Широкополосный усилитель

 

Сок1з Советских

Социалистических

Республик

Зависимое от авт. свидетельства №

Заявлено 09Х11.1968 (№ 1254328i26-9) Кл. 21aI, 29/02 с присоединением заявки №

Приоритет

Комитет по делам изобретений и открытий при Совете Министров

СССР

МПК Н 03f

УДК 621.375.121:621.375. .134 (088.8) Опубликовано 04.Х1.1969. Бюллетень ¹ 34

Дата опубликования описания 2.IV.1970

Лвтор изобретения

В. И. Нагорнов

Заявитель

ШИРОКОПОЛОСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ

Предлагаемый транзисторный (ламповый) усилитель со скомпенсированными в широкой полосе частот индуктивностью вывода эмиттера (катода) и проходной емкостью коллектор — база (анод — сетка) может быть использован в тех областях радиотехники и электроники, где требуется усиление электрических сигналов в широкой или черезвычайно широкой полосах частот, например в радио- и радиорелейной связи, радиолокации, импульсных устройствах и т. д.

В настоящее время широкополосные усилители строятся по различным принципам, основанным, как правило (за исключением усилителей распределенного усиления УРУ), на шунтировании и компенсации различного рода реактивных цепей, как специально поставленных, так и паразитных. Поэтому в подавляющем большинстве случаев они представляют собой, по существу, узкополосные усилители со скомпенсированными в одной точке реактивностями — вывода эмиттера (катода) и обратной связи коллектор †ба (анод— сетка) и полосой, расширенной соответствующей величиной шунта; при этом комплексность входного и выходного сопротивлений схемы зачастую даже нарастает.

Наличие же комплексности во входном и выходном сопротивлениях транзистора резко ухудшает условия согласования и серьезно ограничивает полосу пропускания прп стремлении добиться максимального усиления мощности.

В предлагаемом усилителе в цепи обратной связи между коллектором и базой и между эмиттером и общей шиной включены соответственно П-образныц и Т-образный фильтры нижних частот типа К или М, которые прп надлежащем выборе их параметров позволя10 ют получить полосу пропускання усилителя, сравнимую с граничной частотой усиления прп одновременном получении максимального усиления и малой неравномерности частотной характеристики.

15 Одновременно с достижением малой комплексности входного и выходного сопротивлений для всех практически важных случаев построения транзисторных и ламповых усилителей входное и выходное сопротивления ока20 зываются равными, причем равенство достигается тем точнее, чем шире полоса пропускания.

3 то обстоятельство существенно отличает предлагаемый усилитель от существующих, 25 так как в нем при расширении полосы согласование улучшается. В этом смысле усилитель является по сути дела усилителем бегущей Волны, TBI как каскады еl о соедпня10тся друг с другом непосредственно при очень ма30 лых коэффициентах отражения.

255997

На фиг. 1 — 3 представлены принципиальные схемы, поясняющие работу предлагаемого усилителя; на фиг. 4 и о — вариант схемы для относительно узкополосного усилителя; на фиг. 6 и 7 — варианты включения активного элемента в схему — с общей базой и общим коллектором соответственно.

Усилитель на фиг. 1 выполнен на транзисторе 1, Между его коллектором и базой включен нагруженный на собственное волновое сопротивление 2 П-ооразный фильтр нижних частот типа К, состоящий из проходной емкости 8, индуктивности 4 и емкости 5, образующий параллельную обратную связь по напряжению. Нагруженный на собственное волновое сопротивление б Т-образный фильтр нижних частот типа К, состоящий из индуктивности 7 вывода эмиттера, емкости 8 и индуктивности

9, включен между эмиттером и общей шиной и образует последовательную обратную связь по току. Схема содержит также сопротивление нагрузки 10, источник е сигнала с э.д.с. и внутреннее сопротивление l i

Усилитель на фиг. 2 выполнен, как и предыдущий, на транзисторе 11, но в цепях обратной связи его применены фильтры нижних частот типа М, образованные: П-образный фильтр — волновым сопротивлением 12, проходной емкостью 18, индуктивностью 14, емкостями 15 и 1б и Т-образный — волновым сопротивлением 17, индуктивностью 18, емкостью 19, индуктивностями 20 и 21 и сопротивлением нагрузки 22.

Работа схем основана на следующих свойствах фильтров нижних частот.

Как известно, в полосе пропускания волновое сопротивление фильтра нижних частот активно и постоянно вплоть до частот, близких к резонансной частоте соо, вблизи которой волновое сопротивление Т-образного фильтра падает до нуля, а П-образного — неограниченно возрастает. На частотах выше <оо Т-образный фильтр обладает индуктивным, а П-образный — емкостным реактивными сопротивлениями. Входное сопротивление фильтра, нагруженного на волновое сопротивление в полосе частот вплоть до соо, равно волновому или весьма близко к нему. Включсние в фильтр нижних частот звеньев типа М, или увеличение числа звеньев позволяет получать практически любой закон изменения волнового сопротивления фильтра в области частот, близких к 0)p. При pBBHblx резонансных частотах элементы Т- и П-образных фильтров взаимно дуальны и находятся в соотношении:

Я 1 2 3 (i = — = — = — ="Я"

С, С, С, для фильтра типа К

2 Li 1 2 Lp L4 и 2 1 2 3 4 Я

С> С, Cs С4 для фильтра типа М.

При включении между коллектором и базой

--транзистора П-образного и в цепь эмпттера

Т-образного фильтров нижних частот, в качестве элементов звеньев которых используются проходная емкость 8 ко,л.лектора и индуктивность 7 вывода эмиттера, внутренняя обрагная связь, обусловленная реактивными элементами 7 и 8, ликвидируется в полосе частот от «нулевых» до резонансной частоты ко каждого фильтра и заменяется обратной связью, обусловленной волновым сопротивлением каждого фильтра. Эквивалентная схема усилителя в этом случае может быть представлена так, как показано на фиг. 3. Поскольку обратная связь фиг. 3 осуществляется активными сопротивлениями 28 и 24, исчезает комплектность входного и выходного сопротивлений усилителя, обусловленная комплексностью обратнои связи через индуктивность 7 вывода эмиттера (фиг. 1), 18 (фиг. 2) и проходную емкость 8 (фиг. 1), 18 (фиг. 2). При пренебрежении паразитными входной и выходной емкостями, обусловленными конструкцией и монтажом, входное и выходное сопротивления усилителя в широком диапазоне частот становятся чисто активными. Понижение степени обратной связи вблизи резонансных частот фильтров (в результате отмеченной специфики изменения волновых сопротивлений фильтров с частотой) увеличивает коэффициент усиления усилителя в области этих частот, что в известной степени позволяет компенсировать падение усиления на верхних частотах.

За резонансной частотой каждого фильтра обусловленная им обратная связь становится комплексной (индуктивной в цепи эмиттера и емкостной в цепи коллектор — база), быстро нарастающей с ростом частоты.

Из всего изложенного очевидно, что, если резонансные частоты Т- и П-образных фильтров равны или близки друг к другу, полоса пропускания усилителей фиг. 1 и 2 практически равна полосе пропускания этих фильтров и принципиально может быть близка к граничной частоте усиления транзистора. При этом форма частотной характеристики вблизи граничной частоты может достаточно просто регулироваться постановкой фильтров типа M или созданием многозвенных комбинаций из фильтров К и М.

Следует отметить еще одно свойство предложенного усилителя. Если сопротивление 2 (фиг. 1) меньше, а сопротивление б больше соответствующих волновых сопротивлений, то

П-образный и Т-образный фильтры нижних частот вырождаются соответственно в параллельный и последовательный колебательные контуры. При этом полоса пропускания каждого фильтра сужается, а эквивалентные сопротивления в цепи обратной связи (фиг. 3) изменяются так, что степень обратной связи уменьшается (величина сопротивления 28 растет, а сопротивления 24 падает). Это означает увеличение коэффициента усиления в новой, более узкой, полосе, т. е. усилитель получается относительно узкополосным с повышенным

255997 усилением при сохранении всех вышеперечисленных свойств.

Отсюда, в частности, следует, что, чем шире полоса пропусканпя усилителя (т. е. чем в более широкой полосе отмеченные фильтры нижних частот имеют активное входное сопротивление), тем менее жестки требования к точности совпадения их граничных частот в цепи коллектора и эмиттера, и, наоборот, требования к точности выполнения компенсации растут с уменьшением полосы. Последнее свойство систем компенсации (так называемая

«нейтрализация» внутренней обратной связи) достаточно хорошо известно и послужило причиной слабого их распространения. Однако в предлагаемой схеме, ввиду ее широкополосности, неточность компенсации практически никак не проявляется.

Из изложенного следует также, что, если отвлечься от условий практической реализуемости, для компенсации комплексности ооратной связи, обусловленной проходной емкостью и индуктивностью вывода, можно использовать любой тип взаимно дуальных фильтров любой структуры. При этом можно получить частотную характеристику усилителя практически л;обой формы.

Модификациями схем фиг. 1 и 2 могут служить: — схемы фиг. 1 и 2, когда сопротивления 6 и 2, 17 и 12 не равны соответствующим волновым сопротивлениям, а остальные элементы выбраны так, чтобы получалась определенная полоса пропускания; — схемы фиг. 1 и 2, фильтры нижних частот в соответствующих цепях которых заменены многозвенными комбинациями взаимно дуальных фильтров (в том числе комбинациями типов М и К); — схема фиг. 4, в которой нагрузкой является полосовой фильтр, а компенсирующие фильтры нижних частот имеют полосы пропускания несколько шире, чем полоса пропускания фильтра нагрузки. В этом случае также можно получить высокий коэффициент усиления без существенной потери устойчивости усилителя на границах полосы пропускания, так как па этих частотах эквивалентные сопротивления 26 и 26 обратной связи активны (фиг. 5).

Модификациями предлагаемой схемы могут служить схемы фиг. б и 7, которые, отличаясь от схем фиг. 1 и 2 только способами съема сигнала, представляют собой схемы усилителей с общей базой и общим коллектором с упомянутыми фильтрами нижних частот и со включенным в них сопротивлением 27 (фиг. б), 28 (фиг. 7), создающим отрицательную обратную связь. При эгом нагрузочным сопротивлением служит соответственно либо 2с1 (фиг. б), либо 80 (фиг. 7).

Сопротивление 27, как и сопротивление г„

5 выбирают так, чтобы получить максимальное усиление и максимальную полосу пропускания усилителя для схемы с общим эмиттером, т. е. оно должно быть согласованным сопротивлением. Для всех трех схем включения фиг. 1, l0 б и 7 оно (как и r,) одинаково. Величина его для высокочастотных транзисторов может быть определена по следующей приближенной формуле:

R =r=

: о.

s i Лв

При этом входное и выходное сопротивления транзисторного усилителя также получаются равными:

Аналогично рассмотренному транзисторному усилителю на тех же принципах может быть сконструирован усилитель на электронной лампе или на любом другом активном

25 трехполюснике. Элементы такого усилителя выбирают описанным выше способом.

Предмет изобретения

Широкополосный усилитель с активным элеЗО ментом в виде транзистора илп электронной лампы или любого другого активного трехполюсника при любом способе их включения в схему, содержащий RCI -цепи, создающие комбинированную последовательно-параллель35 ную частотно зависимую отрицательную обратную связь, и резистор, включенный между выводом коллектора и местом подключения источника сигнала, отличаюи1ийся тем, что, с целью обеспечения усиления сигналов в по40 лосе с граничными частотами, близкими соответственно к нулевой и предельной частотам усиления активного элемента, в цепь эмиттера транзистора включен нагружвнный на волновое сопротивление Т-образный фильтр ниж45 kIIIx частот типа М или К, первым входным элементом последовательного плеча которого служит индуктивность вывода эмиттера, а между выводами коллектора и базы включен Iакже нагруженный на волновое сопротивле50 пие П-образный фильтр нижних частот типа

М илп К, первым входным элементом параллельного плеча которого является проходная емкость коллек|ор — база, при этом величины упомянутого резистора и выходного сопротив55 ления псгочнпка сигнала выбраны из условия получения максимального усиления мощности при включении транзистора по схеме с общим эи нттером. Риг. 1

15 1б

>иг 5 иг Z

Фиг 7 гз

3 а к аз 584/4

Фиг. 3

255997

Тираж 480

Типография, пр. Сапунова, 2 г7

Фиг

Подписное