Избирательный усилитель

Изобретение относится к области радиотехники и связи. Техническим результатом является повышение добротности Q АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Избирательный усилитель содержит первый (1) входной транзистор, база которого соединена с первым источником сигнала (2), а эмиттер через первый (3) токостабилизирующий двухполюсник связан с первой (4) шиной источника питания, второй (5) входной транзистор, эмиттер которого соединен с первой (4) шиной источника питания через второй (6) токостабилизирующий двухполюсник, а коллектор подключен ко второй (7) шине источника питания, первый (8) частотно-задающий резистор, включенный между выходом устройства (9) и второй (7) шиной источника питания, первый (10) корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого (1) и второго (5) входных транзисторов. Коллектор первого (1) входного транзистора соединен с выходом (9) устройства через первый (11) p-n переход, выполненный на основе эмиттерно-базового перехода биполярного транзистора, коллектор первого (1) входного транзистора соединен с базой дополнительного транзистора (12), эмиттер которого связан с первой (4) шиной источника питания через третий (13) токостабилизирующий двухполюсник и соединен с выходом (9) устройства через второй (14) корректирующий конденсатор, параллельно первому (8) частотно-задающему резистору включен третий (15) корректирующий конденсатор, причем выход (9) устройства связан по переменному току с базой второго (5) входного транзистора. 5 з.п. ф-лы, 11 ил.

 

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей на двух-трех транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2-10 и f₀=1÷5 ГГц.

Известны схемы усилителей, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе двух-трех транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению (АЧХ) в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-28]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте фирмы Philips Cor. WO/2006/077525. Он содержит первый 1 входной транзистор, база которого соединена с первым источником сигнала 2, а эмиттер через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, второй 5 входной транзистор, эмиттер которого соединен с первой 4 шиной источника питания через второй 6 токостабилизирующий двухполюсник, а коллектор подключен ко второй 7 шине источника питания, первый 8 частотно-задающий резистор, включенный между выходом устройства 9 и второй 7 шиной источника питания, первый 10 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого 1 и второго 5 входных транзисторов.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению К₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности Q АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ диапазона с f₀=1÷5 ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем первый 1 входной транзистор, база которого соединена с первым источником сигнала 2, а эмиттер через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, второй 5 входной транзистор, эмиттер которого соединен с первой 4 шиной источника питания через второй 6 токостабилизирующий двухполюсник, а коллектор подключен ко второй 7 шине источника питания, первый 8 частотно-задающий резистор, включенный между выходом устройства 9 и второй 7 шиной источника питания, первый 10 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого 1 и второго 5 входных транзисторов, предусмотрены новые элементы и связи - коллектор первого 1 входного транзистора соединен с выходом 9 устройства через первый 11 p-n переход, выполненный на основе эмиттерно-базового перехода биполярного транзистора, коллектор первого 1 входного транзистора соединен с базой дополнительного транзистора 12, эмиттер которого связан с первой 4 шиной источника питания через третий 13 токостабилизирующий двухполюсник и соединен с выходом 9 устройства через второй 14 корректирующий конденсатор, параллельно первому 8 частотно-задающему резистору включен третий 15 корректирующий конденсатор, причем выход 9 устройства связан по переменному току с базой второго 5 входного транзистора.

Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 и п.2 формулы изобретения.

На чертеже фиг.3 показана схема ИУ в соответствии с п.3 и п.4 формулы изобретения.

На чертеже фиг.4 показана схема ИУ, соответствующая п.5 формулы изобретения.

На чертеже фиг.5 показана схема ИУ в соответствии с п.6 формулы изобретения.

На чертеже фиг.6 показана схема ИУ фиг.3 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов техпроцесса SGB25VD.

На чертеже фиг.7 приведена логарифмическая амплитудно-частотная характеристика коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.6 (укрупненный масштаб), а на чертеже фиг.8 - логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.6 (мелкий масштаб).

На чертеже фиг.9 показана схема ИУ в среде компьютерного моделирования Cadence (транзисторы SiGe: npnVs, W=2, L=2, техпроцесс SGB25VD, Iк.max=6 мА), в которой изменялось число параллельно включенных транзисторов Q 6, Q11 (m₁₂=1, m₁₂=2, m₁₂=3) (12 - фиг.2).

На чертеже фиг.10 представлены логарифмические амплитудно-частотные характеристики коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.9 при разных значениях числа параллельно включенных m₁₂ транзисторов 12, а на чертеже фиг.11 - логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики ИУ фиг.9 при m₁₂=1, m₁₂=2, m₁₂=3.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит первый 1 входной транзистор, база которого соединена с первым источником сигнала 2, а эмиттер через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, второй 5 входной транзистор, эмиттер которого соединен с первой 4 шиной источника питания через второй 6 токостабилизирующий двухполюсник, а коллектор подключен ко второй 7 шине источника питания, первый 8 частотно-задающий резистор, включенный между выходом устройства 9 и второй 7 шиной источника питания, первый 10 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого 1 и второго 5 входных транзисторов. Коллектор первого 1 входного транзистора соединен с выходом 9 устройства через первый 11 p-n переход, выполненный на основе эмиттерно-базового перехода биполярного транзистора, коллектор первого 1 входного транзистора соединен с базой дополнительного транзистора 12, эмиттер которого связан с первой 4 шиной источника питания через третий 13 токостабилизирующий двухполюсник и соединен с выходом 9 устройства через второй 14 корректирующий конденсатор, параллельно первому 8 частотно-задающему резистору включен третий 15 корректирующий конденсатор, причем выход 9 устройства связан по переменному току с базой второго 5 входного транзистора.

На чертеже фиг.2, в соответствии с п.2 формулы изобретения, дополнительный транзистор 12 выполнен в виде составного транзистора, содержащего m₁₂≥1 параллельно включенных биполярных транзисторов.

На чертеже фиг.3, в соответствии с п.3 формулы изобретения, последовательно с первым 10 корректирующим конденсатором включен второй 16 частотно-задающий резистор.

Кроме этого, на чертеже фиг.3, в соответствии с п.4 формулы изобретения, выход 9 устройства связан по переменному току с базой второго 5 входного транзистора через дополнительный буферный усилитель 17.

На чертеже фиг.4, в соответствии с п.5 формулы изобретения, база второго 5 входного транзистора связана по переменному току с выходом 9 устройства через второй 14 корректирующий конденсатор.

На чертеже фиг.5, в соответствии с п.6 формулы изобретения, общий узел первого 10 корректирующего конденсатора и второго 16 частотно-задающего резистора связан со вторым входом 18 устройства через четвертый 19 корректирующий конденсатор.

На чертеже фиг.6 показана схема заявляемого ИУ фиг.2 на моделях SiGe интегральных транзисторов.

На чертеже фиг.7 приведена амплитудно-частотная характеристика ИУ фиг.6 в крупном масштабе.

На чертеже фиг.8 приведены амплитудно- и фазочастотная характеристики ИУ фиг.6 в более мелком масштабе.

На основе схемы фиг.9, соответствующей чертежу фиг.2, исследовалось влияние числа параллельно включенных транзисторов Q 6, Q 11 (транзистор 12, фиг.2) и емкости конденсаторов С5 (конденсатор 14, фиг.2) на амплитудно-частотную характеристику.

Графики фиг.10 характеризуют изменения АЧХ ИУ фиг.9 в крупном масштабе от изменения числа параллельно включенных транзисторов Q 6 и Q 11 (m₁₂=2÷3), а также емкости конденсатора С5 (С5=0, С5≠0).

Графики фиг.11 характеризуют изменения АЧХ ИУ фиг.9 в более мелком масштабе от изменения числа параллельно включенных транзисторов Q 6 и Q 11 (m₁₂=2÷3), а также емкости конденсатора С5 (C₅=0, C₅≠0).

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Источник переменного входного сигнала u_вх (2) изменяет коллекторный и эмиттерный токи первого 1 входного транзистора. Комплексный характер проводимости его эмиттерной цепи, образованной первым 10 корректирующим конденсатором и сопротивлениями эмиттерных переходов первого 1 и второго 5 входных транзисторов (r_э1≈h_11.1, r_э5≈h_11.5), обеспечивает передачу этого сигнала через эмиттер первого 1 входного транзистора в выходную 9 цепь устройства, которая реализована на базе третьего 15 корректирующего конденсатора и первого 8 частотно-задающего резистора. Комплексность полного сопротивления этой цепи (C₁₅, R₈) и характер изменения тока коллектора транзистора 1 обеспечивают резонансный вид амплитудно-частотной характеристики ИУ. Вводимый в ИУ контур обратной связи, образованный подключением базы второго 5 входного транзистора к выходу устройства 9, имеет реактивный характер в области низких частот (f<<f₀) благодаря комплексной проводимости эмиттерных цепей второго 5 и первого 1 входных транзисторов. Указанная особенность сохраняет неизменной частоту квазирезонанса ИУ (f₀) при любой глубине этой обратной связи и позволяет увеличить добротность Q ИУ и его коэффициент усиления по напряжению К₀ при заданном значении полного сопротивления в выходной цепи устройства (конденсатор C₁₅ и сопротивление резистора R₈).

Покажем аналитически, что более высокие значения К₀ и Q в диапазоне высоких частот реализуются в схеме фиг.2.

В результате анализа схемы фиг.2 можно получить, что комплексный коэффициент передачи по напряжению ИУ фиг.2 определяется по формуле:

где

τ₁=С₁₀(h_11.1+h_11.5);

τ₂=С₁₅R₈,

где h_21.i=α_i, h_11.i - малосигнальные h - параметры i-го транзистора в схеме с общей базой; K_i - коэффициент передачи по току от коллектора транзистора 1 до резистора 8 в диапазоне рабочих частот ИУ, когда влиянием конденсатора 14 на работу схемы можно пренебречь, причем:

где m₁₂ - число параллельно включенных эмиттеров в структуре транзистора 12.

Таким образом, из (1)-(5) следует, что в предлагаемом ИУ может быть реализована заданная добротность Q независимо от выбранной частоты квазирезонанса f₀.

Аналогично можно показать, что коэффициент усиления по напряжению (К₀), f₀ и добротность (Q) модифицированной схемы избирательного усилителя фиг. 3 (при коэффициенте усиления по напряжению буферного усилителя 17 К_у17=1) определяются по формулам:

τ₁=C₁₀(R₁₆+h_11.1+h_11.5);

τ₂=C₁₅R₈,

Если выбрать R₁₆>>h_11.1≈h_11.5 и τ₁=τ₂, то добротность заявляемого ИУ и коэффициент К₀ устройства фиг.3 будут определяться по предлагаемым формулам:

где

Выбирая (при R₈=R₁₆) в формуле (9) те или иные значения сомножителя 1+m₁₂ (например, 1+m₁₂=1,8-1,999), который зависит от отношения площадей эмиттерных переходов транзисторов 11 и 12, можно получить практически любые заданные значения добротности Q и коэффициента усиления К₀.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.7, фиг.8, полученные в результате моделирования схемы фиг.6, а также графики фиг.10, фиг.11, которые позволяют определить влияние параметра m₁₂ на АЧХ.

Введение частотно-задающего резистора 16 (п.3 формулы изобретения) позволяет ослабить влияние статического режима транзисторов 1 и 5 и его нестабильности на основные параметры ИУ: Q, K₀, f₀.

Введение согласующего буферного усилителя 17 (п.4 формулы изобретения) решает задачу согласования статических потенциалов в схеме заявляемого устройства и оптимизации динамического диапазона ИУ.

При реализации ИУ по схеме фиг.5 (п.6 формулы изобретения) создаются условия для более грубого подавления сигнала в области низких частот f<<f₀.

Действительно, минимизацию асимптотического затухания в ИУ на частоте f<<f₀ можно обеспечить применением четвертого корректирующего конденсатора 19 (фиг.5). В этом случае:

τ₁=(С₁₀+С₁₉)(R₁₆+h_11.1+h_11.5);

τ₂=С₁₅R₈,

Таким образом, полученная параметрическая степень свободы конденсатора 19 (С₁₉) может дополнительно использоваться для реализации необходимого соотношения между Q и К₀. Такие требования характерны при интеграции ИУ в СФ блоки (например, частотные фильтры с дополнительной межзвенной связью).

Таким образом, заявляемые схемотехнические решения реализуются на n-p-n транзисторах, например, техпроцесса SGB25VD и характеризуются более высокими значениями коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀, а также повышенными величинами добротности Q, определяющей избирательные свойства.

Источники информации

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy // Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К. Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. акад. РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент WO/2006/077525.

4. Патент US 4.267.518, fig.6

5. Патент RU 2101850, fig.1.

6. Патент WO/2007/022705.

7. Патентная заявка US 2006/0186951, fig.3.

8. Патентная заявка US 2007/0040604, fig.3.

9. Патент WO/03052925A1, fig.3.

10. Патент US 6.011.431, fig.4.

11. Патент US 5.331.478, fig.3.

12. Патент US 4.885.548, fig.9.

13. Патент US 4.974.916, fig.1.

14. Патентная заявка US 2008/0122530, fig.4.

15. Патент US 5.298.802.

16. Патент US 2009/0261899, fig.3.

17. Патент CN 101204009.

18. Патент EP 1844547.

19. Патент UA 17276.

20.Патент US 2009/0289714, fig.4.

21. Патент US 7.202.762.

22. Патент US 6.188.272.

23. Патент US 5.847.605.

24. Патент US 7.116.961.

25. Патентная заявка US 2011/0109388, fig.2.

26. Патентная заявка US 2006/0186951, fig.2.

27. Патент US 5.012.201, fig.2.

28. Патентная заявка US 2010/0201437, fig.2

1. Избирательный усилитель, содержащий первый (1) входной транзистор, база которого соединена с первым источником сигнала (2), а эмиттер через первый (3) токостабилизирующий двухполюсник связан с первой (4) шиной источника питания, второй (5) входной транзистор, эмиттер которого соединен с первой (4) шиной источника питания через второй (6) токостабилизирующий двухполюсник, а коллектор подключен ко второй (7) шине источника питания, первый (8) частотно-задающий резистор, включенный между выходом устройства (9) и второй (7) шиной источника питания, первый (10) корректирующий конденсатор, включенный между эмиттерами первого (1) и второго (5) входных транзисторов, отличающийся тем, что коллектор первого (1) входного транзистора соединен с выходом (9) устройства через первый (11) p-n переход, выполненный на основе эмиттерно-базового перехода биполярного транзистора, коллектор первого (1) входного транзистора соединен с базой дополнительного транзистора (12), эмиттер которого связан с первой (4) шиной источника питания через третий (13) токостабилизирующий двухполюсник и соединен с выходом (9) устройства через второй (14) корректирующий конденсатор, параллельно первому (8) частотно-задающему резистору включен третий (15) корректирующий конденсатор, причем выход (9) устройства связан по переменному току с базой второго (5) входного транзистора.

2. Избирательный усилитель по п.1, отличающийся тем, что дополнительный транзистор (12) выполнен в виде составного транзистора, содержащего m₁₂>1 параллельно включенных биполярных транзисторов.

3. Избирательный усилитель по п.1, отличающийся тем, что последовательно с первым (10) корректирующим конденсатором включен второй (16) частотно-задающий резистор.

4. Избирательный усилитель по п.2, отличающийся тем, что выход (9) устройства связан по переменному току с базой второго (5) входного транзистора через дополнительный буферный усилитель (17).

5. Избирательный усилитель по п.2, отличающийся тем, что база второго (5) входного транзистора связана по переменному току с выходом (9) устройства через второй (14) корректирующий конденсатор.

6. Избирательный усилитель по п.2, отличающийся тем, что общий узел первого (10) корректирующего конденсатора и второго (16) частотно-задающего резистора связан со вторым входом (18) устройства через четвертый (19) корректирующий конденсатор.