Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели сигналов источников излучения

Изобретение относится к проектированию и синтезу многолучевых самофокусирующихся адаптивных антенных решеток (МЛ СФААР). Способ позволяет выполнить синтез МЛ СФААР, обеспечивающей максимизацию отношения сигнал/помеха+шум (ОСПШ) на выходе антенной решетки (АР) в условии взаимной корреляции сигналов источников излучения при изменении параметров сигнально-помеховой обстановки (СПО). Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки (МЛ СФААР) с использованием параметрической модели сигналов источников включает задание исходных данных по количеству антенных элементов (АЭ) МЛ СФААР, их характеристикам, положению в пространстве и типу диаграммообразующей схемы (ДОС), с последующим построением адаптивного процессора (АП) МЛ СФААР, вычисляющего вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, при этом построение АП МЛ СФААР выполняется с применением параметрической модели сигналов ИИ на основе критерия оптимальности, определяющего величину ошибки аппроксимации принимаемых сигналов ИИ указанной моделью. 2 з.п. ф-лы, 5 ил.

 

Изобретение относится к проектированию и синтезу многолучевых самофокусирующихся адаптивных антенных решеток (МЛ СФААР). Способ позволяет выполнить синтез МЛ СФААР, обеспечивающей максимизацию отношения сигнал/помеха+шум (ОСПШ) на выходе антенной решетки (АР) в условии взаимной корреляции сигналов источников излучения при изменении параметров сигнально-помеховой обстановки (СПО).

Известен способ синтеза квазиоптимальной антенны [1], состоящий в том, что на основании исходных данных длины антенны, числа излучателей, шага между излучателями и заданного уровня боковых лепестков (УБЛ) определяют исходное амплитудное распределение поля по раскрыву антенны, затем рассчитывают исходную диаграмму направленности (ДН) и соответствующий ей коэффициент использования поверхности (КИП) антенного полотна с последующим проведением процедуры оптимизации амплитудного распределения антенны, при котором ДН, соответствующая найденному амплитудному распределению будет иметь УБЛ не больше заданного при максимальном значении КИП антенны. Недостатком известного способа синтеза квазиоптимальной антенны [1] состоит в том, что он не обеспечивает синтез квазиоптимальной антенны, которая реализует максимум ОСПШ на ее выходе при изменении параметров СПО.

Известен способ синтеза адаптивной антенной решетки (ААР) [2, с. 12-17, 80-87], выбранный в качестве прототипа, включающий задание исходных данных по количеству N антенных элементов (АЭ) ААР, их характеристикам X, положению в пространстве и типу диаграммообразующей схемы (ДОС) с последующим построением адаптивного процессора (АП) ААР, вычисляющего вектор весовых коэффициентов (ВВК) ДОС ААР , где - значение весового коэффициента на n-м входе ДОС, обеспечивающий максимум ОСПШ на выходе ААР при изменении параметров СПО. Применение ААР, синтезированных согласно способу-прототипу в средствах радиотехнического контроля (РТК), выявило техническую проблему, состоящую в низкой эффективности указанных ААР при их работе по излучениям РЭС, когда на входе ААР присутствуют коррелированные сигналы, например сигналы источников помех, коррелированные с сигналом контролируемой РЭС. Поэтому существенным недостатком наиболее близкого способа-прототипа [2, с. 12-17, 80-87] является относительно узкая область его возможного практического применения, существующая вследствие отсутствия учета взаимной корреляции принимаемых сигналов при выполнении синтеза ААР, а именно при выполнении синтеза адаптивного процессора ААР. Последнее приводит к росту величины ошибки в вычисленных значениях ВВК АП ААР при приеме взаимно коррелированных сигналов и, как следствие, к снижению эффективности подавления помех (снижению величины ОСПШ на выходе ААР), а также к снижению эффективности обнаружения сигнала контролируемой РЭС средством РТК.

Задачей, на решение которой направлено изобретение, является расширение области его практического применения и создание способа синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решеткой, использование которого позволит синтезировать МЛ СФААР, осуществляющих эффективное подавления коррелированных помех и, как следствие, повысить эффективность средств РТК при обнаружении сигналов контролируемой РЭС, когда на входе антенной решетки (АР) присутствуют сигналы источников помех, коррелированных с сигналом контролируемой РЭС.

Техническим результатом изобретения является повышение эффективности подавления сигналов источников помех, коррелированных с сигналом РЭС, контролируемой средством РТК.

Показателем эффективности подавления помех МЛ СФААР является коэффициент подавления KP, определяемый формулой:

,

где λ2(1) - ОСПШ на входе и выходе МЛ СФААР, вычисляемое в соответствии с формулой:

,

где , - мощности сигнала контролируемой РЭС, принимаемого МЛ СФААР и внутренних шумов ее приемных каналов; - мощность сигнала m-го источника помехового излучения на входе и выходе МЛ СФААР; М - число источников помехового излучения.

Поставленная задача решается, а требуемый технический результат достигается тем, что в известном способе-прототипе синтеза ААР, включающем задание исходных данных по количеству N АЭ, их характеристикам X, положению в пространстве и типу ДОС с последующим построением АП вычисляющего ВВК ДОС ААР , где - значение весового коэффициента на n-м входе ДОС, обеспечивающий максимум ОСПШ на выходе ААР при изменении параметров СПО, отличающийся тем, что построение АП для МЛ СФААР выполняется с использованием параметрической модели сигналов источников излучения (ИИ):

S=Ξ,

где - вектор сигналов ИИ; sn - сигнал ИИ, регистрируемый n-м АЭ МЛ СФААР; Ξ=HB - матрица параметрической модели сигналов ИИ; - матрица векторов , устанавливающих фазовое распределение сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; - вектор комплексных амплитуд сигналов ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; Δϕm - значение межэлементного набега фазы сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; М - число сигналов ИИ; "j" - мнимая единица [3, с. 24], на основе критерия оптимальности, определяемого формулой:

,

где ε2(Λ, A) - величина невязки входного сигнала МЛ СФААР, определяемая формулой:

ε2=(S-HB)+A(S-HB),

где "+" - знак эрмитого сопряжения [3, с. 187]; А - эрмитовая матрица, при этом АП МЛ СФААР вычисляет по результатам фильтрации входного сигнала МЛ СФААР вектор параметров:

,

где "Т" - знак транспонирования [3, с. 179], с последующим вычислением ВВК ДОС МЛ СФААР I0 в соответствии с формулой:

,

где I0 - регуляризирующий коэффициент МЛ СФААР; - вектор амплитудно-фазового распределения, создаваемый сигналом m-го ИИ на АЭ МЛ СФААР; ; - диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ МЛ СФААР, определяющего ДН антенны в q-м направлении; r0q - вектор фазового распределения токов на элементах МЛ СФААР, определяющий q-е направление главного луча ее ДН; Е - единичная матрица [3, с. 177]; "*" - знак комплексного сопряжения [3, с. 27].

Кроме того, требуемый технический результат достигается тем, что вектор Λ параметров АП МЛ СФААР вычисляется в соответствии с уравнениями нелинейной фильтрации в гауссовом приближении:

;

Λ(k, k-1)=gΛΛ(k-1);

,

где - вектор входного сигнала МЛ СФААР; Λ(k), Λ(k, k-1) - текущая и экстраполированная оценка вектора параметров АП МЛ СФААР; KΛ(k) - матрица дисперсии ошибок фильтрации; ; ; gΛ=diag(g11, g22, …, g2M2M) - диагональная матрица, определяющая динамику изменения процесса Λ на апертуре МЛ СФААР; ; Ξ - матрица параметрической модели сигналов источников излучения; , - корреляционные матрицы шумов наблюдения и измерения.

Кроме того, требуемый технический результат достигается тем, что ДОС МЛ СФААР осуществляет формирование ДН в соответствии с формулой:

,

где ƒn(Х, u) - функция, определяющая форму ДН n-го АЭ МЛ СФААР; X - вектор заданных характеристик АЭ МЛ СФААР.

Синтез МЛ СФААР по заявленному способу включает задание исходных данных по количеству N АЭ МЛ СФААР, их характеристикам X, положению в пространстве и типу ДОС с последующим построением адаптивного процессора МЛ СФААР, вычисляющего вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, при этом новым является то, что построение адаптивного процессора МЛ СФААР выполняется с применением параметрической модели сигналов ИИ на основе критерия оптимальности, определяющего величину ошибки аппроксимации принимаемых сигналов ИИ указанной параметрической моделью, когда вектором управляемых параметров адаптивного процессора являются значения межэлементного набега фаз принятых сигналов ИИ и их комплексных амплитуд относительно опорного АЭ, с последующим вычислением вектора весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, используя вычисленное значение вектора управляемых параметров адаптивного процессора, обеспечивающего максимум ОСПШ на выходе МЛ СФААР.

Заявляемый способ синтеза МЛ СФААР поясняется чертежами, представленными на фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3 и результатами, представленными на фиг. 4, фиг. 5.

На фиг. 1 представлена электрическая структурная схема МЛ СФААР, синтезированная в соответствии с заявленным способом.

На фиг. 2 представлена электрическая структурная схема АП синтезированной МЛ СФААР.

На фиг. 3 представлена электрическая структурная схема ДОС синтезированной МЛ СФААР.

На фиг. 4 представлен результат моделирования ДН по мощности линейной МЛ СФААР с изотропными АЭ, синтезированной по заявленному способу.

На фиг. 5 представлены результаты оценки величины коэффициента подавления помехового сигнала как функции коэффициента корреляции сигналов источников помехового излучения синтезированной МЛ СФААР.

Цифрами на фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3 обозначены:

1 - блок приемного элемента МЛ СФААР;

2 - блок аналого-цифрового преобразования;

3 - блок диаграммообразующей схемы;

4 - блок адаптивного процессора МЛ СФААР;

5 - блок сигнального процессора МЛ СФААР;

6 - блок устройства управления МЛ СФААР.

7 - блок комплексного взвешивания сигналов;

8 - блок N-входового сумматора.

Синтез МЛ СФААР по заявленному способу состоит в том, что по имеющимся требованиям к коэффициенту направленного действия (КНД) МЛ СФААР G, уровню бокового излучения Umin рассчитывается число N АЭ, шаг d между соседними АЭ и амплитудное распределение МЛ СФААР на ее АЭ - In, , где In - амплитуда тока n-го АЭ, согласно формуле:

где m - параметр, определяющий ширину главного луча ДН МЛ СФААР; xn - положение n-го АЭ МЛ СФААР относительно опорного, которому соответствует ДН F(I,X,u), формируемая ДОС МЛ СФААР, согласно формуле:

,

где ƒn(X,u) - функция, определяющая форму ДН n-го АЭ МЛ СФААР; X - вектор заданных характеристик АЭ МЛ СФААР; u=sin(θ) - обобщенная угловая координата; θ - угол, отсчитываемый от нормали к МЛ СФААР.

Далее выполняется построение адаптивного процессора МЛ СФААР вычисляющего вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, обеспечивающий максимум ОСПШ на выходе МЛ СФААР при изменении параметров СПО. Новым в заявляемом способе синтеза МЛ СФААР является то, что построение указанного АП выполняется с использованием параметрической модели:

где - вектор сигнала ИИ, принимаемый МЛ СФААР; sn - сигнал ИИ, регистрируемый n-м АЭ МЛ СФААР; Ξ=HB - матрица параметрической модели сигнала ИИ; - матрица векторов , устанавливающих фазовое распределение сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; - вектор комплексных амплитуд сигналов ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; Δϕm - значение межэлементного набега фазы сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; М - число сигналов ИИ, на основе критерия оптимальности, определяемого формулой:

где ε2(Λ, A) - величина невязки сигнала ИИ, принимаемого МЛ СФААР, определяемая формулой:

где "+" - знак эрмитого сопряжения; А - эрмитовая матрица.

Использованием модели (2) для аппроксимации сигналов ИИ выполняется в рамках детерминированной модели тропосферного канала распространения, которая может быть принята к рассмотрению, когда время наблюдения сигналов ИИ удовлетворяет неравенству, определяемого формулой:

где TH - время наблюдения сигналов ИИ; - время корреляций амплитудно-фазовых флуктуаций сигнала m-го ИИ, а интервал дискретизации входного сигнала АР условию:

где Δt - интервал дискретизации входного сигнала АР.

В этом случае дискретная модель сигнала, образованного М взаимно коррелированными сигналами ИИ и принимаемого МЛ СФААР запишется в виде [4, с. 365]:

где , , а , - множители, характеризующие диаграмму обратного вторичного излучения m-го ИИ в направлении n-го АЭ и фазовый набег на трассе распространения "m-й ИИ - n-й АЭ". Для системы уравнений, определяемой формулой (6), необходимо соблюдение неравенства .

Построение адаптивного процессора МЛ СФААР выполняется в 3 этапа.

Этап 1. Определяется вектор управляемых параметров (УП) АП МЛ СФААР:

,

где "Т" - знак транспонирования, являющегося векторным случайным процессом (с.п.), значения которого вычисляются на интервале адаптации МЛ СФААР согласно уравнениям, являющимся алгоритмами функционирования АП МЛ СФААР.

Этап 2. Выполняется построение уравнений вычисления вектора УП Λ, на основе нелинейной фильтрации входного сигнала МЛ СФААР в гауссовом приближении [5, с. 460].

Для этого:

а) выполняется аппроксимация плотности вероятности векторного с.п. Λ нормальным законом;

б) задается модель изменения вектора УП Λ АП МЛ СФААР в виде стохастического уравнения:

где Λ(k) - значение вектора УП АП МЛ СФААР в k-й момент времени; gΛ=diag(g11, g22, …, g2M2M) - диагональная матрица, определяющая динамику изменения процесса Λ на апертуре МЛ СФААР; - значение вектора дискретного белого гауссова шума (БГШ), с нулевым математическим ожиданием и корреляционной матрицей (КМ) в k-й момент времени.

в) задается уравнение наблюдения, определяющее входной сигнал МЛ СФААР в соответствии с формулой (7):

где - значение вектора входного сигнала МЛ СФААР в k-й момент времени; yn(k) - значение входного сигнала МЛ СФААР, регистрируемое n-м АЭ в k-й момент времени; ηY(k) - значение вектора дискретного БГШ с нулевым математическим ожиданием и корреляционной матрицей (КМ) в k-й момент времени.

г) выполняется линеаризация уравнения (9) относительно оптимального значения вектора УП АП МЛ СФААР с учетом модели (2):

где ; ; - экстраполированное значение вектора параметров АП МЛ СФААР.

Далее, на основании уравнения наблюдения (уравнения входного сигнала МЛ СФААР), определяемого формулой (10), когда плотность вероятности векторного с.п. Λ - гауссова, для структуры исполнительной части АП МЛ СФААР, определяемой формулой (8), используя методы нелинейной фильтрации, строятся уравнения вычисления векторного с.п. Λ в соответствии с критерием оптимальности (4), которые соответствуют следующим рекуррентным уравнениям:

где Λ(k), Λ(k, k-1) - текущая и экстраполированная оценка вектора фильтруемого процесса; KΛ(k) - матрица дисперсии ошибок фильтрации; ; .

Этап 3. Выполняется построение уравнения вычисления вектора весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР. Вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ , где - значение весового коэффициента на n-м входе ДОС, обеспечивающий максимум ОСПШ на выходе МЛ СФААР, вычисляется по вычисленным значениям вектора УП АП МЛ СФААР в соответствии с формулой:

где I0 - регуляризирующий коэффициент ААР; - вектор амплитудно-фазового распределения, создаваемый сигналом m-го источника излучения на АЭ МЛ СФААР; Λm=exp(-jΔϕm); - диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ МЛ СФААР, определяющего величину КНД в q-м направлении; r0q - вектор фазового распределения токов на элементах ААР, определяющий q-е направление главного луча ее ДН.

МЛ СФААР, синтезированная по заявляемому способу, представлена на фиг. 1. Она содержит N блоков 1 антенных элементов (АЭ) МЛ СФААР, N блоков 2 аналого-цифрового преобразования (АЦП), блок 3 диаграммообразующей схемы (ДОС) МЛ СФААР, блок 4 адаптивного процессора (АП) МЛ СФААР. При этом выходы N блоков 1 АЭ параллельно, через N блоков 2 АЦП, соединены с соответствующими входами первой группы входов бока 3 ДОС, а также с соответствующими входами блока 4 АП МЛ СФААР. Выходы блока 4 АП МЛ СФААР соединены с соответствующими входами второй группы входов блока 3 ДОС. Выход блока 3 ДОС является выходом МЛ СФААР. Блок 4 АП МЛ СФААР (фиг. 2) содержит блок 5 сигнального процессора (СП) МЛ СФААР и блок 6 устройство управления (УУ) МЛ СФААР. Группа входов блока 5 СП является группой входов блока 4 АП МЛ СФААР. Группа выходов блока 5 СП соединена с группой входов блока 6 УУ. Группа выходов блока 6 УУ является группой выходов блока 4 АП МЛ СФААР. Блок 3 ДОС МЛ СФААР (фиг. 3) содержит N блоков 7 комплексного взвешивания сигналов (КВС) и блок 8 N-входового сумматора. Первые входы блоков 7 КВС образуют первую группу входов блока 3 ДОС МЛ СФААР. Вторые входы блоков 7 КВС образуют вторую группу входов блока 3 ДОС МЛ СФААР. Выход каждого из N блоков 7 КВС соединен с соответствующим входом блока 8 N-входового сумматора. Выход блока 8 N-входового сумматора является выходом блока ДОС МЛ СФААР.

Блок 1 антенного элемента (АЭ) МЛ СФААР предназначен для приема (регистрации) сигналов ИИ, может быть выполнен, например, в виде печатной антенны [6, с. 268].

Блок 2 аналого-цифрового преобразования (АЦП) предназначен для преобразования принятого сигнала ИИ в цифровую форму, может быть выполнен, например, на базе субмодуля ADM214x10M [7].

Блок 3 диаграммообразующей схемы (ДОС) осуществляет формирование диаграммы направленности МЛ СФААР в соответствии с правилом:

,

где х0 - цифровой комплексный сигнал на выходе блока ДОС; , , - пространственные отсчеты цифрового комплексного сигнала, поступающие на первую группу входов блока ДОС; , , - пространственные отсчеты цифрового комплексного сигнала, поступающие на вторую группу входов блока ДОС, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].

Блок 4 АП МЛ СФААР осуществляет вычисление значений межэлементного набега фазы сигналов ИИ, их комплексных амплитуд относительно опорного АЭ МЛ СФААР и вектора весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].

Блок 5 сигнального процессора (СП) МЛ СФААР предназначен для вычисления значений межэлементного набега фазы сигналов ИИ и их комплексных амплитуд относительно опорного АЭ МЛ СФААР в соответствии с разностными уравнениями:

;

;

,

где - вектор входного сигнала МЛ СФААР; Λ(k), Λ(k, k-1), - текущая и экстраполированная оценка вектора фильтруемого процесса; KΛ(k) - матрица дисперсии ошибок фильтрации; ; , может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].

Блок 6 устройства управления (УУ) МЛ СФААР предназначен для вычисления ВВК ДОС МЛ СФААР в соответствии с формулой:

,

где I0 - регуляризирующий коэффициент ААР; - вектор амплитудно-фазового распределения, создаваемый сигналом m-го источника излучения на АЭ МЛ СФААР; Λm=exp(-jΔϕm); - диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ МЛ СФААР, определяющего величину КНД в q-м направлении; r0q - вектор фазового распределения токов на элементах ААР, определяющий q-e направление главного луча ее ДН, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].

Блок 7 комплексного взвешивания сигналов (КВС) осуществляет умножение цифровых комплексных сигналов, поступающих на его соответствующие входы в соответствии с правилом:

,

где х0 - цифровой комплексный сигнал на выходе блока КВС; х1 - сигнал на первом входе блока КВС; х2 - сигнал на втором входе блока КВС; "*" - знак комплексного сопряжения, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].

Блок 8 N-входовый сумматор осуществляет суммирования цифровых комплексных сигналов, поступающих на его входы в соответствии с правилом:

,

где х0 - цифровой комплексный сигнал на выходе блока N-входового сумматора; xn, , - пространственные отсчеты поступающего цифрового комплексного сигнала, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].

Функционирование МЛ СФААР, синтезированной по заявленному способу, поясняется чертежами, представленными на фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3 и результатами, представленными на фиг. 4, фиг. 5.

В соответствии с набором амплитудно-фазовых распределений, задаваемыми векторами Iq, r0q, , МЛ СФААР комплекса РТК формирует Q ДН требуемой формы в направлении Q контролируемых ИИ (контролируемых РЭС). При этом в зоне ответственности комплекса РТК находятся М источников помехового излучения, сигналы которых принимаются каждым из N блоков 1 АЭ МЛ СФААР, оцифровываются в соответствующих блоках 2 АЦП и поступают на соответствующие входы блока 5 СП, являющиеся входами блока 4 АП МЛ СФААР. В блоке 5 СП, в соответствии с формулами (11)-(13), вычисляется вектор Λ параметров АП МЛ СФААР. Результаты вычислений Λ передаются в блок 6 УУ. В блоке 6 УУ, в соответствии с формулой (14), по вычисленным значениям вектора Λ и заданным значениям векторов Iq, r0q, , вычисляется I0 вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР. Вычисленные значения вектора I0 передаются на вторую группу входов блока 3 ДОС, образованную вторыми входами N блоков 7 КВС. Одновременно с этим на первую группу входов блока 3 ДОС, образованную первыми входами N блоков 7 КВС, поступают оцифрованные в соответствующих N блоках 2 АЦП значения входного сигнала, принятого соответствующими блоками 1 АЭ МЛ СФААР. Взвешенные I0 ВВК ДОС МЛ СФААР в N блоках 7 КВС сигналы, принятые N блоками 1 АЭ МЛ СФААР и оцифрованные в N блоках 2 АЦП, поступают на соответствующие входы блока 8 N-входового сумматора. В результате на выходе блока 8 N-входового сумматора, являющимся выходом блока 3 ДОС, а также выходом МЛ СФААР формируется ДН МЛ СФААР, имеющая Q главных лепестков (лучей), ориентированных в направления контролируемых ИИ (контролируемых РЭС) и М нулей, ориентированных в направления источников помехового излучения, сигналы которых коррелированы между собой.

На фиг. 4 представлен результат моделирования ДН по мощности линейной МЛ СФААР с изотропными элементами, синтезированной по заявленному способу, и подтверждающий подавление коррелированных сигналов источников помехового излучения. Моделирование проводилось для МЛ СФААР с числом АЭ, равным N=30, при шаге решетки, составляющем , где λ - длина волны излучения, когда контролируемые РЭС находились под углом θ01=0°, θ02=-20° [(Q=2) относительно нормали к АР, а источники помехового излучения - под углами θ1=-57°, θ2=-40°, θ3=39°, θ4=21° и θ5=13° (М=3). Линией 1 показан результат формирования ДН МЛ СФААР без подавления сигналов источников помехового излучения, линией 2 - с подавлением, при , , где , - мощности помехового сигнала и сигнала контролируемой РЭС на входе МЛ СФААР, когда , где - мощность внутренних шумов приемных каналов МЛ СФААР, а коэффициент взаимной корреляции сигналов источников помехового излучения и сигналов контролируемых РЭС составлял rk ~0,95.

На фиг. 5 представлены результаты оценки величины коэффициента подавления помехового сигнала KP как функции коэффициента корреляции сигналов источников помехового излучения KP=ƒ(rk) для МЛ СФААР, синтезированной согласно способу-прототипу, - пунктирная линия (линия 1) и когда МЛ СФААР синтезирована согласно заявленному способу - непрерывная линия (линия 2). Результаты получены для значений , , где , - мощности помехового сигнала и сигнала контролируемой РЭС на входе МЛ СФААР, когда , где - мощность внутренних шумов приемных каналов МЛ СФААР.

Из представленных результатов следует, что применение заявленного способа синтеза МЛ СФААР позволяет синтезировать МЛ СФААР, осуществляющую прием сигналов, контролируемых РЭС с заданного направления и подавление сигналов источников помехового излучения с произвольных направлений, когда коэффициент их взаимной корреляции составляет rk ~0,95.

Так при значении коэффициента взаимной корреляции помеховых сигналов с сигналом контролируемой РЭС, равном rk ~0,95, когда их источники расположены на угловых расстояниях, превышающих ширину главного луча ДН МЛ СФААР, а , , МЛ СФААР, синтезированная по заявленному способу, обеспечивает повышение коэффициента Kp подавления помеховых сигналов на ~21%, что позволяет повысить эффективность средства РТК по показателю ОСПШ на выходе МЛ СФААР на ~38-62%.

Таким образом, выполнение синтеза АП МЛ СФААР с использованием параметрической модели сигналов ИИ, определяемой формулой (2), на основе критерия оптимальности, определяемого формулой (4), когда ВВК I0 ДОС МЛ СФААР вычисляется согласно формуле (14), а вектора параметров АП МЛ СФААР согласно формулам (11)-(13), позволяет синтезировать МЛ СФААР, осуществляющую подавление коррелированных сигналов источников помехового излучения при контроле сигналов РЭС в заданном угловом направлении, т.е. достичь технического результата и решить указанную техническую проблему. В свою очередь синтез МЛ СФААР, осуществляющей подавление коррелированных сигналов источников помехового излучения, позволяет расширить область практического применения заявленного способа синтеза МЛ СФААР, т.е. решить поставленную задачу.

Источники информации

1. Патент РФ №2357338 С1, МПК H01Q 21/00.

2. Монзинго, Р.А. Адаптивные антенные решетки. Введение в теорию / Р.А. Монзинго, Т.У. Миллер. - М.: Радио и связь, 1986. - 448 с.

3. Анго, Андре. Математика для электро- и радиоинженеров / Андре Анго М.: Изд. Наука, 1965. - 780 с.

4. Марпл. - мл., С.Л. Цифровой спектральный анализ и его приложения / С.Л. Марпл.-мл. - М.: Мир, 1990. - 584.

5. Тихонов, В.И. Статистический анализ и синтез радиотехнических устройств и систем / В.И. Тихонов, В.Н. Харисов. - М.: Радио и связь, 1991. - 608 с.

6. Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток / Под ред. Д.И. Воскресенского. - М.: Радиотехника. - 2003. - 631 с.

7. www.insys.ru, info@insys.ru. ЗАО "Инструментальные системы".

8. Остапенко, А.Г. Цифровые процессоры обработки сигналов: Справочник. / А.Г. Остапенко, С.И. Лавлинский, А.Б. Сушков и др., - М.: Радио и связь, 264 с. - 1994.

1. Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки (МЛ СФААР) с использованием параметрической модели сигналов источников излучений, включающий задание исходных данных по количеству N антенных элементов (АЭ) МЛ СФААР, их характеристикам X, положению в пространстве и типу диаграммообразующей схемы (ДОС), с последующим построением адаптивного процессора (АП) МЛ СФААР, вычисляющего вектор весовых коэффициентов (ВВК) ДОС МЛ СФААР , где - значение весового коэффициента на n-м входе ДОС, обеспечивающий максимум отношения сигнал/помеха + шум на выходе МЛ СФААР при изменении параметров сигнально-помеховой обстановки, отличающийся тем, что построение АП МЛ СФААР выполняется с использованием параметрической модели сигналов источников излучения (ИИ):

,

где - вектор сигналов ИИ; sn - сигнал ИИ, регистрируемый n-м АЭ МЛ СФААР; - матрица параметрической модели сигналов ИИ; - матрица векторов , , устанавливающих фазовое распределение сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; - вектор комплексных амплитуд сигналов ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; Δϕm - значение межэлементного набега фазы сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; М - число сигналов ИИ; "j" - мнимая единица, на основе критерия оптимальности, определяемого формулой:

,

где ε2 (Λ, А) - величина невязки входного сигнала МЛ СФААР, определяемая формулой:

,

где "+" - знак эрмитого сопряжения; А - эрмитовая матрица, при этом АП МЛ СФААР вычисляет по результатам фильтрации входного сигнала МЛ СФААР вектор параметров:

,

где "Т" - знак транспонирования, с последующим вычислением вектора I0 весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР в соответствии с формулой:

,

где I0 - регуляризирующий коэффициент МЛ СФААР; - вектор амплитудно-фазового распределения, создаваемый сигналом m-го ИИ на АЭ МЛ СФААР; ; - диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ МЛ СФААР, определяющего ДН антенны в q-м направлении; - вектор фазового распределения токов на элементах МЛ СФААР, определяющий q-e направление главного луча ее ДН; Е - единичная матрица.

2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что вектор Λ параметров АП МЛ СФААР вычисляется в соответствии с уравнениями нелинейной фильтрации в гауссовом приближении:

;

;

,

где - вектор входного сигнала МЛ СФААР; Λ(k), Λ(k, k-1) - текущая и экстраполированная оценка вектора параметров АП МЛ СФААР; - матрица дисперсии ошибок фильтрации; ; ; - диагональная матрица, определяющая динамику изменения процесса Λ на апертуре МЛ ; - матрица параметрической модели сигналов источников излучения; , - корреляционные матрицы шумов наблюдения и измерения.

3. Способ по п. 1, отличающийся тем, что ДОС МЛ СФААР осуществляет формирование диаграммы направленности в соответствии с формулой:

,

где ƒn(Х, u) - функция, определяющая форму ДН n-го АЭ МЛ СФААР; X - вектор заданных характеристик АЭ МЛ СФААР.



 

Похожие патенты:
Изобретение относится к области радиоэлектроники и может быть использовано для усиления мощности радиочастотного сигнала, в приемо-передающем СВЧ-модуле активной фазированной антенной решетки, в частности радиолокационной станции, работающей в импульсном режиме.
Изобретение относится к радиолокационным станциям с последовательным сканированием пространства неподвижными фазированными антеннами решетками, разнонаправленными в пространстве по секторам, и может быть использовано для обнаружения, измерения координат и определения свойств космических и воздушных объектов.

Изобретение относится к антенной технике. Способ включает вычисление сигнала F0 по формуле: .

Изобретение относится к антенной технике и предназначено для калибровки приемно-передающих активных фазированных антенных решеток (ФАР). Способ калибровки активной ФАР, в котором для калибровки приемных каналов приемно-передающих модулей на их входы подают контрольный сигнал, на основе сравнения амплитуд и фаз выходных сигналов приемных каналов калибруемых модулей с амплитудой и фазой выходного сигнала приемного канала опорного приемно-передающего модуля формируют корректирующие сигналы, которые используют для регулировки комплексных коэффициентов передачи приемных каналов калибруемых приемно-передающих модулей.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в различных устройствах, требующих получения радиоимпульсов с высокой импульсной мощностью, например в системах дальней космической связи и радиолокации.

Изобретение относится к антенно-фидерным устройствам, а именно к антеннам, предназначенным для излучения и приема волн двух ортогональных поляризаций. Результат достигается тем, что в турникетной антенне, содержащей два крестообразно расположенных вибратора, к зазору в средней точке которых присоединены входные коаксиальные кабели, плечи вибраторов выполнены из металлического листа в виде равнобедренных прямоугольных треугольников, расположенных в одной плоскости, с вершинами прямого угла в центре антенны.

Изобретение относится к антенной технике и может использоваться для калибровки приемных активных фазированных антенных решеток (АФАР), применяемых в радиолокационных станциях дальнего обнаружения.

Изобретение относится к области радиотехники СВЧ- и КВЧ-диапазонов. Модуль проходной фазированной антенной решетки (ФАР) содержит основание модуля в виде печатной платы и элементы ФАР, соединенные с основанием модуля.

Изобретение относится к радиотехнике, может быть использовано в радиолокации, а также в системах радиоэлектронного подавления. Устройство содержит систему формирования когерентной сетки частот (1), излучающие элементы (2), управляемые фазовращатели (3), систему управления фазовращателями (4), импульсные модуляторы (5), импульсный генератор (6), управляемые линии задержки (7), систему управления задержкой импульса (8), опорный генератор (9) и синхронизатор систем управления линиями задержки и управляемыми фазовращателями (10).

Изобретение относится к устройству для мультистатических измерений сверхвысокочастотных (СВЧ) сигналов с антенным устройством, которое содержит несколько антенных кластеров, и к способу выполнения устройства.

Изобретение относится к антенной технике. Регулируемое фазовращающее устройство антенной решетки для передачи сигнала между общим входным портом и несколькими портами, содержащее проводниковую камеру, разветвленную сеть фидеров, диэлектрический элемент и рычаг тяги. При этом вдоль первого края проводниковой камеры установлены порты ввода и вывода, а вдоль второго края – рычаг тяги, оснащенный диэлектрическим элементом. Разветвленная сеть фидеров содержит металлические прямоугольные части камеры трансформатора различной ширины, используемые для уменьшения отражения сигнала, проходящего по сети, и посредством фидерных узлов и частей соединяет порты ввода и вывода. Диэлектрический элемент содержит секции трансформатора, предназначенные для уменьшения отраженного сигнала, проходящего по сети. При этом на обоих концах диэлектрических элементов, смежных с частями разветвленной сети фидеров, расположенных по второму краю данного устройства, а также соединенных с первым узлом, исходящим из выходного порта, имеются секции трансформатора. Остальная часть диэлектрических элементов имеет секции трансформатора лишь с одного конца, наслаивающегося на разветвленную сеть фидеров. 2 н. и 19 з.п. ф-лы, 11 ил.

Изобретение относится к радиолокации. Способ основан на изменении фазового распределения в апертуре антенной системы с электронным управлением лучом (АС с ЭУЛ) путем электронного управления фазовым сдвигом СВЧ-сигнала в каждом ее излучателе и формировании зоны электронного сканирования с телесным углом, равным ±θ, где θ - угол отклонения луча АС с ЭУЛ от нормали к ее апертуре, размещении АС с ЭУЛ на поворотном устройстве, обеспечивающем ее вращение вокруг своей оси на угол β, изменяемый от 0° до 360°, суммировании зон электронного и механического сканирования. Устанавливают АС с ЭУЛ на двухкоординатное поворотное устройство, имеющее независимые внешний и внутренний узлы поворота, таким образом, чтобы нормаль к ее апертуре совпала с осью вращения внешнего узла двухкоординатного поворотного устройства, обеспечивающего ее вращение на угол β, изменяющийся от 0 до 360°, где β - угол поворота АС с ЭУЛ относительно оси вращения внешнего узла поворота двухкоординатного поворотного устройства, изменяют внутренним узлом поворота двухкоординатного поворотного устройства угол α между осью вращения внешнего узла поворота двухкоординатного поворотного устройства и нормалью к апертуре АС с ЭУЛ до значений ±α. Осуществляют вращение апертуры АС с ЭУЛ внешним узлом поворота двухкоординатного поворотного устройства, изменяя угол β. Производят изменение фазового распределения в апертуре АС с ЭУЛ с учетом углов α и β, осуществляя электронное сканирование лучом в зоне сканирования АС с ЭУЛ, но уже относительно данного положения нормали к апертуре АС с ЭУЛ. Путем независимого поворота АС с ЭУЛ вокруг осей вращения внутреннего и внешнего узлов поворота двухкоординатного поворотного устройства в пределах по α до ±α и по β от 0° до 360° осуществляют перемещение нормали к апертуре АС с ЭУЛ в произвольное направление внутри конического телесного угла размером ±α, формируя тем самым зону механического перемещения нормали к апертуре АС с ЭУЛ. Технический результат заключается в расширении зоны сканирования. 3 ил.

Изобретение относится к технике СВЧ, в частности к активным фазированным антенным решеткам (АФАР) Х-диапазона, расположенным в носовой части самолета или вертолета. Изобретение может быть применено при разработке перспективных бортовых (самолетных и вертолетных) РЛС X-диапазона с широкоугольным электрическим сканированием в азимутальной плоскости, а также использовано при разработке АФАР для других РЛС с широкоугольным электрическим сканированием в азимутальной плоскости, работающих в Х-, Ku-, K-, Kа-диапазонах. Техническим результатом является возможность расширения сектора электрического сканирования углов сканирования при уменьшении в два раза числа используемых приемопередающих модулей (ППМ), уменьшении стоимости и массы АФАР. Предлагаемая АФАР состоит из двух АФАР, каждая из которых состоит из излучающего полотна в виде N излучателей, образующих плоский излучающий раскрыв с размером Lx*Ly, и Nм ППМ, подсоединенных по схеме каждый ППМ с каждым излучателем и обеспечивающих электрическое сканирование в азимутальной плоскости в секторе углов ±ϕск и в угломестной плоскости в секторе углов ±θск, так что суммарное число излучателей в обеих АФАР равно 2N, а число ППМ Nм=N. 6 з.п. ф-лы, 12 ил.

Изобретение относится к области связи, более конкретно к устройствам связи, в частности к антенному блоку для телекоммуникационного устройства и телекоммуникационному устройству, которые могут быть использованы в сетях связи 5-го поколения. Антенный блок содержит диэлектрическую подложку, диэлектрическое покрытие на диэлектрической подложке, щелевую антенную решетку, сформированную в металлическом слое, размещенном на диэлектрической подложке или в ней. При этом щелевая антенная решетка выполнена с возможностью формировать бегущую волну, распространяющуюся по диэлектрической подложке и диэлектрическому покрытию. Щелевая антенная решетка имеет две группы щелевых элементов, каждый щелевой элемент второй группы имеет меньшую длину, чем щелевой элемент первой группы. Щелевые элементы первой и второй группы расположены друг напротив друга, образуя пары щелевых элементов. При этом в паре расстояние от щелевого элемента первой группы до щелевого элемента второй группы выбрано так, чтобы обеспечить сдвиг фазы между излучаемыми ими волнами в 90°. Пары щелевых элементов размещены несоосно так, что четные пары щелевых элементов смещены относительно смежных нечетных пар щелевых элементов. Технический результат заключается в обеспечении формирования направленности излучения антенны, повышении диапазона сканирования, повышении эффективности антенны миллиметрового диапазона, уменьшении потерь сигнала. 2 н. и 7 з.п. ф-лы, 6 ил.

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться для приёма широкополосных сигналов. Устройство содержит приёмник, процессор формирования диаграммы направленности, запоминающее устройство, шину данных, управляющую ЭВМ, дешифратор адреса, генератор тактовых импульсов, гетеродин и совокупность трактов приёма сигналов от антенн, являющихся частью антенной решётки. Причём каждый из трактов приёма сигналов связан с шиной данных, а управляющая ЭВМ, дешифратор адресного сигнала и генератор тактовых импульсов являются общими для каждого из трактов приёма сигналов. Упомянутый тракт приёма сигналов включает два блока дискретизации сигнала антенны, связанные с дешифратором адреса, управляющей ЭВМ, приёмником и трактами управления антеннами решётки по азимуту и углу места, с дешифратором адреса, управляющей ЭВМ, приёмником связаны блоки задержки последовательности импульсов – по одному на каждый канал дискретизации. Технический результат заключается в повышении быстродействия устройства фазирования антенн антенного поля при приёме от антенного поля широкополосных сигналов. 2 н.и 8 з.п. ф-лы, 9 ил.

Изобретение относится к проектированию и синтезу многолучевых самофокусирующихся адаптивных антенных решеток. Способ позволяет выполнить синтез МЛ СФААР, обеспечивающей максимизацию отношения сигналпомеха+шум на выходе антенной решетки в условии взаимной корреляции сигналов источников излучения при изменении параметров сигнально-помеховой обстановки. Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели сигналов источников включает задание исходных данных по количеству антенных элементов МЛ СФААР, их характеристикам, положению в пространстве и типу диаграммообразующей схемы, с последующим построением адаптивного процессора МЛ СФААР, вычисляющего вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, при этом построение АП МЛ СФААР выполняется с применением параметрической модели сигналов ИИ на основе критерия оптимальности, определяющего величину ошибки аппроксимации принимаемых сигналов ИИ указанной моделью. 2 з.п. ф-лы, 5 ил.

Наверх