Устройство фазовой автоподстройки частоты



Устройство фазовой автоподстройки частоты
Устройство фазовой автоподстройки частоты

Владельцы патента RU 2565526:

Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" (RU)

Изобретение относится к устройствам стабилизации параметров автогенераторов и может быть использовано в технике связи и управления, радиоавтоматике, системах авторегулирования. Достигаемый технический результат - повышение устойчивости, определяющей полосу захвата частоты, при сохранении высокой точности фазовой синхронизации. Устройство фазовой автоподстройки частоты содержит знакомодульный логический фазовый дискриминатор (ЗМЛФД), управляемый генератор, три сумматора напряжений, интегратор, пропорциональное звено, два формирователя напряжения, два обнуляемых интегратора и делитель частоты. 2 ил.

 

Изобретение предназначено для стабилизации параметров автогенераторов, применяемых в радиотехнических и измерительных устройствах.

Известны устройства (системы) фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) [1-3], обеспечивающие высокую точность синхронизации, проявляющуюся в высокой стабильности полезного колебания, формируемого на основе опорного колебания. Системы ФАПЧ с фильтрующими цепями астатического типа [1] реализуют фазовую синхронизацию формируемого колебания относительно опорного с точностью, определяемой параметрами фазового детектора (дискриминатора).

Использование в составе астатических систем ФАПЧ фазовых дискриминаторов цифрового типа (логических фазовых дискриминаторов) [4, 5, 7] позволяет выполнять подстройку формируемого колебания относительно опорного колебания с разностью фаз Δφ→0. Это подтверждается выкладками, опубликованными в [9, 10].

Наивысшая точность синхронизации при достаточной устойчивости структуры обеспечивается в астатической системе ФАПЧ [6]. В ней для повышения устойчивости используется блок формирования напряжений, содержащий совокупность обнуляемых интеграторов с положительными обратными связями, позволяющими реализовывать нелинейный закон формирования управляющих напряжений. Указанная система ФАПЧ выбрана в качестве прототипа.

Использование такой структуры в случае, когда знак разности фаз в процессе подстройки частоты меняется с периодом, значительно превышающим период частоты опорного колебания, позволяет получать на выходе формирователя напряжение большого уровня. Это напряжение, воздействуя на управляемый (подстраиваемый) генератор, способствует интенсификации процесса захвата в системе. В то же время, когда разность фаз находится в диапазоне вблизи нуля, смена знака разности фаз на выходе фазового дискриминатора осуществляется периодически с периодом опорного колебания. За указанное время напряжение на выходе формирователя напряжения нарастает незначительно. Последнее уменьшает интенсивность воздействия на управляемый генератор и соответственно уменьшает уровень флуктуации разности фаз в режиме синхронизации.

Недостатком прототипа является то, что стремление уменьшить уровень флуктуации разности фаз в установившемся режиме приводит к уменьшению ее устойчивости, проявляющемся в уменьшении полосы захвата системы. Это иллюстрируется аналитическими выкладками, представленными в [8]. Здесь показано, что при обеспечении установившейся фазовой ошибки (флуктуации разности фаз в установившемся режиме работы ФАПЧ) Δφmin=2,3π·10-4, в системе автоподстройки частоты при отношении постоянных времени Тп прямой и обратной Тo цепей обнуляемых интеграторов, равной 1000, обеспечивается полоса захвата Ωz≤0,1Ωу, где Ωу - полоса удержания системы ФАПЧ. Такая полоса захвата является недостаточной.

Расширение полосы захвата возможно за счет введения в контур регулирования ФАПЧ фазового дискриминатора знакомодульного типа [5, 7] и образования дополнительного канала подстройки частоты, использующего информацию, формируемую на модульных (пропорциональных) выходах дискриминатора.

Целью изобретения является повышение устойчивости при сохранении высокой точности фазовой синхронизации. Указанная цель достигается усовершенствованием изобретения по авторскому свидетельству №1415441 [6]. Сущность изобретения состоит в замене логического фазового дискриминатора знакового типа, используемого в прототипе, логическим дискриминатором знакомодульного типа (заявка №2013157154/08(089096) от 23.12.2013 г., положительное решение о выдаче патента от 27.10.2014 г.), в котором обеспечивается раздельная работа знаковых и модульных выходов, и введении в структуру прототипа дополнительного канала подстройки частоты, содержащего дополнительные формирователь напряжения, сумматор напряжений и делитель частоты.

Рассмотрим структуру и принцип функционирования предлагаемого устройства. На фиг. 1 приведена структурная схема предлагаемого устройства ФАПЧ, а на фиг. 2 - временные диаграммы, поясняющие его работу.

Устройство ФАПЧ, показанное на фиг. 1, содержит знакомодульный логический фазовый дискриминатор (ЗМЛФД) 1, управляемый генератор 2, первый сумматор напряжений 3, интегратор 4, пропорциональное звено 5, первый формирователь напряжения 6, обнуляемые интеграторы 7 и 8, второй сумматор 9, второй формирователь напряжения 10, третий сумматор напряжений 11 и делитель частоты 12.

Предлагаемое устройство ФАПЧ работает следующим образом. На первый вход ЗМЛФД 1 поступает напряжение опорного колебания Uоп, имеющее уровни цифровой логики, а на второй его вход - напряжение Uпр подстраиваемого колебания, полученного на основе выходного колебания управляемого генератора (УГ) 2, путем деления его частоты с помощью делителя частоты 12. Включение в структуру ФАПЧ делителя частоты вызвано тем, что знакомодульный логический дискриминатор обеспечивает свои свойства в случае, когда сравниваемые им частоты имеют близкие значения. Когда частота, формируемая УГ кратна опорной fуг=nfоп, где n - коэффициент кратности, для их уравнивания между выходом УГ и входом ЗМЛФД следует включить делитель частоты с коэффициентом деления n. Когда сравниваемые частоты близки, необходимость применения в структуре делителя частоты отпадает.

Знаковые выходы дискриминатора управляют первым формирователем напряжения 6 и обнулением интеграторов 7 и 8. Обнуляемые интеграторы 7 и 8 работают следующим образом. Когда знак разности фаз сравниваемых дискриминатором колебаний положителен ( U z + = 0,   U z − = 1 ) , первый формирователь напряжения 6 вырабатывает отрицательное напряжение, которое интегрируется интегратором 7 (интегратор 8 в это время поддерживается в обнуленном состоянии сигналом U z − = 1 ). Кода знак разности фаз отрицателен ( U z + = 1,   U z − = 0 ) формирователь 6 вырабатывает положительное напряжение, при этом работает интегратор 8, а интегратор 7 обнулен. Суммируемые вторым сумматором 9 напряжения по цепям обратных связей подаются на вторые входы обнуляемых интеграторов 7 и 8. Поскольку связи со стороны сумматора 9 являются положительными, это обеспечивает на выходе интеграторов, и, следовательно, на выходе сумматора 9, формирование напряжения, изменяющегося по закону экспоненты.

В случае, когда время существования разности фаз одного знака значительно (имеет место в режиме захвата фазы), на выходе сумматора 9 напряжение может достигать значительных величин. В то же время при частой смене разности фаз (имеет место в режиме биений и режиме синхронизма), анализируемых дискриминатором колебаний, за счет сброса напряжений обнуляемых интеграторов напряжение на выходе сумматора 9 изменяется незначительно.

В применяемом в предлагаемом устройстве логическом дискриминаторе знакомодульного типа запрещается одновременная работа знаковых и модульных выходов. Так в режимах биений и захвата за счет того, что разность фаз анализируемых колебаний имеет значительные величины, разрешается работа только модульных (пропорциональных) выходов дискриминатора. При уменьшении разности фаз до значений, определяемых зоной нечувствительности модульного канала дискриминатора, работа модульных выходов запрещается, а разрешается работа знаковых выходов. Незначительное изменение разности фаз, обеспечиваемое кольцом автоподстройки, реализуется в режиме синхронизма и обеспечивается воздействием на управляемый генератор сигналов, формируемых под действием напряжений знаковых выходов дискриминатора.

Напряжения, вырабатываемые на модульных выходах дискриминатора, несут информацию о величине разности фаз между анализируемыми колебаниями. Под их воздействием во втором формирователе напряжения 10 создаются импульсные напряжения разных знаков, длительность которых определяется длительностями импульсных сигналов U м + ,   U м − на модульных выходах дискриминатора. Причем длительности импульсных сигналов, формируемых на пропорциональных выходах дискриминатора, уменьшены на величину, определяемую зоной нечувствительности Δtзн модульного канала ЗМЛФД. Напряжения с выходов второго сумматора 9 и второго формирователя 10 суммируются третьим сумматором напряжений 11 и подаются на входы пропорционального звена 5 и интегратора 4.

Для обеспечения широкой полосы захвата воздействие со стороны формирователя 10 делается более интенсивным, чем со стороны второго сумматора 9. Это обеспечивается тем, что уровень амплитуд напряжений на выходе формирователя 10 устанавливается большим, чем амплитуды напряжений на выходе формирователя 6.

Поступающее на управляющий вход УГ 2 напряжение со стороны первого сумматора 3, формируемое путем суммирования напряжений интегратора 4 и пропорционального звена 5, вызывает изменение частоты подстраиваемого колебания. Астатическое звено, состоящее из интегратора 4 и пропорционального звена 5, обеспечивает астатизм устройства ФАПЧ, способствующий полной отработке фазовой ошибки.

Поскольку в режиме захвата существенное влияние на процесс подстройки частоты оказывает контур регулирования, основанный на использовании сигналов с модульных выходов дискриминатора, а влияние кольца подстройки частоты, использующего сигналы со знаковых выходов дискриминатора, незначительно, то в данном режиме работы предлагаемая система уподобляется автономной системе ФАПЧ с фильтром первого порядка, выполненным в виде астатического звена. В [1, стр. 179] показано, что в такой системе ФАПЧ обеспечивается полоса захвата, равная полосе удержания.

Включение в контур регулирования делителя частоты 12 может привести к появлению дополнительного статического фазового сдвига между опорным и подстраиваемым колебаниями. Однако использование синхронных схем делителей частоты может уменьшить величину этого сдвига. Причем сдвиг будет стабильным и иметь значение, во временном выражении определяемое скоростью переключения одного триггера счетчика. При использовании современных логических схем величина этого сдвига во временном выражении может не превышать единиц наносекунд. Для невилирования возникающей задержки при одновременном использовании подстраиваемого и опорного колебаний, с целью исключения статического фазового сдвига сигнал опорного колебания, подаваемый на вход предлагаемого устройства, перед его использованием в других схемах следует пропустить через дополнительную логическую схему (например, через цепочку из последовательно включенных логических вентилей). Следует только подобрать тип логических вентилей, имеющий задержку, равную времени переключения триггера счетчика.

Когда частоты опорного и подстраиваемого колебаний близки (коэффициент кратности равен 1), необходимость в делителе частоты отпадает и никакой постоянной фазовой ошибки между опорным и подстраиваемым колебаниями не возникает.

Эпюры напряжений, показанные на фиг.2, отражают процессы, существующие в предлагаемом устройстве. На интервале t0-t1 иллюстрируется поведение предлагаемого устройства в режиме биений. Причем здесь рассматриваются случаи, когда разность фаз между опорным Uоп и подстраиваемым Uпр колебаниями находится как за пределами зоны нечувствительности модульного канала ЗМЛФД (в это время управляющее напряжение Uф2 формируется только на выходе второго формирователя напряжения (Uф1=0, Uф2≠0)), так и в зоне нечувствительности (в это время управляющее напряжение Uc2 формируется только на выходе второго сумматора (Uф1≠0, Uф2=0)), размах которой определяется как 2Δtзн (|-Δtзн|=|+Δtзн|). Напряжения, формируемые на выходе второго формирователя напряжения, имеют длительность, определяемую сигналами на модульных выходах логического дискриминатора. Их длительности по сравнению с реальными задержками фронтов анализируемых колебаний Uоп и Uпр уменьшены на величину Δtзн. Последнее определяется логикой работы ЗМЛФД.

На интервале t1-t2 иллюстрируется поведение предлагаемого устройства в режиме захвата фазы. При этом разность фаз находится за пределами зоны нечувствительности модульного канала дискриминатора. В этом случае управление обеспечивается только воздействиями Uф2 со стороны второго формирователя напряжения.

На интервале от t2 и далее иллюстрируется поведение предлагаемого устройства в режиме удержания фазы, когда разность фаз не превышает значения зоны нечувствительности модульного канала ЗМЛФД. Здесь работает только канал подстройки, управляемый знаковыми выходами дискриминатора. Если разность фаз значительна, то ее отработка производится в течение нескольких периодов опорного колебания (на интервале t2-t3). При этом напряжение Uc2 на выходе второго сумматора изменяется значительно, что способствует удержанию разности фаз в пределах зоны нечувствительности и повышению оперативности ее отработки. После t3 иллюстрируется случай, когда разность фаз изменяется периодически с периодом опорного колебания. При этом воздействие на процесс подстройки частоты со стороны второго сумматора напряжений незначительно. Это обеспечивает малую величину флуктуации разности фаз в установившемся режиме работы предлагаемого устройства.

Процесс подстройки также иллюстрируется поведением напряжения Uи на выходе интегратора астатического звена.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Системы фазовой синхронизации с элементами дискритизации. 2-е изд., доп. и перераб. / В.В. Шахгильльдян, А.А. Ляховкин, В.Л. Корякин и др.; под ред. В.В. Шахгильдяна. - М.: Радио и связь, 1989. - 320 с.

2. Принципы фазовой синхронизации в измерительной технике. - Томск: Радио и связь, 1989. - 384 с.

3. Цифровые системы фазовой синхронизации / Под ред. М.И. Жодзишского. - М.: Сов. Радио, 1980. - 208 с.

4. А.с. 1248026 СССР, МКИ Н03D 13/00, G01R 25/00. Фазовый дискриминатор/В.Ф. Одиноков. №3669946/24-09; заявлено 25.11.83; опубл. 30.07.86 в БИ №28.

5. А.с.1432724 СССР, МКИ Н03D 13/00, G01R 25/00. Фазовый дискриминатор / В.Ф. Одиноков, С.И. Холопов. №4212180/24-09; заявлено 19.03.87; опубл. 23.10.88 в БИ №39.

6. А.с. 1415441 СССР, МКИ Н03L 7/00. Устройство фазовой автоподстройки частоты / В.Ф. Одиноков, С.И. Холопов, М.В. Петров. №4162161/24-09; заявлено 11.12.86; опубл. 07.08.88. Бюл. №29.

7. А.с. 1568207 СССР, МКИ Н03D 13/00. Фазовый дискриминатор / В.Ф. Одиноков, С.И. Холопов. №4374505; заявлено 05.02.88; опубл. 30.05.90 в БИ №20.

8. Холопов С.И. Расширение полосы захвата релейной астатической системы фазовой синхронизации // Вестник Рязанского государственного радиотехнического университета. 2013. №3 (выпуск 45). С. 49-53.

9. Холопов С.И., Одиноков В.Ф. Сдвиг нуля дискриминационной характеристики логического фазового дискриминатора // Депонированные рукописи. №1135-св 87. ВИНИТИ, 1987. №12.

10. Холопов С.И. Анализ релейной системы ФАПЧ с обнуляемыми интеграторами // Вестник РГРТУ. 2011. №4 (выпуск 38). - С. 50-54.

Устройство фазовой автоподстройки частоты, содержащее управляемый генератор, выход которого является выходом устройства, а вход соединен с выходом первого сумматора напряжений, входы которого подключены к выходам пропорционального звена и интегратора, входы пропорционального звена и интегратора объединены; формирователь напряжения, имеющий два раздельных входа, первый из которых подключен к входу сброса первого обнуляемого интегратора, а второй вход соединен с входом обнуления второго обнуляемого интегратора, объединенные первые входы обнуляемых интеграторов подключены к выходу формирователя напряжения, выходы первого и второго обнуляемых интеграторов раздельно подключены к входам второго сумматора напряжений, выход которого подключен ко вторым входам обнуляемых интеграторов, отличающееся тем, что в него введен знакомодульный логический фазовый дискриминатор с зоной нечувствительности по модульному каналу, первый вход которого является входом устройства, а второй вход через дополнительно введенный делитель частоты соединен с выходом управляемого генератора, знаковые выходы дискриминатора раздельно подключены к входам формирователя, также введен дополнительный формирователь напряжения, входы которого раздельно подключены к модульным выходам дискриминатора, выход дополнительного формирователя подключен к первому входу дополнительного сумматора напряжений, второй вход которого подключен к выходу второго сумматора напряжений, а выход дополнительного сумматора соединен с объединенными входами интегратора и пропорционального звена.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к технике связи. Технический результат заключается в комплексном улучшении основных параметров системы синхронизации, а именно: в повышении помехоустойчивости, в улучшении фильтрующих свойств системы, в расширении полос захвата и удержании синхронного режима работы, в уменьшении времени вхождения в синхронный режим работы, в обеспечении нулевой статической ошибки по фазе и в обеспечении корректной работы устройства в условиях наличия изменений и флуктуаций амплитуды входного сигнала или изменений коэффициента передачи фазовых детекторов.

Изобретение относится к частотной селекции и фильтрации радиосигналов. Технический результат заключается в обеспечении адаптации устройств селекции радиосигналов к помеховой обстановке, а также возможности управления их энергопотреблением.

Изобретение относится к электронно-вычислительной технике и радиотехнике, предназначено для синтеза пачек прямоугольных импульсов и может быть использовано в системах радиолокации и навигации.

Синтезатор частот с коммутируемыми трактами приведения частоты относится к радиотехнике и может быть использован для формирования сетки стабильных частот с равномерным шагом в приемных устройствах с повышенной помехозащищенностью, а также в приемопередающих устройствах с быстрой перестройкой рабочих частот.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в устройствах передачи непрерывного информационного потока по каналу (сети) пакетной связи.

Предлагаемые устройства относятся к радиолокационным и гидролокационным системам с импульсным сжатием многофазных кодов и могут использоваться в радиолокации при использовании фазо-кодированных импульсов.

Предлагаемый способ относится к технике связи и к режимам работы блоков синхронизации (БС), содержащим управляемые генераторы (УГ), точнее, к способам формирования высокостабильного выходного сигнала УГ БС в режиме удержания.

Изобретение относится к электронной технике, а именно к синтезаторам сетки частот (ССЧ) на базе контура импульсной фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) с компенсацией помех дробности, и может применяться при использовании схем, основанных на амплитудно- или широтно-импульсной модуляции тока компенсации.

Изобретение относится к области радиотехники и автоматики, к системам автоматической подстройки частоты излучения газовых лазеров непрерывного действия с улучшенными стабилизационными характеристиками и может быть использовано в космической технологии, в частности, для измерения «фиолетового смещения» частоты лазерного излучения в гравитационном поле Земли.

Изобретение относится к области связи, в частности к способу и устройству временной синхронизации. .

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в приемопередающих устройствах СВЧ диапазона частот. Техническим результатом является повышение устойчивой работы при перестройке частоты входного СВЧ сигнала. СВЧ синтезатор частот содержит СВЧ генератор, управляемый напряжением (ГУН), направленный ответвитель, СВЧ смеситель, источник входного СВЧ сигнала, первый делитель частоты с переменным коэффициентом деления, частотно-фазовый детектор, второй делитель частоты с переменным коэффициентом деления, источник опорного сигнала, фильтр нижних частот, фазовый компаратор, ждущий мультивибратор, два диода и операционный усилитель. 4 ил.

Изобретение относится к электронно-вычислительной технике и радиотехнике. Технический результат заключается в повышении быстродействия и возможности формирования многочастотных частотно-модулированных сигналов. Цифровой вычислительный синтезатор частотно-модулированных сигналов содержит: эталонный генератор, блок формирования и задержки, три регистра памяти, четыре цифровых накопителя, делитель с переменным коэффициентом деления, два функциональных преобразователя код x - sin x, два инверсных фильтра sin х/х, коммутатор, два цифроаналоговых преобразователя. Цифровыми входами ЦВС ЧM сигналов являются входы первого, второго и третьего регистров памяти, а его аналоговыми выходами являются выходы первого и второго ЦАП. 2 ил.

Изобретение относится к области радиотехники. Tехнический результат - расширение полосы захвата путем изменения симметричной формы дискриминационной характеристики знакового логического фазового дискриминатора в асимметричную, а при увеличении зоны положительного или отрицательного знака дискриминационной характеристики увеличивается соответствующая односторонняя полоса захвата для начальных частотных расстроек соответствующего знака. Способ увеличения полосы захвата системы фазовой автоподстройки частоты с упомянутым дискриминатором характеризуется тем, что определяют знак разности входного и вырабатываемого управляемым генератором выходного колебаний, формируют управляющие напряжения, имеющие знак, соответствующий знаку разности фаз, которые объединяют в единый сигнал, которым управляют частотой управляемого генератора. 2 н.п. ф-лы, 7 ил.

Способ фазовой автоподстройки позволяет осуществлять синхронизацию от однофазного исходного сигнала с помехами. Технический результат заключается в улучшении практического быстродействия синхронизации до одного-двух периодов сигнала синхронизируемой частоты, фильтрации помех в формируемых сигналах синхронизированной фазы и частоты. В состав системы входят блоки фазовой фильтрации первого порядка, полосно-заграждающего фильтра второго порядка, фильтрации низкой частоты первого порядка, блока интегрирования, блока умножения, блока вычисления коэффициентов цифровых фильтров, четырехквадрантного арктангенса. Применение дискретных методов для физической реализации способа с привлечением микропроцессорных средств позволяет осуществить операции сравнения и вычисления нелинейных функций с приемлемыми точностью и вычислительными ресурсами. Фильтры реализуются с переменными коэффициентами, имеют первый и второй порядок. Благодаря относительно небольшой чувствительности фазового фильтра к изменению частоты возможно быстрое выделение опорной фазы из исходного сигнала. Применение дискретного интегратора с обратной связью по коэффициенту интегрирования позволяет осуществлять быстрый выход сигнала синхронизированной частоты на установившийся режим. Применение дискретного фильтра с изменяемыми коэффициентами и учета перехода фазы через граничные значения позволяет эффективно осуществлять фильтрацию синхронизированной фазы без ее смещения относительно фазы основной гармоники исходного сигнала. Данный способ позволяет строить на его основе системы управления по гармоническим составляющим в одно- и многофазных системах и симметричным составляющим в многофазных системах. Основное применение данного способа в управлении преобразовательной техникой, также возможно его использование для быстрой синхронизации в средствах связи и иных приложениях с требованиями высокого быстродействия по настройке на основную частоту и выделения опорной фазы. 1 ил.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано при организации систем связи с увеличенным количеством каналов, а также в измерительной технике, где требуется перестройка частоты с малым шагом. В основу изобретения поставлена задача получения микроволновых колебаний с малым шагом сетки частот, низким уровнем фазовых шумов и малым временем перестройки частоты. Для этого частоту опорного генератора, задающую частоту сравнения в фазовом детекторе синтезатора косвенного типа, выбирают в полосе ультракоротких волн. При этом частоту высокостабильного опорного генератора предварительно сдвигают на некоторую небольшую величину, задающую малый шаг сетки частот. Для чего сигнал опорного генератора подают на радиочастотный вход квадратурного модулятора, модулируемого низкочастотными квадратурными сигналами одинаковой частоты и амплитуды, но со сдвигом фаз 90°. Тогда частота сравнения отлична от частоты опорного генератора на значение частоты этих низкочастотных сигналов. Трансформированный по частоте сигнал с выхода квадратурного модулятора подают на первый вход частотно-фазового детектора. Частоту микроволнового генератора управляемого напряжением делят делителем с переменным коэффициентом, и подают на второй вход частотно-фазового детектора. С помощью фильтра нижних частот подавляют продукты сравнения переменного тока, а сигнал постоянного тока подают на вход микроволнового генератора управляемого напряжением. Такой способ позволяет формировать микроволновые колебания с шагом в единицы килогерц, при этом не повышая времени перестройки синтезатора, не повышая уровня фазовых шумов и сохраняя стабильность частоты синтезатора, определяемую стабильностью частоты опорного генератора, которая, например, достигает 10-7-10-8.

Изобретение относится к радиоэлектронике, в частности к синтезаторам частот на основе петли фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Технический результат заключается в снижении уровня фазовых шумов и побочных дискретных составляющих в спектре выходного сигнала, что в свою очередь повышает качество выходного сигнала, при сохранении высокого разрешения по частоте и широкой полосы перестройки. Синтезатор частот содержит соединенные последовательно умножитель частоты входного сигнала, делитель с фиксированным коэффициентом деления, первую микросхему прямого цифрового синтеза, фазочастотный детектор, первый фильтр низких частот, генератор, управляемый напряжением, контур отрицательной обратной связи, включающий в себя соединенные последовательно смеситель, один из входов которого соединен с выходом генератора, управляемого напряжением, а второй вход соединен с выходом умножителя частоты входного сигнала, второй фильтр низких частот и вторую микросхему прямого цифрового синтеза, выход которой соединен с входом фазочастотного детектора, и управляющее устройство, выходы которого соединены с входами первой и второй микросхем прямого цифрового синтеза. Изобретение обеспечивает снижение уровня фазовых шумов и дискретных составляющих в спектре выходного сигнала, что, в свою очередь, повышает качество выходного сигнала, при сохранении высокого разрешения по частоте и широкой полосы перестройки. 1 ил.

Изобретение относится к радиотехнике. Технический результат изобретения заключается в повышении быстродействия и возможности работы с опорным сигналом любой скважности, период которого кратен периоду тактов, а также возможность подстройки частоты тактов по фронтам принимаемых данных. Способ подстройки частоты, в котором на время действия импульсов на выходах фазового детектора (ФД) формируют сигналы положительной и отрицательной полярности соответственно, которые затем суммируют, фильтруют и полученным сигналом управляют частотой генератора, фронт импульса на первом выходе по фронту опорного сигнала, а его срез - по любому переключению тактов. Если фронт опорного сигнала появится позже фронта тактов, то также формируют сигнал на втором выходе ФД с длительностью паузы тактов. ФД содержит три элемента 2-И, три D-триггера и логическую схему конъюнкции 3-х сигналов. 2 н. и 7 з.п. ф-лы, 11 ил.

Изобретение относится к радиолокации и гидролокации. Технический результат – обеспечение подавления боковых лепестков для кода P3 нечетной длины. Для этого устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов Р3 содержит соединенные по входу модифицированный фильтр Woo для кода Р3 нечетной длины N и формирователь цифрового корректирующего сигнала из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой КИХ-фильтра порядка N+1 с (N+2) коэффициентами -1,1, 0,…0, -1,1, выходом соединенного с первым входом сумматора, линию задержки на длительность одного кодового элемента и двухвходовый вычитатель, где выход фильтра Woo подключен к входу линии задержки и к первому входу вычитателя, выходом соединенного со вторым входом сумматора, а второй вход вычитателя подключен к выходу линии задержки, первый коэффициент импульсной характеристики модифицированного фильтра Woo равен 1 - exp(iπ/N), где , а (N+2)-мерный вектор коэффициентов фильтра формирователя цифрового корректирующего сигнала соответственно равен -1,1, 0,0,…0, -1,1. 2 ил.

Предлагаемые устройства относятся к радиолокационным и гидролокационным системам с импульсным сжатием многофазных кодов. Технический результат заключается в повышении качества сжатия сигналов, производится подавление боковых лепестков, возникающих в процессе сжатия, при котором обеспечивается увеличение числа многофазных кодов длины N, для всех значений временных сдвигов (отсчетов), исключая двух ±N, в которых относительный уровень боковых лепестков находится в диапазоне от -20 lgN -6 до -20 lgN -8 dB за счет использования симметрично усеченных кодов, образованных последовательным удалением равного числа первых и последних символов кодов большей длины. При этом ширина главного лепестка на уровне -6 dB равна 2τ, на уровне PSL лежит в диапазоне 3÷4τ, а потери сигнал/шум на выходе устройства составляют -1.7 dB. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии симметрично усеченных многофазных кодов длины N содержит соединенные по входу первый цифровой фильтр с КИХ порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, второй вход которого соединен с выходом линии задержки, а выход подключен ко второму входу сумматора. 3 н.п. ф-лы, 4 ил.

Группа изобретений относится к запоминающим устройствам и может быть использована для управления синхронизацией для записи в запоминающие устройства в несогласованной архитектуре. Техническим результатом является компенсация изменений задержки реальной сети распределения тактового сигнала. Устройство содержит схему приемника и схему кольцевого генератора. Схема приемника включает в себя путь передачи данных и сеть распределения тактового сигнала в несогласованной конфигурации. Схема кольцевого генератора включает в себя реплику сети распределения тактового сигнала, согласованную с реальной сетью распределения тактового сигнала. 3 н. и 17 з.п. ф-лы, 10 ил.
© Патентный поиск, поиск патентов на изобретения - FindPatent.RU 2012-2024
Политика конфиденциальности 2015-10-20 2015-10-19T22:39:39
Наверх