданы произвольно. После использования описанного алгоритма будет реализована двухуровневая манипуляция амплитуды и фазы проходного сигнала с заданными отношениями модулей и разностями фаз коэффициентов передачи транзисторного манипулятора. Однако абсолютные значения коэффициентов усиления при этом оказываются неконтролируемыми, т.е. могут быть какими угодно. Для того чтобы обеспечить заданный коэффициент усиления в одном из состояний транзистора необходимо решить следующую задачу.

Пусть, как и в предыдущей задаче, комплексные проводимости источника сигнала y_o=g_o+jb_o, а также матрицы проводимостей транзистора в одном из состояний известны, причем:

где

Матрице проводимостей (17) соответствует классическая матрица передачи [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. - М.: Связь, 1965. 40 с.]

Реактивный четырехполюсник описывается, как и для манипулятора, соответствующими матрицей проводимостей (3) и классической матрицей передачи (4)

Пусть при указанных исходных данных требуется определить минимальное количество реактивных независимых элементов четырехполюсника и значения их параметров, при которых обеспечивается заданные значения модуля (коэффициента усиления проходного сигнала) и фазы коэффициента передачи:

Общая нормированная классическая матрица передачи имеет вид

Используя известную связь элементов матрицы рассеяния [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. - М. Связь, 1971 388 с.], получим выражение для коэффициента передачи в одном из состояний транзистора

Структурная схема усилителя совпадает со структурной схемой манипулятора (фиг.2).

Подставим (23) в (21). Получим комплексное уравнение. Разделим его на действительную и мнимую части. В результате получим систему двух алгебраических уравнений относительно искомых трех элементов матрицы (19):

решение которой имеет вид взаимосвязей между этими элементами

где

x=g_og_н-b_ob_н; y=g_ob_н+b_og_н

Поскольку , то подкоренное выражение в (25) всегда не отрицательно, если -D>0. Это является достаточным условием и оно равносильно неравенству:

решение которого при использовании знака равенства накладывает ограничение на мнимую часть проводимости нагрузки:

При выполнении условия (27) выражение (25) приводится к виду:

в которых коэффициенты имеют вид (25), но без знаменателей:

Элементы матрицы проводимостей четырехполюсника, определяемые выражениями (9), (25) и (28) должны характеризовать один и тот же четырехполюсник. Из этого обстоятельства можно найти ограничения на третий элемент матрицы проводимостей четырехполюсника. В общем случае получаются очень громоздкие решения. В частном случае при G₁=0 третий элемент матрицы проводимостей определяется следующим образом:

Это решение получено из равенства G₁=0 при следующем, не влияющем на функциональные свойства усиливающего манипулятора амплитуды и фазы, ограничении

При значении фазы (31) коэффициента передачи в одном из состояний транзистора достигается наибольшая рабочая полоса частот.

Таким образом, для обеспечения заданной фазы (31) в одном состоянии усиливающего манипулятора амплитуды и фазы при произвольном заданном коэффициенте усиления m в этом же состоянии и произвольных заданных отношении модулей m₂₁ и разности фаз ϕ₂₁ коэффициентов усиления (передачи) на фиксированной частоте в двух состояниях управляемого трехполюсного элемента необходимо, чтобы реактивный четырехполюсник содержал в себе не менее трех независимых реактивных элементов. Значения параметров этих элементов должны находится путем решения системы трех алгебраических уравнений, формируем на основе выражений (9) и (30). Для этого необходимо выбрать схему четырехполюсника из не менее чем 3-х независимых реактивных элементов и найти матрицу проводимостей этой схемы. Полученные таким образом элементы матрицы проводимостей, выраженные через конкретные параметры реактивных элементов необходимо подставить в (9), (30) и решить полученную систему уравнений относительно выбранных трех параметров. Значения остальных параметров могут быть выбраны произвольно или исходя из каких либо других физических соображений, например из условия обеспечения физической реализуемости.

На основе использования описанного алгоритма для несимметричной схемы реактивного четырехполюсника в виде П-образного соединения трех двухполюсников (фиг.3) для усиливающего манипулятора получены математические выражения для определения значений проводимостей b_1k, b_2k, b_3k двухполюсников. Здесь же приведена матрица проводимостей такого четырехполюсника

Каждый из двухполюсников может быть сформирован определенным образом из элементов типа L, С исходя из условий обеспечения оптимальных значений проводимостей на заданном количестве частот интерполяции требуемых АЧХ и ФЧХ усиливающих манипуляторов. Для этого на частотах интерполяции по полученным выражениям (32) необходимо определить оптимальные значения проводимостей двухполюсников. Затем каждый из полюсников формируется из числа реактивных элементов, не меньшего чем число частот интерполяции. Определяется аналитическое выражение для проводимости каждого двухполюсника. На каждой частоте интерполяции это выражение приравнивается оптимальному значению проводимости. Таким образом формируется система алгебраических уравнений с числом, равным числу частот интерполяции. Решение такой системы дает выражения для определения значений параметров L, С для каждого двухполюсника реактивного четырехполюсника усиливающего манипулятора с интерполяцией требуемых АЧХ и ФЧХ на заданном количестве частот.

В дальнейшем для учета номера двухполюсника будем использовать обозначение n, а для учета частоты интерполяции - k.

В качестве примера формирования реактивных двухполюсников приведены результаты определения параметров L, С схемы, изображенной на фиг.4, для интерполяции АЧХ и ФЧХ на трех частотах. Реактивная проводимость n-го двухполюсника на k-й частоте равны

Решение системы трех уравнений (33) получается в следующем виде:

где

k=1, 2, 3 - номер частоты; n=1, 2, 3 - номер двухполюсника, считая со стороны источника высокочастотного сигнала.

Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений не известно устройство одновременной модуляции амплитуды и фазы и усиления, обеспечивающее заданные, в общем случае различные, коэффициенты усиления и фазы в двух состояниях трехполюсного управляемого элемента на трех частотах интерполяции требуемых, состоящее из управляемого трехполюсного элемента, включенного между реактивным четырехполюсником и нагрузкой, причем четырехполюсник выполнен в виде несимметричного П-образного соединения трех реактивных двухполюсников, двухполюсники с реактивными проводимостями b_1k, b_2k, b_3k соединены с индуктивностями L₀₁, L₀₂, L₀₃ соответственно, проводимости b_1k, b_2k, b_3k сформированы из последовательного контура L_n, С_n, параллельно соединенного с емкостью C_0n, с определенными по соответствующим математическим выражениям параметрам.

Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (формирование реактивного четырехполюсника соединенными между собой двухполюсниками по П-схеме с выбором значений параметров реактивных элементов двухполюсников из условия усиления и обеспечения двухуровневого изменения амплитуды и фазы проходного сигналов на заданном количестве частот при изменении состояния управляемого трехполюсного элемента, включенного между реактивным четырехполюсником и нагрузкой по любой из трех схем (с общей базой, с общим эммитером, с общим коллектором) при произвольных значениях сопротивлений источника сигнала и нагрузок) и заявленные схемы соединений элементов L, С, формирующих двухполюсник и математические выражения для определения их параметров, обеспечивают одновременно манипуляцию амплитуды и фазы и усиление амплитуды проходного сигнала при наибольшей полосе частот.

Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью транзисторы, индуктивности и емкости, сформированные в заявленную схему реактивного четырехполюсника в виде несимметричного П-образного соединения двухполюсников. Значения параметров емкостей и индуктивностей однозначно могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.

Технико-экономическая эффективность предложенного способа и устройства его реализации заключается в одновременном обеспечении манипуляции амплитуды и фазы и усиления амплитуды проходного сигнала в общем случае по разным законам на трех заданных частотах интерполяции требуемых АЧХ и ФЧХ в двух состояниях управляемого трехполюсного элемента с наибольшей рабочей полосой частот.

Устройство модуляции амплитуды и фазы многочастотных сигналов, состоящее из источника многочастотных сигналов, управляемого элемента, реактивного четырехполюсника, выполненного из двухполюсников, состоящих из количества реактивных элементов, не меньшего количества заданных частот интерполяции требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, подключенного к источнику низкочастотного управляющего сигнала, параметры реактивных элементов выбраны из условия обеспечения требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, отличающееся тем, что управляемый элемент выбран в виде трехполюсного управляемого элемента, управляемый электрод которого подключен к источнику низкочастотного управляющего сигнала, трехполюсный управляемый элемент включен между реактивным четырехполюсником и нагрузкой для проходных модулированных по амплитуде и фазе многочастотных сигналов с комплексными проводимостями на трех заданных частотах, реактивный четырехполюсник выполнен в виде несимметричного П-образного соединения трех реактивных двухполюсников, двухполюсники с реактивными проводимостями b_1k, b_2k, b_3k соединены параллельно с индуктивностями L₀₁, L₀₂, L₀₃ соответственно, проводимости b_1k, b_2k, b_3k сформированы из последовательного контура L_nC_n, параллельно соединенного с емкостью С_0n, при этом реактивные проводимости двухполюсников на каждой из трех заданных частот ω_k выбраны из условия обеспечения требуемых, в общем случае различных, коэффициентов усиления, отношений модулей и разностей фаз коэффициентов передачи на трех заданных частотах интерполяции требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента с помощью следующих математических выражений:

b_1k=b₁₁-b₂₁, b_2k=b₂₁; b_3k=-(b₂₂+b₂₁), а значения параметров реактивных элементов двухполюсников выбраны с помощью математических выражений:

где

k=1, 2, 3 - номер частоты; n=1, 2, 3 - номер двухполюсника, считая со стороны источника высокочастотного сигнала;

b₁₁=Db₂₂+E-b_ok;

A_y=b^Im_ksin(ϕ_k)-g^Im_kcos(ϕ_k);

x=g_og_н-b_ob_н; y=g_ob_н+b_og_н;

g_0k, b_0k - заданные значения действительных и мнимых частей комплексной проводимости источника сигнала; b_нk, g_нk - оптимальные значения мнимых и заданные значения действительных частей комплексной проводимости нагрузки; - заданные значения действительных и мнимых частей комплексных элементов матрицы проводимостей трехполюсного управляемого элемента в двух состояниях, определяемых двумя уровнями тока или напряжения источника низкочастотного управляющего сигнала; m_21k, ϕ_21k - заданные отношения модулей и разности фаз коэффициентов передачи в двух состояниях управляемого элемента на трех частотах; b₁₁, b₂₁, b₂₂ - численные значения элементов матрицы проводимостей четырехполюсника; m_k, ϕ_k - заданные значения коэффициентов усиления и оптимальные значения фаз коэффициентов передачи в одном из состояний управляемого трехполюсного элемента на k частотах; индуктивности Z_0n - выбираются произвольно.