Способ и устройство формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к способам и устройствам формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции, применяемым на линиях многоканальной цифровой связи, а также может быть использовано в области цифрового радиовещания и цифрового телевидения. Достигаемый технический результат - снижение величины пикфактора формируемых сигналов с квадратурной амплитудной манипуляцией, что позволяет повысить помехоустойчивость при приеме сигналов. В способе из предварительно генерируемого синусоидального сигнала формируют синфазную и квадратурную составляющие, которые манипулируют четырьмя информационными битами, причем фазы синфазной и квадратурной составляющих изменяют на 180° при значениях соответственно первого и второго информационных битов r1=r2=1, манипуляцию синфазной и квадратурной составляющих третьим г3 и четвертым r4 информационными битами осуществляют на основе формирования четырех уровней напряжения для каждой из составляющих путем умножения манипулированных информационными битами r1 и r2 синфазной и квадратурной составляющих на предварительно заданные соответствующие коэффициенты a, b и с, выбирают по одному уровню для каждой составляющей. После манипуляции синфазную и квадратурную составляющие суммируют. 2 н. и 2 з.п. ф-лы, 3 ил.

 

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к способам и устройствам формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции, применяемым на линиях многоканальной цифровой связи, а также может быть использовано в области цифрового радиовещания и цифрового телевидения.

Известен способ формирования сигналов с квадратурной фазовой модуляцией, также называемых авторами сигналами двойной фазовой телеграфии (авт. св. СССР 692109, кл. H04L 27/20, 1979), заключающийся в том, что расщепляют несущее колебание на синфазное и квадратурное колебания, сдвинутые один относительно другого по фазе на 90°, сдвигают поступающие от двух источников сообщения, манипулирующие последовательности двоичных видеосигналов на половину длительности символа одну относительно другой, производят манипуляцию синфазного и квадратурного колебаний по фазе на 180° манипулирующими последовательностями двоичных видеосигналов, производят балансную модуляцию синфазного и квадратурного двоично-манипулированных колебаний, сдвинутыми один относительно другого по фазе на 90° синфазным и квадратурным гармоническими сигналами с частотой, равной половине частоты следования символов, так, что огибающие полученных колебаний равны нулю в начале и конце каждого символа, и суммируют полученные колебания.

Недостатком известного способа формирования сигналов с КФМ является высокий уровень внеполосных излучений при передаче формируемых радиосигналов, что обусловлено наличием разрывов первой производной формируемых сигналов на границах символов, а также относительно низкая помехоустойчивость, что является следствием ее относительно высокого пикфактора.

Также известен способ формирований с квадратурной фазовой модуляцией (Патент РФ №2205518, МПК 7 H04L 27/20, 2001 г.), в котором расщепляют несущее колебание на синфазную и квадратурную составляющие, формируют синфазный и квадратурный гармонические сигналы путем деления частоты синфазной и квадратурной составляющей в (4k+1) раз, где k - целое, сдвигают манипулирующие видеосигналы на половину длительности символа так, что фазы синфазного и квадратурного гармонических сигналов совпадают с фазами соответственной синфазной и квадратурной составляющих в начале и конце каждого символа, фазы синфазной и квадратурной составляющих изменяют на 180°, производят балансную модуляцию синфазной и квадратурной двоично-манипулированных составляющих синфазным и квадратурным гармоническими сигналами и суммируют полученные составляющие.

Недостатком данного способа является относительно низкая помехоустойчивость, что является следствием ее относительно высокого пикфактора.

Известно устройство формирования сигналов двукратной фазовой телеграфии ДФТ (авт. св. СССР 692109, кл. H04L 27/20, 1979), включающее в себя источник сообщения, подключенный к первому входу первого манипулятора, выход которого подключен к первому входу первого балансового модулятора, выход которого подключен к первому входу сумматора, выход которого является выходом устройства, второй вход которого подключен к выходу второго балансового модулятора, вход которого подключен к выходу второго манипулятора, первый вход которого подключен к выходу блока задержки, вход которого подключен к выходу второго источника сообщений, а второй вход второго манипулятора подключен к выходу фазовращателя, вход которого объединен с входом первого манипулятора.

Недостатком данного устройства является высокий уровень внеполосных излучений при передаче формируемых радиосигналов, что обусловлено наличием разрывов первой производной формируемых сигналов на границах символов, а также относительно низкая помехоустойчивость, что является следствием ее относительно высокого пикфактора.

Известно устройство для управления передачей данных по радиоканалу (Патент РФ №2205518, МПК 7 H04L 27/20, 2001 г.), содержащее источник сообщения, подключенный к первому входу первого синхронизатора, выход которого подключен к первому входу первого фазового манипулятора, выход которого подключен к первому входу первого балансового модулятора, выход которого подключен к первому входу сумматора, выход которого является выходом устройства, второй вход которого подключен к выходу второго фазового манипулятора, вход которого подключен ко входу второго фазовращателя, вход которого объединен и подключен ко входу второго делителя напряжения и входу первого фазового манипулятора, выход второго делителя подключен ко входу первого делителя напряжения и первого балансного модулятора, выход второго фазовращателя подключен ко второму входу второго фазового манипулятора, выход второго источника сообщений подключен ко второму входу второго синхронизатора.

Недостатком данного устройства является относительно низкая помехоустойчивость, что является следствием ее относительно высокого пикфактора.

Наиболее близким по технической сущности и выполняемым функциям к заявляемому является способ формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции (Патент РФ №2365050, МПК H04L 27/06, 2008 г.), который состоит из двух параллельно работающих каналов, в одном из которых производят фазоамплитудную манипуляцию сигнала sin ωt (канал I), во втором фазоамплитудную манипуляцию сигнала cos ωt (канал Q). Указанные сигналы формируют от общего задающего генератора, причем сигнал cos ωt получают путем сдвига фазы сигнала sin ωt на 90° с помощью фазовращателя (0°/90°). Манипуляцию фаз сигналов в каналах I и Q производят с помощью коммутаторов, на первый вход которых подают сигнал без сдвига фазы, а на второй вход - сигналы со сдвигом по фазе на 180° с выходов фазовращателей. Управление коммутаторами производится кодовыми комбинациями Ik и Qk, подаваемыми на информационные входы фазоамплитудных манипуляторов. В результате такой модуляции векторы сигналов I и Q будут принимать фиксированные фазовые положения. При такой совокупности описанных элементов и связей достигается увеличение пропускной способности по радиоканалу за счет снижения потерь помехоустойчивости на основе изменения величины оптимального коэффициента модуляции (коэффициента делителя напряжения) в зависимости от получаемого по обратному каналу соотношения сигнал-шум на входе приемного устройства как с разбиением, так и без разбиения общего переносимого потока бит на подпотоки по приоритетности в условиях помех.

Однако способу-прототипу присущ недостаток, связанный с относительно большой величиной пикфактора формируемой сигнальной конструкции, что снижает помехоустойчивость ее приема.

Наиболее близким по технической сущности и выполняемым функциям к заявляемому устройству является устройство формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции (Патент РФ №2365050, МПК H04L 27/06, 2008 г.). Устройство формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции содержит общий задающий генератор, первый, второй, третий фазовращатель, первый, второй, третий, четвертый коммутатор, сумматор, первый, второй управляемый делитель напряжения, вычислитель отношений, делитель напряжения на два. Входы первого, второго фазовращателя и первый вход первого коммутатора и выход общего задающего генератора соединены. Выход первого фазовращателя подключен ко входу третьего фазовращателя и к первому входу второго коммутатора. Выход третьего фазовращателя соединен со вторым входом второго коммутатора. Первый выход второго коммутатора соединен с первым входом четвертого коммутатора. Второй выход второго коммутатора соединен с первым входом второго управляемого делителя напряжения. Выход второго управляемого делителя напряжения подключен ко второму входу четвертого коммутатора. Выход четвертого коммутатора соединен со вторым входом сумматора. Выход второго фазовращателя соединен со вторым входом первого коммутатора. Первый выход первого коммутатора соединен с первым входом третьего коммутатора. Второй выход первого коммутатора подключен к первому входу первого управляемого делителя напряжения. Выход первого управляемого делителя напряжения подключен с первым входом третьего коммутатора. Выход третьего коммутатора соединен с первым входом сумматора. Вход делителя напряжения на два соединен с демодулятором приемника. Выход делителя напряжения на два подключен ко входу вычислителя отношения. Выход вычислителя отношения соединен со вторыми входами управляемых делителей напряжения. Выход информационного канала первого бита (Ik) соединен с третьим входом первого коммутатора. Выход информационного канала второго бита (Ek) соединен с третьим входом третьего коммутатора. Выход информационного канала третьего бита (Qk) подключен к третьему входу второго коммутатора. Выход информационного канала четвертого бита (Dk) соединен с третьим входом четвертого коммутатора. Выход сумматора является выходом устройства.

Недостатком устройства является относительно высокий уровень пикфактора формируемой сигнальной конструкции, что приводит к снижению помехоустойчивости ее приема.

Целью заявляемых технических решений является снижение величины пикфактора формируемой сигнальной конструкции квадратурной амплитудной манипуляции, что повысит помехоустойчивость приема сигнальной конструкции.

В заявляемом способе поставленная цель достигается тем, что в известном способе формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции, заключающегося в том, что генерируют синусоидальный сигнал, из которого формируют исходные значения напряжения синфазной и квадратурной составляющих, которые манипулируют в зависимости от значений первого r1, второго r2, третьего r3 и четвертого r4 информационных битов, причем фазы синфазной и квадратурной составляющих изменяют на 180° при значениях соответственно первого и второго информационных битов r1=r2=1, после чего манипулированные синфазную и квадратурную составляющие суммируют, дополнительно для манипулированных синфазной и квадратурной составляющих формируют по четыре уровня напряжения путем умножения их манипулированных информационными битами r1 и r2 значений и , на предварительно заданные соответствующие коэффициенты a, b и с. Таким образом, для синфазной составляющей получают , ; ; . Для квадратурной составляющей - , ; ; . Затем из полученных четырех уровней напряжения синфазной составляющей и четырех уровней напряжения квадратурной составляющей в зависимости от значений третьего r3 и четвертого r4 информационных битов выбирают по одному уровню напряжения и соответственно для синфазной и квадратурной составляющих. Один из четырех уровней напряжения для синфазной и квадратурной составляющих в зависимости от значений третьего r3 и четвертого r4 информационных битов выбирают из условий:

Коэффициенты а, b и с выбирают соответственно в пределах: а≥1; ; , причем выбранные значения данных коэффициентов должны удовлетворять одновременно условиям: ; ; a 2+b2≤2.

Новая совокупность существенных признаков позволяет достичь указанного технического результата за счет формирования двух дополнительных уровней напряжения синфазной и квадратурной составляющих сигнала квадратурной амплитудной манипуляции, а также предложенного правила выбора одного из четырех сформированных уровней напряжения упомянутых синфазной и квадратурной составляющих без уменьшения евклидовых расстояний между сигнальными точками1. (1 Евклидовым расстоянием называют расстояние между двумя точками линейного пространства сигналов с введенным аксиоматически скалярным произведением двух его элементов (см. Общая теория связи. Д.Л.Бураченко, Г.Д.Заварин, Н.И.Клюев и др. - ВАС, 1970, 412 с. Стр.81-82.)).

В заявляемом устройстве формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции поставленная цель достигается тем, что в известном устройстве формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции, содержащем задающий генератор, выход которого подключен ко входам первого, второго фазовращателей и к первому входу первого коммутатора, второй вход которого подключен к выходу второго фазовращателя, первый выход первого коммутатора подключен к первому входу третьего коммутатора, второй вход которого подключен к выходу первого делителя напряжения, вход которого подключен ко второму выходу первого коммутатора, выход третьего коммутатора подключен к первому входу сумматора, второй вход которого подключен к выходу четвертого коммутатора, второй вход которого подключен к выходу четвертого делителя напряжения, вход которого подключен к второму выходу второго коммутатора, первый выход которого подключен к первому входу четвертого коммутатора, первый и второй входы второго коммутатора подключены соответственно к первому выходу первого фазовращателя и выходу третьего фазовращателя, вход которого подключен ко второму выходу первого фазовращателя, причем первый и второй коммутаторы снабжены цифровыми входами соответственно первого и второго информационных битов, а третий и четвертый коммутаторы снабжены входами третьего и четвертого информационных битов, а выход сумматора является выходом устройства, дополнительно введены второй, третий, пятый и шестой делители напряжения. Входы пятого и шестого делителей напряжения объединены и подключены к второму выходу второго коммутатора. Входы второго и третьего делителей напряжения объединены и подключены к второму выходу первого коммутатора. Выходы второго и третьего делителей напряжения подключены соответственно к третьему и четвертому входам третьего коммутатора. Выходы пятого и шестого делителей напряжения подключены соответственно к третьему и четвертому входам четвертого коммутатора, причем вход третьего информационного бита третьего коммутатора соединен с входом третьего информационного бита четвертого коммутатора, вход четвертого информационного бита которого соединен с входом четвертого информационного бита третьего коммутатора.

Благодаря новой совокупности существенных признаков в заявляемом способе и устройстве его реализующем за счет формирования трех новых уровней напряжения синфазной и квадратурной составляющих сигнала квадратурной амплитудной манипуляции, реализованного на основе первого - шестого делителей напряжения, а также предложенного правила выбора одного из четырех сформированных уровней напряжения синфазной и квадратурной составляющих, реализованных на основе второго и третьего коммутаторов, снижается величина пикфактора формируемой сигнальной конструкции квадратурной амплитудной манипуляции, что повышает помехоустойчивость приема сигнальной конструкции.

Заявляемые технические решение поясняются чертежами, на которых:

- на фиг.1 показана электрическая схема устройства формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции;

- на фиг.2 показано исходное расположение сигнальных точек, соответствующее известному способу формирования сигнальной конструкции квадратурной амплитудной манипуляции и их смещение при применении заявляемого способа;

- на фиг.3 показана сигнальная конструкция, сформированная при применении заявляемого способа.

Реализация заявляемого способа поясняется следующим образом.

Генерируют синусоидальный сигнал, из которого формируют исходные значения напряжения синфазной и квадратурной составляющих, причем при формировании синфазной составляющей синусоидальный сигнал оставляют без изменения. Квадратурную составляющую формируют путем изменения фазы исходного синусоидального сигнала на 90° с помощью фазовращателя на 90°. Вектора синфазной и квадратурной составляющих представлены на фиг.2. На фиг.2, а также на фиг.3 изображено векторное представление исходных и результирующих сигналов при формировании квадратурно-амплитудно манипулированной (КАМ) сигнальной конструкции в двумерном пространстве сигналов, образованном осями I и Q. На данных осях отложены вектора синфазной и квадратурной составляющих. Точками на фиг.2 показаны положения сигнальных точек исходной КАМ конструкции. Пунктирными окружностями на фиг.2, а также точками на фиг.3 обозначены положения сигнальных точек КАМ конструкции, формируемой в соответствии с предлагаемым способом. На фиг.2 и фиг.3 возле каждой сигнальной точки показан ее манипуляционный код, представленный в двоичной системе счисления, причем порядок следования битов слева направо соответствует номерам информационных битов, манипулирующих синфазную и квадратурную составляющие, т.е. первый бит слева является первым информационным битом, второй - вторым информационным битом и т.д.. Учитывая изложенные в заявляемом способе особенности манипуляционного кодирования, манипуляционный код, представленный на фиг.2 и фиг.3, является кодом Грея. Сигнальные конструкции с манипуляционным кодом Грея, как известно, отличаются повышенной помехоустойчивостью относительно конструкций при натуральном манипуляционном кодировании. Стрелочками с треугольными указателями показываются направления перемещения сигнальных точек в сигнальной конструкции при применении заявляемого способа относительно исходных их положений, соответствующих способу прототипу. Стрелочками с заостренными указателями обозначены вектора сигнальных точек, ссылки на которые имеются в приложениях 1 и 2. Начало и конец каждого такого вектора обозначены большими латинскими буквами.

Манипуляция синфазной и квадратурной составляющих осуществляется в соответствии со значениями первого r1 и второго r2 информационных битов следующим образом. Манипуляция происходит в соответствии со значением r1, а манипуляция происходит в соответствии со значением r2. В случае r1=0 (r2=0), фазу синфазной (квадратурной) составляющей оставляют без изменений, т.е. и , в случае r1=1 (r2=1), фазу синфазной (квадратурной) составляющей изменяют на 180°, т.е. и . При этом могут быть использованы фазовращатели на 180°.

Затем для манипулированных битами r1 и r2 синфазной и квадратурной составляющих формируют по четыре уровня напряжения путем умножения их значений и , на предварительно заданные соответствующие коэффициенты a, b и с: , ; ; и , ; ; .

На фиг.3 показаны примеры расположения векторов уровней напряжений , учитывая, что ; ; и, ; ; .

Значения коэффициентов a, b и с выбирают в пределах, обоснование которых приведено в приложении 1, которое выполнено исходя из следующего условия формирования сигнальной конструкции. Данным условием является перемещение сигнальных точек без уменьшения евклидовых расстояний между ними (см. фиг.2). При его выполнении в случае снижения значения величины пикфактора сигнальной конструкции энергия сигнала на входе приемного устройства будет увеличена, следовательно, помехоустойчивость приема сигнальной конструкции повысится.

После формирования упомянутых выше уровней напряжения синфазную и квадратурную составляющие манипулируют в зависимости от значений третьего r3 и четвертого r4 информационных битов следующим образом. Данная манипуляция заключается в выборе одного из четырех уровней напряжения для синфазной и квадратурной составляющих в зависимости от значений третьего r3 и четвертого r4 информационных битов исходя из условий:

Данный выбор по одному уровню напряжения и соответственно для синфазной и квадратурной составляющих может быть реализован на основе мультиплексоров, описанных в журнале «Схемотехника» №5. - М.: Скимен, май 2001. - С.29-30, рис.5.

Далее манипулированные синфазную и квадратурную составляющие суммируют путем их аддитивного объединения. Суммирование может быть реализовано на основе суммирующего усилителя (см. Достал И. Операционные усилители. - М.: Мир, 1982. - С.184-185, рис.6.7).

В приложении 2 приведено сравнение значений пикфакторов сигнальных конструкций квадратурной амплитудной манипуляции, формируемых при использовании известного и заявляемого способов, из которого видно, что, применяя заявляемый способ, величина пикфактора относительно известной уменьшается. Таким образом, цель заявляемых технических решений достигнута.

Устройство формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции содержит задающий генератор 1, выход которого подключен ко входам первого 2, второго 3 фазовращателей и к первому входу первого коммутатора 5. Второй вход коммутатора 5 подключен к выходу второго фазовращателя 3. Первый выход первого коммутатора 5 подключен к первому входу третьего коммутатора 7. Второй вход третьего коммутатора 7 подключен к выходу первого делителя напряжения 9, вход которого подключен ко второму выходу первого коммутатора 5. Выход третьего коммутатора 7 подключен к первому входу сумматора 15, второй вход которого подключен к выходу четвертого коммутатора 8. Второй вход четвертого коммутатора 8 подключен к выходу четвертого делителя напряжения 12, вход которого подключен к второму выходу второго коммутатора 6. Первый выход второго коммутатора 6 подключен к первому входу четвертого коммутатора 8. Первый и второй входы второго коммутатора 6 подключены соответственно к выходам первого фазовращателя 2 и третьего фазовращателя 4, вход которого подключен к выходу первого фазовращателя 2. Первый 5, второй 6, третий 7 и четвертый коммутаторы 8 снабжены цифровыми входами соответственно первого, второго, третьего и четвертого информационных битов, а выход сумматора 15 является выходом устройства. В заявляемое устройство дополнительно введены второй 10, третий 11, пятый 13 и шестой 14 делители напряжения. Входы второго 10 и третьего 11 делителей напряжения объединены и подключены к второму выходу первого коммутатора 5. Выходы второго 10 и третьего 11 делителей напряжения подключены соответственно к третьему и четвертому входам третьего коммутатора 7. Выходы пятого 13 и шестого 14 делителей напряжения подключены соответственно к третьему и четвертому входам четвертого коммутатора 8. Цифровой вход третьего информационного бита третьего коммутатора 7 соединен с цифровым входом третьего информационного бита четвертого коммутатора 8. Цифровой вход четвертого информационного бита четвертого коммутатора 8 соединен с цифровым входом четвертого информационного бита третьего коммутатора 7.

В заявленном устройстве назначение его структурных элементов следующее.

Общий задающий генератор 1 предназначен для генерации напряжения синусоидальной формы. В качестве общего задающего генератора 1 может быть использована схема мостового генератора синусоидальных сигналов (генератор Вина), (см. Достал И. Операционные усилители. - М., Мир, 1982. - С.200-201, рис.6.27).

Первый фазовращатель 2 предназначен для сдвига фазы синусоидального сигнала на 90°. Реализация первого фазовращателя 2 известна (см. Достал И. Операционные усилители. - М., Мир, 1982. - С.196, рис.6.20).

Второй фазовращатель 3 и третий фазовращатель 4 предназначены для сдвига фазы синусоидального сигнала на 180°. В качестве второго фазовращателя 3 и третьего фазовращателя 4 может быть использована схема инвертора напряжения (см. Достал И. Операционные усилители. - М., Мир, 1982. - С.182-184, рис.6.6).

Первый коммутатор 5 и второй коммутатор 6 выполняют функцию коммутации, каждый из которых предназначен для подключения одновременно на первый и второй параллельно соединенные выходы коммутатора одного из двух аналоговых сигналов, поступающих на первый и второй его аналоговые входы в зависимости от значения управляющего сигнала, поступающего на цифровой информационный вход. Для первого коммутатора 5 и второго коммутатора 6 управляющими сигналами являются соответственно информационные биты r1 и r2, причем, если управляющий сигнал равен «0», то на параллельно соединенные выходы коммутируется аналоговый сигнал, поступающий на первый вход коммутатора, если управляющий сигнал равен «1», то на выходы коммутируется аналоговый сигнал, поступающий на второй вход коммутатора. В качестве первого коммутатора 5 и второго коммутатора 6 может быть использована схема аналогового мультиплексора (см. Схемотехника №5. - М.: Скимен, май 2001. - С.29-30, рис.5. Указанные на рис.5 входы «Uвх2» и «Uвх3,», а также «А1 (С3Р)» не задействуются, выход мультиплексора распараллеливается на два выхода).

Третий коммутатор 7 и четвертый коммутатор 8 выполняют функцию коммутации, каждый из которых предназначен для подключения на выход коммутатора одного из четырех аналоговых сигналов, поступающих на первый, второй, третий и четвертый аналоговые входы в зависимости от значения двух управляющих сигналов, поступающих на первый и второй цифровые информационные входы. Для третьего коммутатора 7 и четвертого коммутатора 8 управляющими сигналами являются соответственно информационные биты r3 и r4. Подключение на выход коммутатора аналоговых сигналов, поступающих на его входы, в зависимости от управляющих сигналов происходит следующим образом:

в случае подачи на первый и второй цифровые информационные входы соответственно r3=0; r4=0, на выход коммутатора подключается аналоговый сигнал, поступающий с первого входа коммутатора;

в случае r3=0; r4=1 - на выход подключается аналоговый сигнал с второго входа коммутатора;

в случае r3=1; r4=0 - на выход подключается аналоговый сигнал с третьего входа коммутатора;

в случае r3=1; r4=1 - на выход подключается аналоговый сигнал с четвертого входа коммутатора.

В качестве третьего коммутатора 7 и четвертого коммутатора 8 может быть использована схема аналогового мультиплексора (см. Схемотехника №5. - М.: Скимен, май 2001. - С.29-30, рис.5).

Каждый из делителей напряжения 9-14 предназначен для деления напряжения аналогового сигнала, поступающего на его вход. Делитель напряжения 9 и делитель напряжения 12 производят деление поступающего на их вход напряжения, при котором выходное значение напряжения пропорционально входному при коэффициенте пропорциональности, равном а. Делитель напряжения 10 и делитель напряжения 13 производят деление поступающего на их вход напряжения, при котором выходное значение напряжения пропорционально входному с коэффициентом пропорциональности b. Делитель напряжения 11 и делитель напряжения 14 производят деление поступающего на их вход напряжения, при котором выходное значение напряжения пропорционально входному с коэффициентом пропорциональности с. Коэффициенты a, b и с выбирают соответственно в пределах: а≥1; ; , причем выбранные значения данных коэффициентов должны удовлетворять одновременно условиям: ; ; a 2+b2≤2. В качестве делителя напряжения может быть использована схема перекрытого Т-образного амплитудного корректора (см. Белецкий А.Ф. Теория линейных электрических цепей. - М.: Радио и связь, 1986. - С.524-525, рис.22.6).

Сумматор 15 предназначен для аддитивного объединения аналоговых сигналов, поступающих на первый и второй его входы. В качестве сумматора 15 может быть использована схема суммирующего усилителя (см. Достал И. Операционные усилители. - М.: Мир, 1982. - С.184-185, рис.6.7).

Заявляемое устройство работает следующим образом. Общий задающий генератор 1 генерирует синусоидальный сигнал, тем самым формируя исходное значение напряжения синфазной составляющей . Синусоидальный сигнал с выхода общего задающего генератора 1 подается на вход первого 2 фазовращателя. Первый фазовращатель 2 изменяет фазу сигнала на 90°, таким образом, формируя исходное значение напряжения квадратурной составляющей . Далее синфазная и квадратурная составляющие поступают на первые входы первого 5 и второго 6 коммутаторов, а также на входы второго 3 и третьего 4 фазовращателей, которые изменяют фазы соответственно синфазной и квадратурной составляющих на 180°. С выходов второго 3 и третьего 4 фазовращателей сдвинутые по фазе на 180° синфазная и квадратурная составляющие поступают на вторые входы первого 5 и второго 6 коммутаторов. В зависимости от значений первого r1 и второго r2 информационных битов, поступающих на цифровые входы информационных битов первого 5 и второго 6 коммутаторов, последние подключают на свои параллельно соединенные первый и второй выходы аналоговый сигнал, поступающий с их первого или второго входа, т.е. манипулируют сигнал в зависимости от значений первого r1 и второго r2 информационных битов. Данная манипуляция синфазной и квадратурной составляющих с помощью первого 5 и второго 6 коммутаторов производится следующим образом. Если на цифровой вход первого информационного бита поступает r1=0 (r2=0), то на выходы первого 5 (второго 6) коммутатора подключается аналоговый сигнал с первого входа коммутатора, в противном случае, т.е. при поступлении r1=1 (r2=1), на выходы первого 5 (второго 6) коммутатора подключается аналоговый сигнал с второго входа коммутатора. Обозначим сигналы с выходов первого 5 и второго 6 коммутаторов соответственно через и . Тогда, в случае r1=0 (r2=0), фаза синфазной (квадратурной) составляющей на выходах первого 5 (второго 6) коммутатора остается без изменений, т.е. , в случае r1=1 (r2=1), фаза синфазной (квадратурной) составляющей изменяется на 180°, т.е. .

Далее синфазная и квадратурная и составляющие, манипулированные соответственно информационными битами r1 и r2, поступают параллельно на первые входы третьего 7 и четвертого 8 коммутаторов (соответственно с первых выходов первого 5 и второго 6 коммутаторов), а также на входы первого 9, второго 10, третьего 11 и четвертого 12, пятого 13, шестого 14 делителей напряжения (соответственно с вторых выходов первого 5 и второго 6 коммутаторов). Каждый из делителей напряжения 9-14 изменяет амплитуду напряжения аналогового сигнала, поступающего на его вход следующим образом. Делитель напряжения 9 и делитель напряжения 12 производят деление поступающего на их вход напряжения, при котором выходное значение напряжения увеличивается пропорционально входному при коэффициенте пропорциональности, равном а. Делитель напряжения 10 и делитель напряжения 13 производят деление поступающего на их вход напряжения, при котором выходное значение напряжения увеличивается пропорционально входному с коэффициентом пропорциональности b. Делитель напряжения 11 и делитель напряжения 14 производят деление поступающего на их вход напряжения, при котором выходное значение напряжения увеличивается пропорционально входному с коэффициентом пропорциональности с. Коэффициенты а, b и с выбирают соответственно в пределах: а≥1; ; , причем выбранные значения данных коэффициентов должны удовлетворять одновременно условиям: ; ; a 2+b2≤2. Обоснование пределов изменения напряжения и условий, которым должны удовлетворять выбранные значения коэффициентов а, b и с, приведено в приложении 1.

Таким образом, на первые входы третьего 7 и четвертого 8 коммутаторов поступают соответственно сигналы с уровнем и , а на выходах первого 9, второго 10, третьего 11 и четвертого 12, пятого 13, шестого 14 делителей напряжения формируются напряжения соответственно: , ; и ; ; , поступающие на вторые, третьи, четвертые входы соответственно третьего 7 и четвертого 8 коммутаторов.

Третий 7 и четвертый 8 коммутаторы коммутируют на свои выходы один из четырех аналоговых сигналов, поступающих на первый, второй, третий и четвертый аналоговые входы в зависимости от значения двух управляющих сигналов, поступающих на первый и второй цифровые информационные входы. Для третьего коммутатора 7 и четвертого коммутатора 8 управляющими сигналами являются соответственно информационные биты r3, и r4. Подключение на выход коммутатора аналоговых сигналов, поступающих на его входы, в зависимости от управляющих сигналов происходит следующим образом:

в случае подачи на первый и второй цифровые информационные входы соответственно r3=0; r4=0, на выход коммутатора подключается аналоговый сигнал, поступающий с первого входа коммутатора;

в случае r3=0; r4=1 - на выход подключается аналоговый сигнал с второго входа коммутатора;

в случае r3=1; r4=0 - на выход подключается аналоговый сигнал с третьего входа коммутатора;

в случае r3=1; r4=1 - на выход подключается аналоговый сигнал с четвертого входа коммутатора.

Таким образом, синфазная и квадратурная составляющие манипулируются информационными битами r3 и r4. Данная манипуляция заключается в выборе одного из четырех уровней напряжения для синфазной и квадратурной составляющих в зависимости от значений третьего r3 и четвертого r4 информационных битов исходя из условий:

Далее манипулированные синфазная и квадратурная составляющие, поступающие с выходов соответственно третьего 7 и четвертого 8 коммутаторов на первый и второй входы сумматора 15, суммируются путем их аддитивного объединения в сумматоре 15, выход которого является выходом заявляемого устройства.

Приложение 1

Обоснование пределов изменения коэффициентов a, b и с

Учитывая, что при предлагаемом способе расположение сигнальных точек симметрично относительно осей абсцисс OQ и ординат QI (см. фиг.2 и фиг.3), обоснование пределов изменения коэффициентов а, b и с достаточно произвести, используя одну из четвертей декартовой системы координат с осями, соответствующими квадратурным составляющим.

Введем следующие обозначения, показанные на фиг.2 и фиг.3.

, - вектора исходных значении напряжении синфазной и квадратурной составляющих;

, - составляющие вектора сигнальной точки (СТ), соответствующего значению напряжения, образованного путем суммы векторов синфазной и квадратурной составляющих, умноженных на коэффициент а.

, - составляющие вектора СТ, соответствующего значению напряжения, образованного путем суммы векторов синфазной и квадратурной составляющих, умноженных на коэффициент b.

, - составляющие вектора СТ, соответствующего значению напряжения, образованного путем суммы векторов синфазной и квадратурной составляющих, умноженных на коэффициент с.

Пусть - амплитуда (длина) векторов напряжений; k - евклидово расстояние между сигнальными точками сигнальной конструкции; формируемой при использовании способа-прототипа; d=|ОА| - длина вектора результирующего напряжения, образованного суммой векторов и (см. фиг.2).

Тогда .

Выразим значения длин векторов , , , , и через исходные напряжения и коэффициенты a, b и с (см. фиг.3):

Определим пределы изменения коэффициентов а, b и с, учитывая, что евклидовы расстояния между сигнальными точками не должны уменьшаться. Исходя из (1) и (2)

Объединяя (4) и (5) по отношению к с, получим

Кроме этого очевидно, что для того, чтобы евклидовы расстояния между сигнальными точками не уменьшались, необходимо выполнение следующих условий (см. фиг.2):

Преобразуем |АС|≥k, выразив |АС| и k через коэффициенты а и b.

Учитывая, что

Таким образом, подставляя |ОС|, d, sinβ и cosα в (8), учитывая (1), получим

Так как |АС|≥0 и k>0, то из (7) следует, что

Преобразуем |ВС|≥k, выразив |ВС| и k через коэффициенты а и с.

;

Учитывая, что Uc=Uисхc, а также (1), (9) и (12), получим

Так как |BC|≥0 и k≥0, то

Так как передатчик имеет конечную мощность, то

Таким образом, объединяя (14), (16) и (17) и учитывая (4)-(6), получим:

причем значения данных коэффициентов должны одновременно удовлетворять следующим условиям:

Приложение 2

Сравнение значений пикфакторов сигнальных конструкций квадратурной амплитудной манипуляции, формируемых при использовании известного и заявляемого способов

Сравнение значений пикфакторов произведем для двух КАМ сигнальных конструкций. В качестве первой выберем сигнальную конструкцию, получаемую при использовании способа-прототипа, показанной точками на фиг.2. Второй КАМ сигнальной конструкцией будет конструкция, формируемая в соответствии с предлагаемым способом и показанная точками на фиг.3. При этом значения коэффициентов a, b и с, удовлетворяющие неравенствам (18) и (19), выберем такими, что евклидовы расстояния между сигнальными точками будут максимальными, что равносильно выполнению двух следующих условий.

1. Сигнальные точки внешней и внутренней окружностей сигнальной конструкции при применении заявляемого способа должны быть равномерно расположены на данных окружностях (см. фиг.3).

2. Минимальное расстояние d1 между сигнальными точками внутренней и внешней окружностями должно быть равно минимальному расстоянию d2 между сигнальными точками внутренней окружности при их равномерном расположении, т.е. d1=d2 (см. фиг.3).

Вычислим коэффициенты а, b и с. Для выполнения первого условия необходимо, чтобы углы между прямыми, проведенными через сигнальные точки внешнего радиуса и началом координат, были равны между собой, т.е. были равными . Второе условие будет выполнено в случае:

При равномерном расположении СТ на внешней окружности справедливо (см. фиг.2):

С другой стороны можно записать:

Используя (22), определим b:

Исходя из определения пикфактор определяется как отношение пиковой амплитуды Uп сигнальной конструкции к ее средней амплитуде Ucp:

Пиковые амплитуды Uп сигнальных конструкций при заявляемом способе и способе-прототипе одинаковы и не должны превышать:

Средняя амплитуда сигнальной конструкции, получаемой при использовании способа-прототипа, может быть рассчитана следующим образом.

Средняя амплитуда сигнальной конструкции, соответствующая заявляемому способу при учете (20), (22) и (23), определяется как

Подставляя (25) и (26) в (23), вычислим значения пикфакторов сигнальных конструкций при заявляемом способе П' и способе-прототипе П'':

Сравнивая (27) с (28), видно, что при формировании сигнальной конструкции без уменьшения евклидовых расстояний между сигнальными точкам, применяя заявляемый способ, пикфактор П'' меньше пикфактора П', соответствующего способу-прототипу.

Таким образом, цель заявляемых технических решений достигнута.

1. Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции, заключающийся в том, что генерируют синусоидальный сигнал, из которого формируют исходные значения напряжения синфазной и квадратурной составляющих, которые манипулируют в зависимости от значений первого r1, второго r2, третьего r3 и четвертого r4 информационных битов, причем фазы синфазной и квадратурной составляющих изменяют на 180° при значениях соответственно первого и второго информационных битов r1=r2=1, после чего манипулированные синфазную и квадратурную составляющие суммируют, отличающийся тем, что дополнительно для манипулированных синфазной и квадратурной составляющих формируют по четыре уровня напряжения путем умножения их значений и на предварительно заданные соответствующие коэффициенты a, b и с, , и ; ; и , ; ; , затем из полученных четырех уровней напряжения синфазной составляющей и четырех уровней напряжения квадратурной составляющей в зависимости от значений третьего r3 и четвертого r4 информационных битов выбирают по одному уровню напряжения и соответственно для синфазной и квадратурной составляющих, после чего их суммируют.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что коэффициенты a, b и с выбирают соответственно в пределах: а≥1; ; , причем выбранные значения данных коэффициентов должны удовлетворять одновременно условиям: ; ; a 2+b2≤2.

3. Способ по п.1, отличающийся тем, что один из четырех уровней напряжения для синфазной и квадратурной составляющих в зависимости от значений третьего r3 и четвертого r4 информационных битов выбирают из условий:

4. Устройство формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции, содержащее задающий генератор, выход которого подключен ко входам первого, второго фазовращателей и к первому входу первого коммутатора, второй вход которого подключен к выходу второго фазовращателя, первый выход первого коммутатора подключен к первому входу третьего коммутатора, второй вход которого подключен к выходу первого делителя напряжения, вход которого подключен ко второму выходу первого коммутатора, выход третьего коммутатора подключен к первому входу сумматора, второй вход которого подключен к выходу четвертого коммутатора, второй вход которого подключен к выходу четвертого делителя напряжения, вход которого подключен к второму выходу второго коммутатора, первый выход которого подключен к первому входу четвертого коммутатора, первый и второй входы второго коммутатора подключены соответственно к выходам первого фазовращателя и третьего фазовращателя, вход которого подключен к выходу первого фазовращателя, причем первый и второй коммутаторы снабжены цифровыми входами соответственно первого и второго информационных битов, а третий и четвертый коммутаторы снабжены цифровыми входами третьего и четвертого информационных битов, а выход сумматора является выходом устройства, отличающееся тем, что дополнительно введены второй, третий, пятый и шестой делители напряжения, входы второго и третьего делителей напряжения объединены и подключены к второму выходу первого коммутатора, входы пятого и шестого делителей напряжений объединены и подключены к второму выходу второго коммутатора, выходы второго и третьего делителей напряжения подключены соответственно к третьему и четвертому входам третьего коммутатора, выходы пятого и шестого делителей напряжения подключены соответственно к третьему и четвертому входам четвертого коммутатора, причем цифровой вход третьего информационного бита третьего коммутатора соединен с цифровым входом третьего информационного бита четвертого коммутатора, цифровой вход четвертого информационного бита которого соединен с цифровым входом четвертого информационного бита третьего коммутатора.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к цифровым схемам для обработки цифровых сигналов, к беспроводной связи. .

Изобретение относится к системе связи и предназначено для синхронизации параллельно работающих в сети микрокомпьютеров, например бортовых микрокомпьютеров, которые используются для резервирования.

Изобретение относится к области радиотехники, а именно к области синхронизации псевдослучайных последовательностей, и может быть использовано для синхронизации при малом отношении сигнал / шум на входе приемника.

Изобретение относится к области радиосвязи и может применяться в демодуляторах радиорелейных систем связи, использующих сигналы с квадратурной амплитудной манипуляцией.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано при построении систем радиосвязи, радионавигации и управления, использующих широкополосные сигналы.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано при построении систем радиосвязи, радионавигации, управления, использующих широкополосные сигналы.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах связи с шумоподобными сигналами. .

Изобретение относится к области радиотехники и может найти применение при построении систем радиосвязи, радионавигации и управления, использующих широкополосные сигналы.

Изобретение относится к технике радиосвязи и может быть использовано в широкополосных системах радионавигации, радиолокации и системах передачи информации. .

Изобретение относится к области передачи дискретной информации и может быть использовано в радиоканалах для осуществления передачи информации при связи с движущимися объектами, а также в обратных дуплексных радиоканалах управления и пакетных радиосетях оперативно-командной радиосвязи в незащищенных районах.

Изобретение относится к области радиосвязи и может найти применение в системах, использующих широкополосные псевдослучайные сигналы (ПСП)

Изобретение относится к области радиотехники и связи, в частности к устройствам квазикогерентного приема дискретно-кодированных многочастотных радиосигналов, и может найти применение в информационных радиоканалах систем управления беспилотными летательными аппаратами, в частности в активных и полуактивных радиолокационных головках самонаведения крылатых и зенитных ракет, в устройствах синхронизации радиолиний телеуправления ракетами

Изобретение относится к технике передачи дискретной информации и предназначено для синхронизации псевдослучайных последовательностей

Изобретение относится к радиотехнике и может найти применение в системах радиосвязи с программной (псевдослучайной) перестройкой рабочей частоты. Технический результат - обеспечение работы системы радиосвязи в условиях эффекта Допплера, повышение помехоустойчивости и разведзащищенности радиолинии. Для этого совмещают в одном устройстве функции определения задержки сигналов по времени и сдвига сигналов по частоте, а также сокращают затраты времени на синхронизацию и определение доплеровского сдвига по частоте, используют при синхронизации сигналы, идентичные по форме информационным сигналам с ППРЧ. Кроме того, упрощают устройство за счет исключения параллельных каналов приема. 1 ил.

Изобретение относится к области широкополосных систем радиосвязи и может быть использовано для генерации опорного сигнала и адаптивной корректировки его параметров в стационарных и мобильных станциях. Технический результат - генерирование и корректировка опорного сигнала в широком диапазоне расстроек частоты и отношения сигнал-шум. Устройство формирования опорного сигнала вычислительными средствами в системах частотной и фазовой синхронизации широкополосных систем связи включает устройство управления, к входу которого подключен выход ФНЧ кольца временной ошибки, а соответствующие выходы которого соединены с управляющими входами вычислителя, коррелятора, ФНЧ кольца фазовой ошибки. Детекторы фазовой и частотной ошибки выполнены управляемыми, их управляющие входы подсоединены к соответствующим выходам устройства управления, выходы управляемого детектора частотной ошибки соединены с соответствующими входами сумматора, выход ФНЧ кольца фазовой ошибки подключен к входу детектора частотной ошибки. Квадратурные выходы стандартного блока следящего приемника ШПС соединены с соответствующими входами комплексного перемножителя, выход которого соединен шиной с входом коррелятора, выход которого соединен шиной с соответствующим входом детектора ошибок параметров сигнала. 2 н. и 2 з.п. ф-лы, 4 ил.

Изобретение относится к технике электрической связи и может использоваться в мобильных системах передачи и приема данных. Техническим результатом является возможность обеспечения корреляционного приема фазоманипулированных сигналов при отсутствии слежения за текущей фазой несущей частоты. Способ корреляционного приема фазоманипулированных сигналов включает разделение сигнала на равные компоненты, частотное преобразование этих компонент с последующей низкочастотной фильтрацией каждой из преобразованных по частоте компонент сигнала, формирование стробов, обеспечивающих временное коммутирование информационных каналов, образованных путем сдвига начальной фазы гармонических сигналов опорных генераторов, при этом стробы формируются из огибающих биений, возникающих при перемножении входного сигнала на гармонические сигналы опорных генераторов с постоянным сдвигом фаз между ними, путем выделения удвоенной частоты биений, ее низкочастотной фильтрации, предельного амплитудного ограничения, прохождения цифровых логических элементов, осуществляющих логическое перемножение входного сигнала цифровой логики и сигнала, получаемого с помощью цифрового делителя частоты. 4 ил.

Изобретение относится к технике передачи дискретной информации и предназначено для синхронизации рекуррентной последовательностью (РкП). Технический результат заключается в повышении вероятности правильной синхронизации при снижении качества канала связи одновременно с низкими вероятностями ложной синхронизации и пропуска синхропосылки. Такой результат достигается за счет применения механизма анализа зачетных импульсов в скользящем окне на РкП. Для этого устройство синхронизации РкП дополнительно содержит запоминающее устройство на (m-c) бит, схему сравнения, ключ, две линии задержки на (m-c) и 2(m-c) бит. 1 ил.

Способ относится к области электрорадиотехники, а именно к технике радиосвязи, и может быть использован в системах передачи данных, использующих фазоманипулированные сигналы, без введения избыточности, для поддержания тактовой синхронизации для сигналов с фазовой манипуляцией или квадратурно-амплитудной модуляцией, в кодовых конструкциях которых используются блоковые помехоустойчивые коды и CRC. Техническим результатом является возможность поддерживать тактовую синхронизацию по информационному сигналу без передачи дополнительных синхронизирующих сигналов, что повышает скорость передачи информации при сохранении технической скорости передачи. Сущность способа тактовой синхронизации по информационным сигналам с проверкой по CRC заключается в последовательных демодуляции принятого сигнала, декодировании кодовых слов с исправлением ошибок и проверке факта декодирования по результатам вычисления CRC, т.е. остатка деления на полином. При нулевом остатке к информационному блоку вычисляют и добавляют CRC, осуществляют кодирование помехоустойчивым кодом, модулируют и рассчитывают взаимокорреляционную функцию (ВКФ) с принятым из канала связи сигналом. 1 ил.

Изобретение относится к технике цифровой связи и сигнализации и может быть использовано для квазиоптимального асинхронного приема сообщений. Технический результат - упрощение реализации и повышение надежности работы фильтра. Устройство содержит компаратор с порогом срабатывания по среднему уровню (1), n-разрядный регистр сдвига (2), весовой сумматор (3), пороговое устройство (4), формирователь тактовых импульсов (5), три интегратора (6-8) с малым значением постоянной времени, ключи сброса (9) и фиксации (10), мультиплексоры (11, 12), буферный усилитель (13), инвертор (14), демультиплексор (15), три интегратора с большим значением постоянной времени (16-18), три компаратора (19-21) и оригинальное устройство выбора интервала тактирования регистра сдвига (22). 1 з.п. ф-лы, 5 ил.
Наверх