Двухтактный мостовой преобразователь напряжения

Изобретение относится к силовой преобразовательной технике и является устройством, реализующим энергетически эффективный импульсный способ регулирования мощности, передаваемой в нагрузку. Технический результат - повышение энергетической эффективности и надежности. Устройство представляет собой двухтактный мостовой преобразователь напряжения, который содержит транзисторы (силовые управляемые ключи), образующие транзисторную мостовую схему, и двухполюсник нагрузки транзисторной мостовой схемы. Первый и второй транзисторы транзисторной мостовой схемы, соединенные последовательно, образуют первую транзисторную цепь, которая включена между шинами питания. Третий и четвертый транзисторы транзисторной мостовой схемы, соединенные последовательно, образуют вторую транзисторную цепь, которая включена между шинами питания. Средние точки первой и второй транзисторных цепей являются соответственно первым и вторым выводами выходной цепи транзисторной мостовой схемы, и с ними соединены первый и второй выводы двухполюсника нагрузки транзисторной мостовой схемы. Первый и второй транзисторы управляются парафазными импульсными сигналами первой их последовательности, а третий и четвертый транзисторы управляются парафазными импульсными сигналами второй их последовательности. Вторая последовательность парафазных импульсных сигналов сдвинута по времени относительно первой последовательности. Поставленные цели достигаются тем, что введены дополнительно дроссели и С-цепи, содержащие конденсаторы. Первый вывод обмотки первого дросселя непосредственно соединен с первым выводом выходной цепи транзисторной мостовой схемы, а второй вывод обмотки первого дросселя подключен к шинам питания или к шине питания через конденсаторы или конденсатор первой С-цепи. Первый вывод обмотки второго дросселя непосредственно соединен со вторым выводом выходной цепи транзисторной мостовой схемы, а второй вывод обмотки второго дросселя подключен к шинам питания или к шине питания через конденсаторы или конденсатор второй С-цепи. В первом варианте схемы предлагаемого устройства введены дополнительные конденсаторы, и в первой и второй транзисторных цепях каждый из содержащихся в них транзисторов или один из них шунтирован соответствующим дополнительным конденсатором. Во втором варианте схемы предлагаемого устройства введены дополнительные диоды. Второй вывод обмотки первого дросселя подключен к первой и второй шинам питания через соответственно первый и второй дополнительные диоды. Второй вывод обмотки второго дросселя подключен к первой и второй шинам питания через соответственно третий и четвертый дополнительные диоды. 2 з.п. ф-лы, 3 ил.

 

Изобретение относится к силовой преобразовательной технике и является устройством, реализующим энергетически эффективный импульсный способ регулирования мощности, передаваемой в нагрузку.

Двухтактный мостовой преобразователь напряжения, рассматриваемый в качестве прототипа [1, стр.255, рис.13], содержит транзисторы (силовые управляемые ключи), образующие транзисторную мостовую схему, и двухполюсник нагрузки транзисторной мостовой схемы.

Первый и второй силовые транзисторы соединены последовательно и образуют первую транзисторную цепь, включенную между первой и второй шинами питания. Транзисторы управляются первой последовательностью парафазных сигналов [1, стр.255, рис.15: Out_A, Out_B].

Третий и четвертый силовые транзисторы, соединенные последовательно, образуют вторую транзисторную цепь, включенную между указанными шинами питания. Транзисторы управляются второй последовательностью парафазных сигналов, которая сдвинута по времени относительно первой последовательности [1, стр.255, рис.15: Out_C, Out_D]. Регулированием сдвига по времени между первой и второй последовательностями парафазных сигналов обеспечивается регулирование потока энергии, передаваемого в нагрузку.

Средние точки первой и второй транзисторных цепей являются соответственно первым и вторым выводами выходной цепи транзисторной мостовой схемы, и с ними соединены первый и второй выводы двухполюсника нагрузки транзисторной мостовой схемы.

В устройстве, рассматриваемом в качестве прототипа, двухполюсник нагрузки транзисторной мостовой схемы выполнен в виде обмотки дросселя и первичной обмотки трансформатора, которые соединены последовательно. Первичная обмотка трансформатора связана магнитно с цепью приемника энергии, преобразуемой устройством, т.е. с цепью нагрузки преобразователя. Магнитная связь первичной обмотки трансформатора с цепью нагрузки преобразователя обеспечивается тем, что нагрузка гальванически связана с вторичными обмотками трансформатора через выходной LC-фильтр и вентильные элементы выпрямителя [1, стр.255, рис.13].

В известной схеме энергия, которая в каждом цикле запасается в дросселе, присутствующем в двухполюснике нагрузки транзисторной мостовой схемы, используется для того, чтобы до момента поступления очередного отпирающего сигнала во входную цепь транзистора обеспечить его переход в состояние инверсной проводимости. Тем самым снижаются практически до нуля коммутационные потери в транзисторе при отпирании, связанные с выделением энергии в его выходной цепи, которая запасена в емкостях этого полупроводникового прибора. Этот способ коммутации, получивший название "Zero Voltage Switch - ZVS" (переключение при нулевом напряжении), можно реализовать только при условии, если энергия, запасенная в магнитном накопителе, больше той, которую необходимо вывести из емкости прибора, разрядив до нуля этот емкостной накопитель [1, стр.258-260].

Энергия в емкостном накопителе определяется величиной напряжения, до которого он заряжен (в рассматриваемой схеме оно равно напряжению питания). Энергия, запасаемая в магнитном накопителе, определяется током его обмотки. Поэтому при снижении выходной мощности, когда этот ток уменьшается, а также при возрастании напряжения питания, когда увеличивается энергия, которую необходимо передать в емкостные накопители, магнитная энергия оказывается недостаточной для реализации режима ZVS.

Индуктивный характер проводимости цепи, которая включена между средними точками первой и второй транзисторных цепей, способствует быстрому нарастанию напряжения на транзисторе в процессе его запирания и, как следствие, возникновению значительных коммутационных потерь.

Высокие коммутационные потери в транзисторах снижают надежность их работы и, соответственно, надежность устройства в целом, а также понижают эффективность преобразования электрической энергии.

Целью предложения, содержащегося в данной заявке, является повышение энергетической эффективности и надежности устройства.

Предлагаемое устройство представлено на фиг.1, а диаграммы изменения во времени импульсных сигналов управления транзисторами этого устройства изображены на фиг.2.

Существенные признаки предлагаемого устройства, совпадающие с аналогичными признаками прототипа, состоят в том, что:

- Транзисторы 1, 2, 3 и 4 образуют транзисторную мостовую схему.

- Шины питания 5 и 6 подключены к источнику энергии 7, преобразуемой предлагаемым устройством. Этим источником создается напряжение между шинами питания.

- Первый транзистор 1 и второй транзистор 2 транзисторной мостовой схемы, соединенные последовательно, образуют первую транзисторную цепь, которая включена между шинами питания.

- Третий транзистор 3 и четвертый транзистор 5 транзисторной мостовой схемы, соединенные последовательно, образуют вторую транзисторную цепь, которая включена между шинами питания.

- Средние точки первой и второй транзисторных цепей являются соответственно первым и вторым выводами выходной цепи транзисторной мостовой схемы.

- К выходной цепи транзисторной мостовой схемы подключен двухполюсник 8 нагрузки транзисторной мостовой схемы. Первый и второй выводы выходной цепи транзисторной мостовой схемы соединены соответственно с первым и вторым выводами 9 и 10 двухполюсника 8.

- Силовые транзисторы 1 и 2 управляются первой последовательностью двух парафазных импульсных сигналов, которые на фиг.2 представлены как U_A и U_B соответственно. Они сдвинуты по времени относительно друг друга на половину периода и одинаковы по длительности, которая близка к половине периода.

- Силовые транзисторы 3 и 4 управляются второй последовательностью двух парафазных импульсных сигналов, которые на фиг.2 представлены как U_C и U_D соответственно. Они сдвинуты по времени относительно друг друга на половину периода и одинаковы по длительности, которая близка к половине периода.

- Вторая последовательность импульсных сигналов сдвинута по времени (задержана) относительно первой последовательности, как показано на фиг.2. Благодаря изменению времени задержки, в каждом такте работы изменяется длительность подключения двухполюсника 8 нагрузки транзисторной мостовой схемы к источнику питания 7.

Существенные отличительные признаки предлагаемого устройства состоят в том, что:

- В устройство введены дополнительно дроссели 11 и 12, а также С-цепи, содержащие конденсаторы 13, 14, 15 и 16.

- Первый вывод обмотки первого дросселя 11 непосредственно соединен с первым выводом выходной цепи транзисторной мостовой схемы, а второй вывод обмотки дросселя 11 подключен к шинам питания 5 и 6 через конденсаторы 13 и 14 первой С-цепи. Возможен упрощенный вариант схемы, в котором один из этих конденсаторов (например, конденсатор 13) исключен.

- Первый вывод обмотки второго дросселя 12 непосредственно соединен со вторым выводом выходной цепи транзисторной мостовой схемы, а второй вывод обмотки дросселя 12 подключен к шинам питания 5 и 6 через конденсаторы 15 и 16 второй С-цепи. Возможен упрощенный вариант схемы, в котором один из этих конденсаторов (например, конденсатор 15) исключен.

Конкретное выполнение (топология) двухполюсника 8 не является существенным признаком. Функция, выполняемая двухполюсником 8, состоит в передаче энергии, которая поступает в двухполюсник при подключении его выводов к шинам питания через транзисторы мостовой схемы, потребителю преобразуемой энергии, т.е. в нагрузку преобразователя. Другая функция, которую выполняет двухполюсник 8, состоит в том, что в каждом такте в магнитном накопителе, присутствующем в двухполюснике, запасается энергия. Она используется для реализации режима ZVS. В простейшем варианте схемы, изображенном на фиг.1, двухполюсник 8 представлен в виде активно-индуктивной нагрузки 17.

На фиг.3 приведен вариант схемы предлагаемого устройства, который отличается от варианта схемы на фиг.1 тем, что введены дополнительно конденсаторы 18, 19, 20 и 21, которые шунтируют выходные цепи транзисторов 1, 2, 3 и 4 мостовой схемы. Возможен упрощенный вариант схемы. Он характеризуется тем, что в каждой из двух транзисторных цепей, одна из которых содержит транзисторы 1 и 2, а другая - транзисторы 3 и 4, конденсатором шунтирована выходная цепь одного из двух транзисторов.

В варианте схемы, приведенном на фиг.3, двухполюсник 8 представлен в виде цепи, содержащей соединенные последовательно обмотку дросселя 22 и первичную обмотку 23 трансформатора 24. Вторичная обмотка 25 этого трансформатора связана гальванически с нагрузкой преобразователя. Конкретное выполнение этой связи не показано на фиг.3, поскольку не является существенным признаком. В частности, например, связь вторичной обмотки 25 трансформатора 24 с нагрузкой преобразователя может быть выполнена подобно тому, как в устройстве, принятом за прототип.

На фиг.4 приведен вариант схемы предлагаемого устройства, который отличается от вариантов схемы на фиг.1 и 3 тем, что введены дополнительно первый, второй, третий и четвертый диоды (26, 27, 28 и 29 соответственно). Второй вывод обмотки первого дросселя 11 подключен к шине питания 5 через первый диод 26 и подключен к шине питания 6 через второй диод 27. Второй вывод обмотки второго дросселя 12 подключен к шине питания 5 через третий диод 28 и подключен к шине питания 6 через второй диод 29.

Цели технического решения, предлагаемого в данной заявке, достигаются благодаря взаимодействию существенных известных и отличительных признаков устройства.

В первой части первых (нечетных) тактов работы устройства под действием сигналов управления U_A и U_D (фиг.2) в состоянии высокой проводимости находятся первый и четвертый транзисторы 1 и 4 мостовой схемы. Через транзистор 1 к шине питания 5, которая находится под положительным потенциалом по отношению к шине 6, создаваемым источником питания 7, подключен первый вывод 9 двухполюсника 8. Через транзистор 4 к шине питания 6 подключен второй вывод 10 двухполюсника 8. Соответственно в первой части первых (нечетных) тактов работы устройства к выводам 9 и 10 двухполюсника 8 оказывается приложенным напряжение положительной полярности. Его абсолютное значение равно напряжению источника питания 7.

Во второй части первых (нечетных) тактов работы устройства под действием сигналов управления U_A и U_C (фиг.2) в состоянии высокой проводимости находятся первый и третий транзисторы 1 и 3 мостовой схемы. Через транзистор 1 к шине питания 5 оказывается подключенным вывод 9 двухполюсника 8, а через транзистор 3 - вывод 10. Из-за высокой проводимости транзисторов 1 и 3, цепь между выводами 9 и 10 оказывается закороченной, что означает равенство нулю напряжения между этими выводами.

В первой части вторых (четных) тактов работы устройства под действием сигналов управления U_B и U_C (фиг.2) в состоянии высокой проводимости находятся второй и третий транзисторы 2 и 3 мостовой схемы. Через транзистор 3 к шине питания 5, которая находится под положительным потенциалом по отношению к шине 6, создаваемым источником питания 7, подключен второй вывод 10 двухполюсника 8. Через транзистор 2 к шине питания 6 подключен первый вывод 9 двухполюсника 8. Соответственно в первой части вторых (четных) тактов работы устройства к выводам 9 и 10 двухполюсника 8 оказывается приложенным напряжение отрицательной полярности. Его абсолютное значение равно напряжению источника питания 7.

Во второй части первых (нечетных) тактов работы устройства под действием сигналов управления U_A и U_D (фиг.2) в состояние высокой проводимости находятся второй и четвертый транзисторы 2 и 4 мостовой схемы. Через транзистор 2 к шине питания 6 оказывается подключенным вывод 9 двухполюсника 8, а через транзистор 4 - вывод 10. Из-за высокой проводимости транзисторов 2 и 4, цепь между выводами 9 и 10 оказывается закороченной, что означает равенство нулю напряжения между этими выводами.

Таким образом, если пренебречь короткими интервалами коммутационных процессов в транзисторах мостовой схемы, напряжение между выводами 9 и 10 двухполюсника 8 представляется в виде последовательности прямоугольных импульсов положительной и отрицательной полярности, амплитуда которых равна напряжению питания. Импульсы чередующейся полярности разделены интервалами, во время которых напряжение между выводами 9 и 10 двухполюсника 8 равно нулю.

Путем регулирования времени задержки между первой последовательностью парафазных импульсных сигналов (U_A, U_B) на фиг.2) и второй последовательностью (U_C, U_D) обеспечивается изменение длительности двуполярных импульсов напряжения между выводами 9 и 10 двухполюсника 8. Тем самым изменяется мощность, подводимая к двухполюснику 8, которая с его помощью передается в нагрузку преобразователя.

Алгоритм управления транзисторами мостовой схемы таков, что в первой транзисторной цепи, образованной соединенными последовательно первым и вторым транзисторами 1 и 2, одинаковы длительности состояния проводимости первого и второго транзисторов, составляя по половине периода работы. Мгновенное значение потенциала общей точки этих транзисторов, являющейся первым выводом выходной цепи транзисторной мостовой схемы, равно напряжению питания, когда в состоянии проводимости находится транзистор 1, и равно нулю, когда в состоянии проводимости находится транзистор 2. Соответственно среднее значение потенциала первого вывода выходной цепи транзисторной мостовой схемы равно половине напряжения питания.

Аналогичным образом и по такой же причине, которая была рассмотрена выше, происходит изменение во времени мгновенного значения потенциала второго вывода транзисторной мостовой схемы. Соответственно среднее значение потенциала второго вывода выходной цепи транзисторной мостовой схемы, как и среднее значение первого вывода, равно половине напряжения питания.

Средняя точка первой С-цепи, которая включена между шинами питания и образована конденсаторами 13 и 14, соединенными последовательно, отделена от первого вывода мостовой транзисторной схемы обмоткой первого дросселя 11. Поскольку среднее значение напряжения на этой обмотке близко к нулю, среднее значение потенциала общей точки конденсаторов 13 и 14 первой С-цепи оказывается практически равным среднему значению потенциала первого вывода мостовой транзисторной схемы. Таким образом, потенциал средней точки первой С-цепи, образованной конденсаторами 13 и 14, будет пульсировать около среднего значения, равного половине напряжения питания. Относительная величина этой пульсации может быть сделана незначительной путем соответствующего выбора емкости конденсаторов 13 и 14. Поэтому без существенной погрешности при качественном рассмотрении процессов можно принять, что потенциал средней точки последовательной цепи, образованной конденсаторами 13 и 14, равен половине напряжения питания.

По тем же причинам, которые рассмотрены выше, потенциал средней точки второй С-цепи, которая включена между шинами питания и образована конденсаторами 15 и 16, соединенными последовательно, устанавливается тоже равным половине напряжения питания.

На интервале проводимости транзистора 1 на обмотке первого дросселя 11 действует напряжение положительной полярности величиной, равной половине напряжения питания. Если учитывать незначительную пульсацию потенциала общей точки конденсаторов 13 и 14 первого С-фильтра, то напряжение на обмотке, изменяясь по величине, остается близким к половине напряжения питания.

Под действием напряжения положительной полярности на обмотке первого дросселя 11 ток этой обмотки изменяется в положительном направлении (в качестве положительного направления тока обмотки принято направление от первого вывода обмотки, обозначенного точкой на фиг.1, ко второму ее выводу). Поскольку последовательно с обмоткой дросселя 11 включена конденсаторная цепь, среднее значение тока обмотки дросселя принудительно устанавливается равным нулю. Поэтому на интервале проводимости транзистора 1 ток обмотки дросселя 11 изменяется в положительном направлении от отрицательного амплитудного значения, которое он имеет в начале этого интервала. Этот ток достигает положительного амплитудного значения к концу интервала проводимости транзистора 1.

Таким образом, к моменту окончания интервала проводимости транзистора 1 в первом дросселе 11 накапливается максимальная энергия, а ток его обмотки, достигший амплитудного значения, имеет направление от первого вывода обмотки ко второму. При запирании транзистора 1 и переходе его выходной цепи в состояние низкой проводимости, током обмотки дросселя, в котором накопилась энергия, осуществляется перезаряд емкостей транзисторов 1 и 2. Во время процесса перезаряда понижается потенциал первого вывода транзисторной мостовой схемы. Когда этот потенциал достигнет значения, близкого к нулю по величине, но отрицательной полярности, выходная цепь транзистора 2 переходит в состояние инверсной проводимости. Затем состояние проводимости транзистора 2 поддерживается управляющим сигналом U_B, начало которого незначительно задержано относительно момента окончания сигнала управления U_A первым транзистором (фиг.2).

Рассмотренная картина процессов означает, что в предлагаемом устройстве реализуется режим ZVS для пары транзисторов 1 и 2. При этом, в отличие от устройства, описанного в [1], реализация благоприятного режима ZVS не зависит ни от уровня тока нагрузки, ни от уровня питающего напряжения.

Отсутствие зависимости условий обеспечения режима ZVS от величины тока нагрузки преобразователя обусловлено тем, что энергия, которая запасается в дросселе 11 и используется для обеспечения указанного режима, определяется током обмотки этого дросселя. Он никак не связан с током, который протекает по цепи между выводами 19 и 10 двухполюсника 8, и величина которого определяется параметрами нагрузки преобразователя.

Отсутствие зависимости условий обеспечения режима ZVS от напряжения питания обусловлено тем, что величина тока обмотки первого дросселя 11 пропорциональна напряжению питания. Энергия, запасаемая в дросселе, пропорциональна квадрату величины тока его обмотки, а величина энергии, запасаемой в емкостных накопителях транзисторов 1 и 2, пропорциональна квадрату величины напряжения питания. Поэтому оказывается, что уровни энергии, которые запасаются в индуктивном и емкостном накопителях, пропорциональны друг другу, независимо от величины питающего напряжения. Соответственно, если энергия, запасенная в индуктивном накопителе, достаточна для реализации режима ZVS при данном (например, низком) значении напряжения питания, то она также будет достаточной для реализации этого режима при другом (более высоком) питающем напряжении.

Отмеченное обстоятельство существенно снижает коммутационные потери в транзисторах при их отпирании, причем это имеет место при изменении тока нагрузки в полном диапазоне (от нуля до максимума) и при заданных (как правило, ограниченных) пределах изменения напряжения питания. Отмеченное свойство предлагаемого устройства повышает его надежность и эффективность процесса преобразования энергии.

Процессы коммутации другой пары транзисторов 3 и 4 подобны процессам, рассмотренным применительно к транзисторам 1 и 2. Разница состоит только в том, что в этих процессах участвуют транзисторы другой пары, т.е. 3 и 4, а также второй дроссель 12 и конденсаторы 15 и 16 второй С-цепи.

Соответствующим выбором индуктивности обмоток первого и второго дросселей 1 и 2 можно обеспечить любой (достаточно высокий) уровень запасаемой в них энергии. Это обстоятельство позволяет уменьшить коммутационные потери при запирании транзисторов мостовой схемы путем шунтирования их выходных цепей дополнительными конденсаторами. При этом запасенная в дросселях 11 и 12 энергия оказывается достаточной, в силу большой ее величины, для обеспечения режима ZVS при отпирании этих транзисторов, если даже дополнительные конденсаторы включены параллельно их выходным цепям. Устройство, в котором реализовано это техническое решение, представлено на фиг.3.

Благодаря использованию конденсаторов 18, 19, 20 и 21, которые шунтируют выходные цепи транзисторов 1, 2, 3 и 4 соответственно, при запирании этих транзисторов уменьшается скорость нарастания напряжения на них в процессе запирания. Этим обеспечивается "эффект разнесения во времени" спада тока транзистора и нарастания напряжения на нем. Следствием такого эффекта является уменьшение мощности, выделяющейся в транзисторе на интервале коммутационного процесса запирания прибора.

Техническое решение, используемое в устройстве на фиг.3, способствует дополнительному повышению его надежности, а также эффективности процесса преобразования энергии, осуществляемого этим устройством.

В схеме, изображенной на фиг.3, как и в прототипе, двухполюсник 8 представлен в виде цепи, которая содержит обмотку дросселя 22 и первичную обмотку 23 трансформатора 24, соединенные последовательно. В этом случае при высоких уровнях выходной мощности преобразователя, когда значителен ток указанных обмоток, основная часть энергии, необходимая для реализации режима ZVS, запасается в дросселе 22. Дополнительные дроссели 11 и 12 используются для того, чтобы энергия, накапливаемая в них в каждом такте, была бы достаточна для реализации режима ZVS при низких значениях выходной мощности, когда малы значения тока, протекающего по обмотке дросселя 22.

Принцип действия и достигаемый положительный эффект остаются в силе, если в каждом из предлагаемых устройств, схемы которых приведены на фиг.1 и 3, вторые выводы обмоток первого и второго дросселей подключить к одной из шин питания, используя для этого только по одному конденсатору в каждой из двух С-цепей. Однако такое упрощение, хотя и возможно, но не является целесообразным по причине, которая рассматривается ниже.

Выполнение каждой С-цепи в виде двух конденсаторов, соединенных последовательно, позволяет рассматривать каждую из этих цепей, как составную часть входного конденсаторного фильтра, которая обеспечивает фильтрацию высокочастотных составляющих входного тока, будучи включенной между шинами питания. Эта часть фильтра всегда присутствует в реальных устройствах, и поэтому дополнительные материальные затраты для создания двух С-цепей в предлагаемом устройстве минимальны. К этому следует добавить, что при условии, если питание преобразователя осуществляется высоким напряжением (например, 600-700 В, которое получено путем выпрямления напряжения трехфазной сети переменного тока), то возникает проблема использования электролитических конденсаторов. Последовательное соединение менее высоковольтных электролитических конденсаторов (например, с рабочим напряжением 450 В) может быть успешно реализовано в данной схеме, поскольку ее свойством является гарантированное выравнивание напряжений на двух соединенных последовательно конденсаторах. В этом случае весь входной конденсаторный фильтр может быть выполнен в виде двух С-цепей, содержащих конденсаторы 13, 14, 15 и 16, как показано на фиг.1 и 3. Соответственно дополнительные материальные затраты практически исключаются, а задача создания высоковольтного входного фильтра существенно облегчается.

Принцип действия и достигаемый положительный эффект остаются в силе, если в устройстве, схема которого приведена на фиг.3, в каждой из двух транзисторных цепей шунтировать один из двух ее транзисторов, соединенных последовательно. Однако такое упрощение схемы, хотя и возможно, но не является целесообразным. Шунтирование каждого транзистора мостовой схемы конденсатором позволяет минимизировать расстояние между выводами выходной цепи транзистора и выводами конденсатора, включаемого параллельно этой цепи. Такая минимизация является необходимым условием для уменьшения паразитных индуктивностей проводников, связывающих транзистор и шунтирующий конденсатор. Импульсы напряжения, возникающие на этих индуктивностях, мешают понижению скорости нарастания напряжения на транзисторе при его запирании.

Если путем соответствующего выбора конденсаторов первой и второй С-цепей обеспечивается низкая пульсация потенциалов на вторых выводах обмоток дросселей 11 и 12, то при первоначальном включении процесс установления симметричной формы знакопеременного тока этих обмоток занимает множество тактов. Одинаковость амплитуд положительного и отрицательного импульсов токов обмоток является необходимым условием реализации режима ZVS путем использования энергии, запасаемой дросселями 11 и 12 в каждом такте. Таким образом, условия для обеспечения режима ZVS наступают не сразу.

Если емкости конденсаторов С-цепей невелики, то эти конденсаторы совместно с дросселями образуют резонансные LC-цепи. Процессы в них имеют колебательный характер, и всегда в реальных условиях резонансная частота отличается от рабочей частоты преобразователя. По этой причине возникает неопределенность величины энергии, запасаемой в дросселях, т.е. отсутствует гарантия реализации режима ZVS.

Устранение отмеченных недостатков обеспечивается применением схемы, представленной на фиг.4, где каждая из двух С-цепей содержит по одному конденсатору (это, например, конденсаторы 14 и 16 первой и второй С-цепей соответственно).

В этом устройстве во время первого такта начального (т.е. первого) цикла работы конденсаторы 14 и 16 заряжаются до уровня, равного напряжению питания. Это следует из рассматриваемой ниже картины электрических процессов в схеме.

При отпирании первого транзистора 1 заряжается конденсатор 14. Заряд конденсатора 14 осуществляется током обмотки дросселя 11, а процесс заряда имеет колебательный характер. При этом в момент, когда напряжение на конденсаторе 14 достигнет уровня напряжения питания, равного Е, ток обмотки дросселя дорастет до амплитудного значения, которое равно $$\frac{E}{\sqrt{L/C}}$$ , где величинами L и С обозначены соответственно индуктивность обмотки дросселя 11 и емкость конденсатора 14.

После того как напряжение на конденсаторе 14 незначительно превысит уровень напряжения питания, отпирается диод 26. При этом ток обмотки дросселя 11 начинает циркулировать по короткозамкнутому контуру. Он образован диодом 26 и выходной цепью первого транзистора 1, которая находится в состоянии высокой проводимости под действием управляющего сигнала. Благодаря незначительности потерь энергии в короткозамкнутом контуре, циркуляция тока обмотки дросселя 11 практически без снижения его величины происходит до конца интервала высокой проводимости выходной цепи транзистора 1.

После запирания транзистора 1 происходит быстрое понижение потенциала первого вывода мостовой транзисторной схемы, к которому подключен вывод 9 двухполюсника 8. Понижение потенциала обеспечивается, благодаря сложению токов обмотки дросселя 11 и обмотки дросселя 22, присутствующего в двухполюснике 8.

Снижение потенциала первого вывода мостовой транзисторной схемы завершается переходом второго транзистора 2 в режим инверсной проводимости. Это происходит до поступления отпирающего сигнала во входную цепь транзистора 2, и тем самым отпирание этого транзистора осуществляется в режиме ZVS.

После перехода транзистора 2 в состояние высокой проводимости (при этом не имеет значение, каков характер этой проводимости, т.е. является ли она инверсной, или проводимость прямая, и она обусловлена действием сигнала управления) обмотка дросселя 11 оказывается включенной между шинами питания 5 и 6. Такое включение обмотки имеет место, пока по обмотке дросселя 11 ток протекает в прежнем направлении, т.е. от первого вывода этой обмотки к ее второму выводу. При этом первый вывод обмотки дросселя 11 подключен к шине питания 6 через выходную цепь транзистора 2, а второй вывод этой обмотки подключен к шине питания 5 через диод 26, пока ток диода имеет прямое направление. Этим током в источник питания 7 выводится энергия, запасенная в дросселе 11. При этом ток обмотки дросселя 11 спадает, и спад тока происходит практически линейно во времени.

Пока диод 26 остается в состоянии проводимости, напряжение на конденсаторе 14 сохраняется практически на неизменном уровне, т.е. оно равно напряжению питания Е. Когда снижающийся во времени ток обмотки дросселя 11 спадет до нуля, диод 26 перейдет в запертое состояние. После этого момента конденсатор 14 начинает разряжаться через обмотку дросселя 11 и выходную цепь транзистора 2, находящуюся в состоянии высокой проводимости. Процесс разряда конденсатора 14 имеет колебательный характер, а энергия, запасенная в конденсаторе, переходит в дроссель 11. Когда напряжение на конденсаторе 14 снизится до нуля, ток обмотки дросселя 11, протекающий по ней в направлении от второго вывода к первому, достигнет амплитудного значения. Оно равно $$\frac{E}{\sqrt{L/C}}$$ .

Ток обмотки дросселя 11, протекающий по конденсатору 14, создаст на нем небольшое отрицательное напряжение, при котором обеспечивается работа диода 27 в режиме прямой проводимости. При этом ток обмотки дросселя 11 начинает циркулировать по короткозамкнутому контуру. Он образован диодом 27 и выходной цепью второго транзистора 2, которая находится в состоянии высокой проводимости под действием управляющего сигнала. Благодаря незначительности потерь энергии в короткозамкнутом контуре, циркуляция тока обмотки дросселя 11 практически без снижения его величины происходит до конца интервала высокой проводимости выходной цепи транзистора 2.

После запирания транзистора 2 происходит быстрое повышение потенциала первого вывода мостовой транзисторной схемы, к которому подключен вывод 9 двухполюсника 8. Повышение потенциала обеспечивается, благодаря сложению токов обмотки дросселя 11 и обмотки дросселя 22, присутствующего в двухполюснике 8.

Повышение потенциала первого вывода мостовой транзисторной схемы завершается переходом первого транзистора 1 в режим инверсной проводимости. Это происходит до поступления отпирающего сигнала во входную цепь транзистора 1, и тем самым отпирание этого транзистора осуществляется в режиме ZVS.

После перехода транзистора 1 в состояние высокой проводимости (при этом не имеет значение, каков характер этой проводимости, т.е. является ли она инверсной, или проводимость прямая, и она обусловлена действием сигнала управления) обмотка дросселя 11 оказывается включенной между шинами питания 5 и 6. Такое включение обмотки имеет место, пока по обмотке дросселя 11 ток протекает в прежнем направлении, т.е. от второго вывода этой обмотки к ее первому выводу. При этом первый вывод обмотки дросселя 11 подключен к шине питания 6 через выходную цепь транзистора 1, а второй вывод этой обмотки подключен к шине питания 5 через диод 27, пока ток диода имеет прямое направление. Этим током в источник питания 7 выводится энергия, запасенная в дросселе 11. При этом ток обмотки дросселя 11 спадает, и спад тока происходит практически линейно во времени.

Пока диод 27 остается в состоянии проводимости, напряжение на конденсаторе 14 сохраняется практически на неизменном уровне, близком к нулю. Когда снижающийся во времени ток обмотки дросселя 11 спадет до нуля, диод 27 перейдет в запертое состояние. После этого момента конденсатор 14 начинает заряжаться через обмотку дросселя 11 и выходную цепь транзистора 1, находящуюся в состоянии высокой проводимости. Этот процесс уже рассмотрен выше.

Процессы изменения тока обмотки второго дросселя 12 и напряжения на конденсаторе 16 при переключении транзисторов 3 и 4 происходят подобно процессам, которые уже рассмотрены применительно к первому дросселю 11, конденсатору 14 и транзисторам 1 и 2.

Во всех последующих циклах работы схемы рассмотренная картина процессов в ней повторяется. Таким образом, при использовании схемы, изображенной на фиг.4, благоприятный режим коммутации транзисторов моста обеспечивается, начиная с первого цикла работы. Этот режим затем реализуется во всех последующих циклах работы устройства.

Источник информации

1. Микросхемы для импульсных источников питания и их применение. 2-е изд., испр. и доп.- Издательский дом «Додэка -XXI», 2001. - 608 с.

1. Двухтактный мостовой преобразователь напряжения, содержащий транзисторы (силовые управляемые ключи), образующие транзисторную мостовую схему, и двухполюсник нагрузки транзисторной мостовой схемы, первый и второй транзисторы транзисторной мостовой схемы, соединенные последовательно, образуют первую транзисторную цепь, которая включена между шинами питания, третий и четвертый транзисторы транзисторной мостовой схемы, соединенные последовательно, образуют вторую транзисторную цепь, которая включена между шинами питания, средние точки первой и второй транзисторных цепей являются соответственно первым и вторым выводами выходной цепи транзисторной мостовой схемы, и с ними соединены первый и второй выводы двухполюсника нагрузки транзисторной мостовой схемы, причем первый и второй транзисторы управляются парафазными импульсными сигналами первой их последовательности, третий и четвертый транзисторы управляются парафазными импульсными сигналами второй их последовательности, которая сдвинута по времени относительно первой последовательности, отличающийся тем, что введены дополнительно дроссели и С-цепи, содержащие конденсаторы, первый вывод обмотки первого дросселя непосредственно соединен с первым выводом выходной цепи транзисторной мостовой схемы, а второй вывод обмотки первого дросселя подключен к шинам питания или к шине питания через конденсаторы или конденсатор первой С-цепи, первый вывод обмотки второго дросселя непосредственно соединен со вторым выводом выходной цепи транзисторной мостовой схемы, а второй вывод обмотки второго дросселя подключен к шинам питания или к шине питания через конденсаторы или конденсатор второй С-цепи.

2. Двухтактный мостовой преобразователь напряжения по п.1, отличающийся тем, что в устройство введены дополнительные конденсаторы, и в первой и второй транзисторных цепях каждый из содержащихся в них транзисторов или один из них шунтирован соответствующим дополнительным конденсатором.

3. Двухтактный мостовой преобразователь напряжения по п.1 или 2, отличающийся тем, что в устройство введены дополнительные диоды, и второй вывод обмотки первого дросселя подключён к первой и второй шинам питания через соответственно первый и второй дополнительные диоды, а второй вывод обмотки второго дросселя подключён к первой и второй шинам питания через соответственно третий и четвёртый дополнительные диоды.