Система цифровой передачи информации



Система цифровой передачи информации
Система цифровой передачи информации
Система цифровой передачи информации
Система цифровой передачи информации

 


Владельцы патента RU 2445709:

Федеральное государственное унитарное предприятие "Специальное Научно-производственное объединение "Элерон" (ФГУП "СНПО "Элерон") (RU)

Изобретение относится к телеметрии, технике связи и может быть использовано в системах передачи информации по цифровым каналам связи. Технический результат состоит в повышении точности передачи информации при фиксированных значениях динамического диапазона значений первичного сигнала и стандартного отклонения нормального белого шума в канале связи. Система содержит: на передающей стороне - источник информации, последовательно соединенные преобразователь значения сигнала по модулю (2n-1), первый усилитель в (2n+1) раз, первый сумматор и первый аналого-цифровой преобразователь, последовательно соединенные преобразователь значения сигнала по модулю (2n+1), первый усилитель в (2n-1) раз, второй сумматор и второй аналого-цифровой преобразователь, а также первый формирователь пороговых уровней; на приемной стороне - последовательно соединенные первый преобразователь код/амплитуда импульса, первое вычитающее устройство, квантователь на (2n+1) уровней и второй усилитель в (2n+1) раз, последовательно соединенные второй преобразователь код/амплитуда импульса, второе вычитающее устройство, квантователь на (2n-1) уровней и второй усилитель в (2n-1) раз, последовательно соединенные третий сумматор, усилитель в (2n-1) раз, преобразователь значений выборок по модулю (22n-1), фильтр нижних частот и получатель информации, а также второй формирователь пороговых уровней. 1 ил., 2 табл.

 

Изобретение относится к телеметрии, технике связи и может быть использовано в системах передачи информации по цифровым каналам связи.

Известна система цифровой передачи информации, содержащая: на передающей стороне - последовательно соединенные источник информации и аналого-цифровой преобразователь, выход которого подключен к входу канала связи, а на приемной стороне - последовательно соединенные цифроаналоговый преобразователь, вход которого подключен к выходу канала связи, и получатель информации [1].

На передающей стороне известной системы цифровой передачи информации источник информации формирует первичный сигнал Sп(t) с динамическим диапазоном Dп=22n значений. Сформированный первичный сигнал Sп(t) подают на вход аналого-цифрового преобразователя, на выходе которого формируют цифровой сигнал Sц(t) в виде последовательности кодовых слов, содержащих 2n двоичных символов, путем аналого-цифрового преобразования первичного сигнала Sп(t), выполняемого с выбранным периодом То опроса с шагом квантования d=Uш0/22n, в 22n раз меньшим шкалы Uш0 значений первичного сигнала Sп(t). Сформированный цифровой сигнал Sц(t) передают по каналу связи на приемную сторону. На приемной стороне принимают цифровой сигнал Sц*(t), затем с помощью цифроаналогового преобразователя формируют последовательность Sд(t)=ΣSп*(t-iTо) восстановленных выборок Sп*(t-iTo) первичного сигнала, после чего восстанавливают первичный сигнал Sп*(t) путем фильтрации полученной последовательности Sд(t) восстановленных выборок первичного сигнала с помощью фильтра нижних частот с частотой среза Fcp=Fo/2=1/(2То), равной половине частоты опроса.

Известная система цифровой передачи информации обеспечивает передачу информации при заданном динамическом диапазоне Dп значений первичного сигнала. Однако из-за действия в канале связи нормального белого шума n(t) с нулевым математическим ожиданием и стандартным отклонением σn в словах принятого цифрового сигнала Sц*(t) возникают ошибки, в результате чего значения Sп*(t-jTo) восстановленных выборок первичного сигнала на приемной стороне не совпадают с соответствующими значениями Sп(t-jTo) выборок первичного сигнала на передающей стороне.

Поэтому недостатком известной системы цифровой передачи информации является недостаточная точность передачи информации при фиксированных значениях динамического диапазона Dп значений первичного сигнала Sп(t) и стандартного отклонения σn нормального белого шума n(t) в канале связи.

Наиболее близкой к предлагаемой является система цифровой передачи информации, содержащая: на передающей стороне - источник информации и последовательно соединенные вычитающее устройство, вход суммирования которого подключен к выходу источника информации непосредственно, а вход вычитания - через элемент задержки, и аналого-цифровой преобразователь, выход которого подключен к входу канала связи, а на приемной стороне - последовательно соединенные преобразователь код/амплитуда импульса, вход которого соединен с выходом канала связи, интегратор, фильтр нижних частот и получатель информации [2].

На передающей стороне известной системы цифровой передачи информации источник информации формирует первичный сигнал Sп(t) с динамическим диапазоном Dп=22n значений. Сформированный первичный сигнал Sп(t) подают на вход суммирования вычитающего устройства непосредственно, а на его вход вычитания - через элемент задержки. На выходе вычитающего устройства формируют передаваемый сигнал Sпp(t)=Sп(t)-Sз(t)=Sп(t)-Sп(t-Тд) путем вычитания из первичного сигнала Sп(t) задержанного первичного сигнала Sз(t). Сформированный передаваемый сигнал Sпp(t) подают на вход аналого-цифрового преобразователя, на выходе которого формируют цифровой сигнал Sц(t) в виде последовательности кодовых слов, содержащих 2n двоичных символов, путем аналого-цифрового преобразования передаваемого сигнала Sпp(t), выполняемого с выбранным периодом То опроса с шагом квантования d=Uш0/22n, в 22n раз меньшим шкалы Uш0 значений первичного сигнала Sп(t). Сформированный цифровой сигнал Sц (t) передают по каналу связи на приемную сторону. На приемной стороне принимают цифровой сигнал Sц*(t), затем с помощью преобразователя код/амплитуда импульса формируют принятый сигнал Sпр*(t)=ΣSпр*(t-iTо) в виде последовательности восстановленных выборок Sпр*(t-iTо), которую подают на вход интегратора. На выходе интегратора получают последовательность Sв(t)=ΣSп*(t-jTо) восстановленных выборок первичного сигнала, при этом значение Sп*(t-jTо) каждой восстановленной выборки первичного сигнала определяют путем суммирования значения Sп*[t-(i-1)Тд] предшествующей восстановленной выборки первичного сигнала и соответствующего значения Sпp*(t-iТд) восстановленной выборки принятого сигнала. Затем восстанавливают первичный сигнал Sп*(t) путем фильтрации полученной последовательности Sв(t) восстановленных выборок первичного сигнала с помощью фильтра нижних частот с частотой среза Fcp=Fo/2=1/(2То), равной половине частоты опроса.

Известная система цифровой передачи информации обеспечивает сокращение избыточности передаваемой информации при заданном динамическом диапазоне Dп значений первичного сигнала за счет использования разностного представления первичного сигнала. Однако из-за действия в канале связи нормального белого шума n(t) с нулевым математическим ожиданием и стандартным отклонением σn в словах принятого цифрового сигнала Sц*(t) возникают ошибки, в результате чего значения выборок Sпp*(t-iTo) принятого сигнала и соответствующие значения S*п(t-jTo) восстановленных выборок первичного сигнала на приемной стороне не совпадают с соответствующими значениями выборок Sпp(t-iTo) передаваемого сигнала и с соответствующими значениями Sп(t-jTo) выборок первичного сигнала на передающей стороне.

Поэтому недостатком известной системы цифровой передачи информации также является недостаточная точность передачи информации при фиксированных значениях динамического диапазона Dп значений первичного сигнала Sп(t) и стандартного отклонения σn нормального белого шума n(t) в канале связи.

Технический результат состоит в повышении точности передачи информации при фиксированных значениях динамического диапазона значений первичного сигнала и стандартного отклонения нормального белого шума в канале связи.

Для достижения указанного технического результата в систему цифровой передачи информации, содержащую: на передающей стороне - источник информации и первый аналого-цифровой преобразователь, выход которого подключен к первому входу канала связи, а на приемной стороне - первый преобразователь код/амплитуда импульса, вход которого соединен с первым выходом канала связи, и последовательно соединенные фильтр нижних частот и получатель информации, введены: на передающей стороне - первый формирователь пороговых уровней, последовательно соединенные преобразователь значения сигнала по модулю (2n-1), первый усилитель в (2n+1) раз и первый сумматор, последовательно соединенные преобразователь значения сигнала по модулю (2n+1), первый усилитель в (2n-1) раз, второй сумматор и второй аналого-цифровой преобразователь, а на приемной стороне - второй формирователь пороговых уровней, последовательно соединенные первое вычитающее устройство, квантователь на (2n+1) уровней и второй усилитель в (2n+1) раз, последовательно соединенные второй преобразователь код/амплитуда импульса, второе вычитающее устройство, квантователь на (2n-1) уровней и второй усилитель в (2n-1) раз, последовательно соединенные третий сумматор, усилитель в (2n-1) раз и преобразователь значений выборок по модулю (22n-1), при этом первая и вторая группы пороговых выходов первого формирователя пороговых уровней соединены с соответствующими пороговыми входами преобразователя значения сигнала по модулю (2n-1) и преобразователя значения сигнала по модулю (2n+1), информационные входы которых подключены к выходу источника информации, первый и второй опорные выходы первого формирователя пороговых уровней подключены к вторым входам соответственно первого и второго сумматоров, а выход второго аналого-цифрового преобразователя соединен с вторым входом канала связи, второй выход которого подключен к входу второго преобразователя код/амплитуда импульса, выход первого преобразователя код/амплитуда импульса соединен с первым входом первого вычитающего устройства, первый и второй опорные выходы второго формирователя пороговых уровней подключены к вторым входам соответственно первого и второго вычитающих устройств, первая и вторая группы пороговых выходов - к соответствующим пороговым входам соответственно квантователя на (2n+1) уровней и квантователя на (2n-1) уровней, а третья группа пороговых выходов - к соответствующим пороговым входам преобразователя значений выборок по модулю (22n-1), выход которого соединен с входом фильтра нижних частот, выходы второго усилителя в (2n+1) раз и второго усилителя в (2n-1) раз подключены соответственно к первому и второму входам третьего сумматора.

Предлагаемая система цифровой передачи информации обеспечивает передачу по каналу связи первого и второго цифровых сигналов, последовательности кодовых слов которых соответствуют в моменты опроса усиленным соответственно в (2n+1) и (2n-1) раз значениям первого и второго передаваемых сигналов с динамическими диапазонами Dп1=Dп/(2n-1) и Dп2=Dп/(2n+1) их значений соответственно. Это позволяет в среднем в соответствующее число раз после соответствующей обработки на приемной стороне уменьшить значение ε погрешности значений первого и второго принятых дискретных сигналов, что и обеспечивает положительный технический результат - повышение точности передачи информации при фиксированных значениях динамического диапазона Dп значений выборок первичного сигнала и стандартного отклонения σn нормального белого шума n(t) в канале связи.

Предлагаемая система цифровой передачи информации может быть реализована с помощью известных функциональных элементов.

На фиг.1 представлена структурная схема системы цифровой передачи информации, в табл.1 и табл.2 представлены значения сигналов в сечениях данной схемы в разные моменты опроса (j=1, …, 25) при допустимом значении погрешности εмакс=1 и шкале значений первичного сигнала Uш0=(22n×εмакс)=256 для частного случая n=4.

Система цифровой передачи информации на передающей стороне содержит источник 1 информации, последовательно соединенные преобразователь 2 значения сигнала по модулю (2n-1), первый усилитель 4 в (2n+1) раз, первый сумматор 6 и первый аналого-цифровой преобразователь 9, последовательно соединенные преобразователь 3 значения сигнала по модулю (2n+1), первый усилитель 5 в (2n-1) раз, второй сумматор 7 и второй аналого-цифровой преобразователь 10, а также первый формирователь 8 пороговых уровней, первая и вторая группы пороговых выходов которого соединены с соответствующими пороговыми входами преобразователя 2 значения сигнала по модулю (2n-1) и преобразователя 3 значения сигнала по модулю (2n+1), а первый и второй опорные выходы подключены к вторым входам соответственно первого и второго сумматоров 6 и 7. Информационные входы преобразователя 2 значения сигнала по модулю (2n-1) и преобразователя 3 значения сигнала по модулю (2n+1) подключены к выходу источника 1 информации, а выходы первого и второго аналого-цифровых преобразователей 9 и 10 соединены соответственно с первым и вторым входами канала 11 связи.

Система цифровой передачи информации на приемной стороне содержит последовательно соединенные первый преобразователь 12 код/амплитуда импульса, первое вычитающее устройство 14, квантователь 16 на (2n+1) уровней и второй усилитель 18 в (2n+1) раз, последовательно соединенные второй преобразователь 13 код/амплитуда импульса, второе вычитающее устройство 15, квантователь 17 на (2n-1) уровней и второй усилитель 19 в (2n-1) раз, последовательно соединенные третий сумматор 20, усилитель 21 в (2n-1) раз, преобразователь 22 значений выборок по модулю (22n-1), фильтр 24 нижних частот и получатель 25 информации, а также второй формирователь 23 пороговых уровней, первый и второй опорные выходы которого подключены к вторым входам соответственно первого и вычитающих устройств 14 и 15, первая и вторая группы пороговых выходов - к соответствующим пороговым входам соответственно квантователя 16 на (2n+1) уровней и квантователя 17 на (2n-1) уровней, а третья группа пороговых выходов - к соответствующим пороговым входам преобразователя 22 значений выборок по модулю (22n-1). Входы первого и второго преобразователей 12 и 13 код/амплитуда импульса соединены соответственно с первым и вторым выходами канала 11 связи, а выходы второго усилителя 18 в (2n+1) раз и второго усилителя 19 в (2n-1) раз подключены соответственно к первому и второму входам третьего сумматора 20.

Система цифровой передачи информации функционирует следующим образом.

На передающей стороне с помощью источника 1 информации формируют первичный сигнал Sп(t) с динамическим диапазоном Dп=22n значений, шкала Uш0=(22n×εмакс) значений которого в 22n раз превышает максимально допустимое значение εмакс погрешности. Значения Sп(t-jTо) первичного сигнала Sп(t) в различные моменты jTo времени (j=1, …, 25) приведены в столбцах 2 табл.1 и табл.2.

Далее преобразуют первичный сигнал Sп(t) в первый и второй передаваемые сигналы S1пp(t) и S2пp(t).

Первый передаваемый сигнал S1пp(t) формируют путем преобразования первичного сигнала Sп(t) следующим образом.

Первичный сигнал Sп(t) подают на информационный вход преобразователя 2 значения сигнала по модулю (2n-1), на пороговые входы которого с первой группы пороговых выходов первого формирователя 8 пороговых уровней поступают (2n+1) пороговых уровней, значения U1i=i(2n-1)×εмакс, [i=0,2n], которых равномерно распределены в пределах шкалы Uш0 значений первичного сигнала. С помощью преобразователя 2 значения сигнала по модулю (2n-1) сравнивают значение Sп(t) первичного сигнала со значениями U1i всех (2n+1) пороговых уровней, определяют значение U1iмакс(t) максимального из превышенных пороговых уровней и преобразуют значение Sп(t) первичного сигнала путем вычитания из него значения U1iмaкc(t) максимального из превышенных пороговых уровней. В результате на выходе преобразователя 2 значения сигнала по модулю (2n-1) формируют первый преобразованный по модулю (2n-1) сигнал S1пм(t)=Sп(t)-U1iмакс(t), значения S1пм(t-jTo) которого в различные моменты jTo времени приведены в столбце 3 табл.1.

Первый преобразованный по модулю (2n-1) сигнал S1пм(t) подают с выхода преобразователя 2 значения сигнала по модулю (2n-1) на вход первого усилителя 4 в (2n+1) раз, на выходе которого получают первый усиленный преобразованный сигнал S1пмy(t)=[Sп(t)-U1iмакс(t)](2n+1), значения S1пмy(t-jTo) которого в различные моменты jTo времени приведены в столбце 5 табл.1.

Первый усиленный преобразованный сигнал S1пмy(t) подают с выхода первого усилителя 4 в (2n+1) раз на первый вход первого сумматора 6, на второй вход которого с первого опорного выхода первого формирователя 8 пороговых уровней поступает первый опорный сигнал, значение которого постоянно и в (2n-1)/2 раз превышает максимально допустимое значение εмакс погрешности. На выходе первого сумматора 6 получают первый передаваемый сигнал S1пp(t)={[Sп(t)-U1iмакс(t)] (2n+1)+εмакс(2n-1)/2}, значения S1пp(t-jTo) которого в различные моменты jTo времени приведены в столбце 7 табл.1.

Второй передаваемый сигнал S2пp(t) формируют путем преобразования первичного сигнала Sп(t) следующим образом.

Первичный сигнал Sп(t) подают на информационный вход преобразователя 3 значения сигнала по модулю (2n+1), на пороговые входы которого с второй группы пороговых выходов первого формирователя 8 пороговых уровней поступают (2n-1) пороговых уровней, значения U2i=i(2n+1)×εмакc, [i=0,(2n-2)], которых равномерно распределены в пределах шкалы Uш0 значений первичного сигнала. С помощью преобразователя 3 значения сигнала по модулю (2n+1) сравнивают значение Sп(t) первичного сигнала со значениями S2i всех (2n-1) пороговых уровней, определяют значение U2iмакс(t) максимального из превышенных пороговых уровней и преобразуют значение Sп(t) первичного сигнала путем вычитания из него значения U2iмакс(t) максимального из превышенных пороговых уровней. В результате на выходе преобразователя 2 значения сигнала по модулю (2n+1) формируют второй преобразованный по модулю (2n+1) сигнал S2пм(t)=Sп(t)-U2iмакс(t), значения S2пм(t-jTo) которого в различные моменты моменты jTo времени приведены в столбце 4 табл.1.

Второй преобразованный по модулю (2n+1) сигнал S2пм(t) подают с выхода преобразователя 3 значения сигнала по модулю (2n+1) на вход первого усилителя 5 в (2n-1) раз, на выходе которого получают второй усиленный преобразованный сигнал S2пму(t)=[Sп(t)-U2iмакс(t)](2n-1), значения S2пму(t-jTo) которого в различные моменты jТо времени приведены в столбце 6 табл.1.

Второй усиленный преобразованный сигнал S2пму (t) подают с выхода первого усилителя 5 в (2n-1) раз на первый вход второго сумматора 7, на второй вход которого с второго опорного выхода первого формирователя 8 пороговых уровней поступает второй опорный сигнал, значение которого постоянно и в (2n+1)/2 раз превышает максимально допустимое значение εмакс погрешности. На выходе второго сумматора 7 получают второй передаваемый сигнал S2пp(t)={[Sп(t)-U2iмакс(t)](2n-1)+εмакс(2n+1)/2}, значения S2пр(t-jTo) которого в различные моменты моменты jTo времени приведены в столбце 8 табл.1.

Сформированные первый и второй передаваемые сигналы S1пp(t) и S2пp(t) подают с выходов первого и второго сумматоров 6 и 7 соответственно на входы первого и второго аналого-цифровых преобразователей 9 и 10, с помощью которых осуществляют аналого-цифровое преобразование указанных сигналов путем их дискретизации с выбранной частотой Fo=1/To опроса, квантования значений полученных в результате дискретизации выборок на 22n уровней и кодирования значений полученных квантованных выборок равномерным двоичным безызбыточным кодом. В результате на выходах первого и второго аналого-цифровых преобразователей 9 и 10 получают первый и второй цифровые сигналы S(t)=ΣS(t-jTo) и S(t)=ΣS(t-jTo) в виде последовательностей двоичных слов S(t-jTo) и S(t-jTo), состоящих из 2n разрядов (значения символов двоичных слов S(t-jTo) и S(t-jTo) сформированных цифровых сигналов S(t) и S(t) в различные моменты jTo времени приведены в столбцах 9 и 10 табл.1).

Сформированные с помощью первого и второго аналого-цифровых преобразователей 9 и 10 первый и второй цифровые сигналы S(t) и S(t) передают по каналу 11 связи на приемную сторону.

В процессе передачи цифровых сигналов S(t) и S(t) в результате воздействия нормального белого шума происходит искажение символов передаваемых двоичных слов S(t-jTo) и S(t-jTo), поэтому на выходе канала 11 связи могут возникать ошибки. Случайные векторы ошибок N1(t) и N2(t) в словах передаваемых цифровых сигналов S(t) и S(t) при нулевом математическом ожидании и стандартном отклонении σn=3εмакс нормального белого шума в различные моменты jTo времени приведены соответственно в столбцах 11 и 12 табл.1 и в столбцах 3 и 4 табл.2.

На приемной стороне принимают полученные искаженные первый и второй цифровые сигналы S*(t) и S*(t) (значения искаженных символов двоичных слов S*(t-jTo) и S*(t-jTo) принятых цифровых сигналов S*(t) и S*(t) в различные моменты jTo времени приведены в столбцах 13 и 14 табл.1 и в столбцах 5 и 6 табл.2), после чего восстанавливают последовательность Sп*(t) выборок первичного сигнала путем преобразования принятых из канала 7 связи искаженных цифровых сигналов S*(t) и S*(t). Осуществляют это следующим образом.

Полученные первый и второй цифровые сигналы S*(t) и S*(t) подают с первого и второго выходов канала 11 связи на входы соответственно первого и второго преобразователей 12 и 13 код/амплитуда импульса. С помощью первого и второго преобразователей 12 и 13 код/амплитуда импульса осуществляют преобразование значений двоичных слов S*(t-jTo) и S*(t-jTo) (см. столбцы 13 и 14 табл.1 и столбцы 5 и 6 табл.2) первого и второго принятых цифровых сигналов S*(t) и S*(t) в значения выборок S1пр*(t-jTo) и S2пр*(t-jTo) (значения этих выборок в различные моменты jTo времени приведены в столбцах 7 и 8 табл.2) соответственно первого и второго принятых дискретных сигналов S1пр*(t)=ΣS1пр*(t-jTo) и S2пр*(t)=ΣS2пр*(t-jTo).

Первый и второй принятые дискретные сигналы S1пр*(t) и S2пр*(t) подают с выходов первого и второго преобразователей 12 и 13 код/амплитуда импульса на первые входы соответственно первого и второго вычитающих устройств 14 и 15, на вторые входы которых с первого и второго опорных выходов второго формирователя 23 пороговых уровней подают первый и второй опорные сигналы, значения которых постоянны и в (2n-1)/2 и в (2n+1)/2 раз соответственно превышают максимально допустимое значение εмакс погрешности. На выходах первого и второго вычитающих устройств 14 и 15 получают соответственно первый и второй уменьшенные принятые дискретные сигналы S1пму*(t)=S1пр*(t)-εмакс(2n-1)/2 и S2пму*(t)=S2пр*(t)-εмакс(2n+1)/2 значения S1пму*(t-jTo) и S2пму*(t-jTo) выборок которых в различные моменты jTo времени приведены соответственно в столбцах 9 и 10 табл.2.

Первый уменьшенный принятый дискретный сигнал S1пму*(t) подают с выхода первого вычитающего устройства 14 на информационный вход квантователя 16 на (2n+1) уровней, на пороговые входы которого с первой группы пороговых выходов второго формирователя 23 пороговых уровней поступают (2n+1) пороговых уровней, значения U1i=i(2n-1)×εмакс,[i=0,2n], которых равномерно распределены в пределах шкалы Uш0 значений первичного сигнала. С помощью квантователя 16 на (2n+1) уровней сравнивают значение S1пму*(t-jTo) каждой выборки (см. столбец 9 табл.2) первого уменьшенного принятого дискретного сигнала S1пму*(t) со значениями U1i всех (2n+1) пороговых уровней, определяют значение U1iмакс(t-jTo) максимального из превышенных пороговых уровней и значение S1пм*(t-jTo)=U1iмакс(t-jTo) каждой квантованной выборки первого уменьшенного принятого дискретного сигнала S1пм*(t) принимают равным соответствующему значению U1iмакс(t-jTo) максимального из превышенных пороговых уровней. В результате на выходе квантователя 16 на (2n+1) уровней формируют первый квантованный уменьшенный принятый дискретный сигнал S1пмy*(t), значения S1пм*(t-jTo) выборок которого в различные моменты jTo времени приведены в столбце 11 табл.2.

Второй уменьшенный принятый дискретный сигнал S2пмy*(t) подают с выхода второго вычитающего устройства 15 на информационный вход квантователя 17 на (2n-1) уровней, на пороговые входы которого с второй группы пороговых выходов второго формирователя 23 пороговых уровней поступают (2n-1) пороговых уровней, значения U2i=i(2n+1)×εмакс, [i=0,(2n-2)], которых равномерно распределены в пределах шкалы Uш0 значений первичного сигнала. С помощью квантователя 17 на (2n-1) уровней сравнивают значение S2пмy*(t-jTo) каждой выборки (см. столбец 10 табл.2) второго уменьшенного принятого дискретного сигнала S2пмy*(t) со значениями U2i всех (2n-1) пороговых уровней, определяют значение U2iмакс(t-jTo) максимального из превышенных пороговых уровней и значение S2пм*(t-jTo)=U2iмакс(t-jTo) каждой квантованной выборки второго уменьшенного принятого дискретного сигнала S2пм*(t) принимают равным соответствующему значению U2iмакс(t-jTo) максимального из превышенных пороговых уровней. В результате на выходе квантователя 17 на (2n-1) уровней формируют второй квантованный уменьшенный принятый дискретный сигнал S2пмy*(t), значения S2пм*(t-jTo) выборок которого в различные моменты jTo времени приведены в столбце 12 табл.2.

После этого значение S1пм*(t-jTo) каждой выборки первого квантованного уменьшенного принятого дискретного сигнала усиливают с помощью второго усилителя 18 в (2n+1) раз, а значение S2пм*(t-jTo) каждой выборки второго квантованного уменьшенного принятого дискретного сигнала усиливают с помощью второго усилителя 19 в (2n-1) раз.

Далее первый и второй усиленные квантованные уменьшенные принятые дискретные сигналы (2n+1) S1пм*(t-jTo) и (2n-1)S2пм*(t-jTo) подают с выходов второго усилителя 18 в (2n+1) раз и второго усилителя 19 в (2n-1) раз соответственно на первый и второй входы третьего сумматора 20, на выходе которого получают единую последовательность SΣпм*(t) квантованных уменьшенных выборок со значениями SΣпм*(t-jTo)=(2n+1) S1пм*(t-jTo)+(2n-l)S2пм*(t-jTo).

Затем с помощью усилителя 21 в (2n-1) раз формируют единую последовательность Sпy*(t) усиленных восстановленных выборок первичного сигнала, значения Sпy*(t-jTo)=(2n-1)SΣпм*(t-jTo) которых в различные моменты jTo времени приведены в столбце 13 табл.2.

Наконец, с помощью преобразователя 22 значений выборок по модулю (22n-1) формируют последовательность Sп*(t) восстановленных выборок первичного сигнала. Для этого на соответствующие пороговые входы преобразователя 22 значений выборок по модулю (22n-1) с третьей группы пороговых выходов второго формирователя 23 пороговых уровней подают (22n-1) пороговых уровней, значения U3i=iεмакc, [i=0, 22n-2], которых равномерно распределены в пределах шкалы Uшо значений первичного сигнала. При этом с помощью преобразователя 22 значений выборок по модулю (22n-1) сравнивают значение Sпy*(t-jTo) каждой усиленной восстановленной выборки первичного сигнала со значениями U3i всех (22n-1) пороговых уровней, определяют значение U3iмакс(t-nТо) максимального из превышенных пороговых уровней и преобразуют значение Sпy*(t-jTo) каждой усиленной восстановленной выборки первичного сигнала путем вычитания из него значения U3iмакс(t-jТо) максимального из превышенных пороговых уровней. В результате на выходе преобразователя 22 значений выборок по модулю (22n-1) получают последовательность Sп*(t)=ΣSп*(t-jTo) восстановленных выборок первичного сигнала, значения Sп*(t-jTo) которых в различные моменты jTo времени приведены в столбце 14 табл.2.

Последовательность Sп*(t) восстановленных выборок первичного сигнала подают с выхода преобразователя 22 значений выборок по модулю (22n-1) на вход фильтра 24 нижних частот с частотой среза, равной половине частоты Fo опроса. С помощью фильтра 24 нижних частот восстанавливают первичный сигнал Sпв(t) путем фильтрации последовательности Sп*(t) восстановленных выборок первичного сигнала.

Восстановленный первичный сигнал Sпв(t) с выхода фильтра 24 нижних частот подают на вход получателя 25 информации.

Основу изобретения составляет такой выбор типа преобразований первичного сигнала, при котором значение погрешности его восстановления на приемной стороне уменьшается в несколько раз при фиксированных значениях динамического диапазона Dп значений первичного сигнала и стандартного отклонения σn нормального белого шума n(t) в канале связи.

Например, в приведенном примере (см. табл.1 и табл.2) реализации заявленной системы цифровой передачи информации при значении динамического диапазона значений первичного сигнала Dп=Uш0макс=22n=256 (n=4) случайные векторы ошибок N1(t) и N2(t) в словах принимаемых цифровых сигналов S*(t) и S* (t) возникают из-за действия в канале связи нормальных белых шумов n1(t) и n2(t) с нулевым математическим ожиданием и стандартным отклонением σn=3εмакс. При этом значения N1(t-jTo) и N2(t-jTo) векторов ошибок (см. столбцы 11 и 12 табл.1 и столбцы 3 и 4 табл.2) в различные моменты jTo времени таковы, что примерно соответствуют вероятности ошибки на бит Рб=0,2. Однако значения Sп*(t-jTo) восстановленных выборок (см. столбец 14 табл.2) первичного сигнала на приемной стороне совпадают с соответствующими значениями Sп(t-jTo) выборок (столбец 2 табл.2) первичного сигнала на передающей стороне.

Таким образом, достигается технический результат - повышение точности передачи информации при фиксированных значениях динамического диапазона Dп значений выборок первичного сигнала и стандартного отклонения σn нормального белого шума n(t) в канале связи.

Литература

1. Радиотехнические системы передачи информации: Учеб. Пособие для вузов. / В.А.Борисов, В.В.Калмыков, Я.М.Ковальчук и др.; Под. ред. В.В.Калмыкова. - М.: Радио и связь, 1990, с.204-205.

2. Основы построения телекоммуникационных систем и сетей: Учебник для вузов. / В.В.Крухмалев, В.Н.Гордиенко, А.Д.Моченов и др.; Под. ред. В.Н.Гордиенко и В.В.Крухмалева. - М.: Горячая линия - Телеком, 2004, с.238-239.

СИСТЕМА ЦИФРОВОЙ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ

СИСТЕМА ЦИФРОВОЙ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ

Система цифровой передачи информации, содержащая: на передающей стороне - источник информации и первый аналого-цифровой преобразователь, выход которого подключен к первому входу канала связи, на приемной стороне - первый преобразователь код/амплитуда импульса, вход которого соединен с первым выходом канала связи, и последовательно соединенные фильтр нижних частот и получатель информации, отличающаяся тем, что введены: на передающей стороне - первый формирователь пороговых уровней, последовательно соединенные преобразователь значения сигнала по модулю (2n-1), первый усилитель в (2n+1) раз и первый сумматор, последовательно соединенные преобразователь значения сигнала по модулю (2n+1), первый усилитель в (2n-1) раз, второй сумматор и второй аналого-цифровой преобразователь, на приемной стороне - второй формирователь пороговых уровней, последовательно соединенные первое вычитающее устройство, квантователь на (2n+1) уровней и второй усилитель в (2n+1) раз, последовательно соединенные второй преобразователь код/амплитуда импульса, второе вычитающее устройство, квантователь на (2n-1) уровней и второй усилитель в (2n-1) раз, последовательно соединенные третий сумматор, усилитель в (2n) раз и преобразователь значений выборок по модулю (22n-1), при этом первая и вторая группы пороговых выходов первого формирователя пороговых уровней соединены с соответствующими пороговыми входами преобразователя значения сигнала по модулю (2n-1) и преобразователя значения сигнала по модулю (2n+1), информационные входы которых подключены к выходу источника информации, первый и второй опорные выходы первого формирователя пороговых уровней подключены к вторым входам соответственно первого и второго сумматоров, а выход второго аналого-цифрового преобразователя соединен с вторым входом канала связи, второй выход которого подключен к входу второго преобразователя код/амплитуда импульса, выход первого преобразователя код/амплитуда импульса соединен с первым входом первого вычитающего устройства, первый и второй опорные выходы второго формирователя пороговых уровней подключены к вторым входам соответственно первого и второго вычитающих устройств, первая и вторая группы пороговых выходов - к соответствующим пороговым входам соответственно квантователя на (2n+1) уровней и квантователя на (2n-1) уровней, а третья группа пороговых выходов - к соответствующим пороговым входам преобразователя значений выборок по модулю (22n-1), выход которого соединен с входом фильтра нижних частот, выходы второго усилителя в (2n+1) раз и второго усилителя в (2n-1) раз подключены соответственно к первому и второму входам третьего сумматора.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к телеметрии, технике связи и может быть использовано в системах передачи информации по дискретным каналам связи. .

Изобретение относится к телеметрии, технике связи, а также к системам передачи информации по цифровым каналам связи. .

Изобретение относится к телеметрии, технике связи, а также к системам передачи информации по цифровым каналам связи. .

Изобретение относится к телеметрии, технике связи и может быть использовано в системах передачи информации по дискретным каналам связи. .

Изобретение относится к телеметрии. .

Изобретение относится к передачи данных процесса от полевого устройства в центр управления процессом. .

Изобретение относится к информационно-управляющим комплексам и может быть использовано для кодирования и спорадической передачи информации о текущем состоянии датчиков дискретных сигналов, отображающих состояние (положение) двухпозиционных исполнительных механизмов (датчиков), цепей охранной и пожарной сигнализации, а также для передачи информации о последовательности изменений указанных сигналов.

Изобретение относится к информационно-управляющим комплексам и может быть использовано для кодирования и спорадической передачи информации о состоянии датчиков дискретных сигналов, отображающих состояние (положение) двухпозиционных исполнительных механизмов, цепей охранной и пожарной сигнализации.

Изобретение относится к информационно-управляющим комплексам для автоматизированных систем управления электрифицированными участками железных дорог. .

Изобретение относится к способам кодирования сообщений. .

Изобретение относится к телеметрии, технике связи и может быть использовано в системах передачи информации по дискретным каналам связи

Изобретение относится к технике связи и может быть использовано в телеметрии и для передачи данных по каналам связи

Изобретение относится к телеметрии, технике связи и может быть использовано в системах передачи информации по цифровым каналам связи

Способ совместной обработки телеметрических сигналов с временным разделением каналов, зарегистрированных на пространственно разнесенных измерительных средствах, относится к радиотехнике, телеизмерительной технике. Технический результат - сокращение потерь телеизмерений, связанных с пороговым эффектом приемной аппаратуры, возникающем при неблагоприятных условиях приема на пространственно разнесенных измерительных средствах. Такой результат достигается тем, что способ предполагает формирование обобщенного массива данных, на основе совместной обработки сигналов, зарегистрированных на пространственно разнесенных измерительных средствах способом фиксации мгновенных значений квадратурных составляющих сигнала промежуточной частоты, до решающих устройств, что позволит получить в результате совместной обработки улучшение соотношения сигнал-шум на входе решающего устройства. 3 ил.

Изобретение относится к телеметрии, технике связи и может быть использовано в системах передачи информации по цифровым каналам связи. Технический результат - повышение помехоустойчивости системы синхронизации средств измерений и передачи информации, минимизация вероятности ложных выходов из синхронизма за счет сбоев при приеме информации, уменьшение вероятности ложного поиска синхронизма за счет случайной имитации сигнала синхронизации в принятом цифровом групповом сигнале; уменьшение времени установления режима синхронизации передаваемых и принимаемых сигналов. Для этого осуществляют выбор сигнала синхронизации (СС), состоящего из трех кодовых конструкций и организуют три параллельных канала обработки. В первом канале осуществляют согласованную корреляционную обработку кодовых последовательностей, состоящих из nk бит, с целью идентификации СС в целом. Во втором канале определяют наличие признаков СС среди анализируемых кодовых конструкций на основе корреляционной обработки (nk/2-1) символов с добавленным символом контроля четности бит «0», находящихся в средине исходного СС. При этом первые nk/4 символа «0» СС и последние его nk/4 символа «1» используют для уменьшения вероятности ложного опознания СС и повышения достоверности нахождения истинного СС. 2 з.п. ф-лы, 6 ил., 7 табл.

Группа изобретений относится к телеметрии. Технический результат заключается в реализации принципов адаптации телеметрических систем, проявляющихся в обеспечении возможностей мониторинга по получаемой информации нештатных ситуаций, требующих повышения помехоустойчивости системы синхронизации, изменения разрядности данных, структур сообщений в групповом сигнале, частоты опроса параметров в условиях следующих ограничений: на точностные характеристики результатов измерений, на спектрально-энергетические показатели каналов связи, время получения и передачи измерительной информации в условиях различного рода помех. Он достигается тем, что реализуют следующие возможности способа: 1) сжатое представление результатов телеизмерений в групповом сигнале; 2) замена несодержательной информации на избыточные символы помехоустойчивых кодов; 3) изменение частот опроса информационно-значимых телеметрируемых параметров и разрядности представления результатов телеизмерений; 4) замена существующих синхросигналов на составные шумоподобные кодовые конструкции двойного назначения. 2 н. и 3 з.п. ф-лы, 20 ил.

Изобретения относятся к способу и системе для программирования универсального пульта дистанционного управления. Техническим результатом является автоматическое генерирование макрокоманд для универсального пульта дистанционного управления из последовательности команд, выполненных пользователем посредством исходного пульта дистанционного управления. Способ программирования универсального пульта дистанционного управления заключается в том, что выполняется запрос пользователя на выполнение последовательности команд, содержащей более одной команды из исходного пульта дистанционного управления, для управления устройством (306). Команды из вышеупомянутой последовательности захватываются и анализируются (308). Проанализированные команды сопоставляются с кодовым набором или ветвями базы данных кодового дерева (310). Последовательность команд используется для генерирования макрокоманды для выполнения действия, в котором принимает участие устройство (316). 3 н. и 7 з.п. ф-лы, 4 ил.

Изобретение относится к способу и системе передачи информации. Технический результат заключается в повышении достоверности передаваемой информации. Для этого осуществляют преобразование двоичного кода в две последовательности логического троичного кода с символами S0, S1, S2 и Т0, T1, Т2, при этом на первом этапе модуляции первую последовательность сигналов S0, S1, S2 представляют в виде амплитудно-импульсной модуляции (АИМ3), а вторую Т0, Т1, Т2 - в виде широтно-импульсной модуляции (ШИМ3). Затем на втором этапе модуляции сигнала, передаваемого по каналу связи, АИМ3 преобразуют в частотную модуляцию (ЧМ3), а амплитуду частотно-модулированных колебаний ставят в соответствие со значениями символов S0, S1, S2 троичного кода. При этом три фиксированные длительности ШИМ3, преобразуют в бинарную фазовую модуляцию Ф М 2 ( 3 ) , при которой в моменты изменения длительности ШИМ меняют фазу несущей частоты с комбинированной модуляцией ЧМ3+АМ3 на 180°. На приемной стороне для демодуляции сформированного на передающей стороне сигнала, помимо частотного и фазовых демодуляторов в каждом из каналов выделения частотных составляющих принимаемого сигнала, используют амплитудный демодулятор, полученные результаты амплитудной демодуляции сравнивают с данными, полученными частотным и фазовым демодуляторами. 2 н. и 3 з.п. ф-лы, 4 ил.

Изобретение относится к телеметрии и может быть использовано в системах передачи данных по каналам связи при летных испытаниях ракетно-космической техники. Технический результат заключается в обеспечении сжатия данных телеизмерений на синтаксическом - битовом уровне при уменьшении погрешностей квантования телеметрируемых параметров (ТМП) и повышении помехоустойчивости передачи сообщений. В способе и системе осуществляют многошкальные измерения, когда один и тот же информационно-значимый ТМП приходилось представлять и передавать в нескольких шкалах измерений, например в грубой и точной, при этом исключают эффект «зашкаливания» значений ТМП в нештатных и аварийных ситуациях, поскольку заранее выбранные шкалы телеизмерений не будут соответствовать реальным их значениям, полученным в ходе летного эксперимента. На передающей стороне слова-измерения преобразуют в образы-остатки путем операций, эквивалентных делению их значений на выбранные определенным образом числа, представляющие собой модули сравнения, из образов-остатков формируют новые информационные слова и расставляют их в уплотненном цифровом групповом телеметрическом сигнале в определенной последовательности по отношению к сигналам синхронизации, сформированный из образов-остатков цифровой уплотненный групповой телеметрический сигнал подвергают последующей модуляции и передаче, а на приемной стороне принимают полученную последовательность переданных символов двоичного кода, формируют восстановленную последовательность информационных слов и осуществляют их обработку с целью восстановления первоначальных результатов измерений с исправлением ошибок передачи и оцениванием достоверности полученной информации. 2 н. и 5 з.п. ф-лы, 6 ил.

Изобретение относится к системам передачи информации по цифровым каналам связи. Технический результат заключается в обеспечении помехозащищенности передаваемой информации за счет структурно-алгоритмического преобразования (САП) результатов телеметрии, в обеспечении контроля и исправления ошибок. На передающей стороне каждое из значений слов-измерений, умноженных на первый модуль сравнения, представляют образами-остатками, найденными путем операций, эквивалентных делению полученного результата умножения на значение второго модуля сравнения, в качестве которого используют шкалу представления Ш = 22n. При приеме используют два алгоритма декодирования, условно называемых «жесткий», являющийся универсальным, и «мягкий», использование которого обеспечивает обнаружение и исправление ошибок передачи. 2 н. и 1 з.п. ф-лы, 7 ил.
Наверх