Способ измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала и устройство для его осуществления

Группа изобретений относится к измерительной технике и может использоваться в информационно-измерительных устройствах для измерения фазовых (частотных) характеристик сигналов задающих генераторов, например прецизионных кварцевых генераторов и квантовых стандартов частоты. Способ измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала заключается в том, что осуществляют аналого-цифровое преобразование измеряемого сигнала основной частоты и опорного сигнала поделенной частоты с интервалом временной дискретизации, определяемой частотой сигнала дискретизации, формируемого из опорного сигнала, запоминают полученные в результате аналого-цифровых преобразований цифровые выборки, осуществляют децимацию цифровых выборок и формирование комплексных цифровых сигналов основных и децимированных выборок, вычисляют фазы измеряемого и опорного сигналов как аргументы основного и децимированного комплексных цифровых сигналов и определяют искомую фазу измеряемого сигнала относительно фазы опорного сигнала. Устройство, реализующее способ, содержит генератор измеряемого сигнала, генератор опорного сигнала, синтезатор частоты сигнала квантования, делитель частоты, переключатель, первый и второй аналого-цифровые преобразователи, первое и второе оперативные запоминающие устройства, первый и второй дециматоры, процессор цифровой обработки сигналов, связанный шиной обмена данными с персональной вычислительной машиной. Достигаемый технический результат заключается в повышении точности измерения. 2 н.п. ф-лы, 2 ил.

 

Заявляемая группа изобретений относится к измерительной технике и может использоваться в информационно-измерительных устройствах для измерения фазовых (частотных) характеристик сигналов задающих генераторов, например, прецизионных кварцевых генераторов и квантовых стандартов частоты.

Вопросы оценок стабильности фазы (частоты) сигналов задающих генераторов чрезвычайно важны для достижения предельно допустимых технических характеристик различных радиосистем по точности и помехоустойчивости и постоянно привлекает внимание исследователей, см., например, работы: [1] - Фалькович С.Е., Хомяков Э.Н. / Статистическая теория измерительных радиосистем // М., Радио и связь, 1981, с. 117-121; [2] - Аппаратура для частотных и временных измерений / Под ред. А.П. Горшкова // М., Сов. радио, 1971, с. 7-15; [3] (электронный источник) http://www.agilent.com - Agilent Е5500 Series phase noise measurement solutions, product overview (Технические решения для измерения фазового шума серии Е5500 компании Agilent. Обзор продукта), номер публикации 5990-5729 RURU.

Известен ряд способов измерения фазовых флуктуаций гармонических (синусоидальных) сигналов, представленных в патентах: [4] - RU 602876 A1, G01R 25/00, 15.04.1978; [5] - RU 995007 A1, G01R 23/00, 07.02.1983; [6] - US 3058063 A, G01R 23/00, 09.10.1962; [7] - US 4378509 А, H03K 5/26; H03D 13/00, 06.10.1980; [8] - US 6154021 А, G06G 7/19, G01R 25/00, 28.11.2000, однако они не являются статистически оптимальными с точки зрения измерения фазы на фоне шумов и принципиально не позволяют достигать точность, близкую к границам, определяемым неравенством Рао-Крамера. Кроме того, реализация этих способов требует опорного сигнала с номинальной частотой равной номинальной частоте исследуемого сигнала, фазовая стабильность которого должна быть в несколько раз выше измеряемых фазовых флуктуаций. Это требование невыполнимо, например, при исследовании сигналов высокостабильных квантовых стандартов частоты.

Известен ряд способов измерения фазовых флуктуаций, представленных в [3, с. 10], а также в патентах: [9] - RU 1765780 A, G01R 23/12, 30.09.1992; [10] - RU 2256928 С2, G01R 23/00, 20.07.2005; [11] - RU 2273859 C1, G01R 29/26, G01R 23/16, 10.04.2006; [12] - RU 2339959 С2, G01R 29/26, 27.11.2008, основанных на использовании двухканальной взаимной корреляции. Этот метод использует комбинацию из одинаковых одноканальных систем с несколькими (минимум с двумя) опорными источниками, фазовая стабильность которых может быть равной и даже хуже стабильности исследуемого сигнала. При этом выполняются операции взаимной корреляции между выходными сигналами каждого канала. Фазовые шумы измеряемого сигнала в каждом канале когерентны и операция взаимной корреляции не влияет на их вклад в результат измерения, тогда как собственные шумы каждого опорного сигнала не когерентны и операция взаимной корреляции уменьшает их суммарный вклад в результат измерения при двух опорных сигналах пропорционально М^0.5 (М - число корреляций). Это можно выразить формулой:

N_и=N_ис+(N₁+N₂)/M^1/2

где: N_и - полный измеренный шум;

N_ис - шум испытуемого устройства;

N_l и N₂ - собственные шумы первого и второго источников опорных сигналов;

М - число корреляций.

Метод двухканальной взаимной корреляции позволяет достичь высокой чувствительности, не требуя исключительно высоких характеристик опорных сигналов. Однако с ростом числа корреляций увеличивается время измерений, которое при оценке фазовых шумов, спектральная плотность мощности которых расположена вблизи несущей исследуемого сигнала, оказывается недопустимо большим.

Известны способы измерения характеристик фазовых флуктуаций гармонических сигналов, представленные в патентах: [13] - RU 993148 A1, G01R 25/00, 30.01.1983; [14] - RU 1478148 A1, G01R 25/00, 07.05.1989; [15] - ЕР 03793321 А2, G01R 25/00, 25.07.1990; [16] - RU 2041469 C1, G01R 25/00, 09.08.1995; [17] - US 6477214 B1, G01R 23/167, Н04В 1/10, 05.11.2002, основанные на получении значений текущей фазы сигнала как аргумента комплексного числа с последующим использованием разностно-фазовой статистики сигнала. Эти способы также являются статистически оптимальными с точки зрения измерения фазы синусоидальных сигналов на фоне шумов, достигающие при больших объемах выборки нижней границы Крамера-Рао.

Основным недостатками такого типа способов являются:

- присущая им погрешность измерения, возникающая из-за различия амплитуд сигналов в квадратурных каналах, которые не могут быть реализованы идеально идентичными;

- погрешность измерения из-за фазовых флуктуаций («джиттера») стробирующих импульсов;

- необходимость использования опорного сигнала, стабильность которого в несколько раз выше стабильности измеряемого сигнала.

В частности, способ измерения характеристик фазовых флуктуаций гармонического сигнала, представленный в патенте [13], включает операции формирования синфазной и квадратурной составляющей измеряемого сигнала, формирования стробирующих импульсов из опорного сигнала, запоминания мгновенных значений синфазной и квадратурной составляющих измеряемого сигнала в моменты появления стробирующих импульсов, аналого-цифрового преобразования мгновенных значений синфазной и квадратурной составляющих измеряемого сигнала, при этом фазу измеряемого сигнала определяют в соответствии с выражением:

где: U_s и U_c - результаты аналого-цифрового преобразования синфазной и квадратурной составляющих соответственно;

k=1, 2, 3, … - текущий номер стробирующего импульса.

Существенным недостатком этого способа является присущая ему большая погрешность оценки. В самом деле, вычисленный результат ϕ(k) содержит следующие составляющие:

где: ϕ₀ - постоянный фазовый сдвиг измеряемого сигнала, не влияющий на оцениваемый параметр;

θ(k) - фазовые флуктуации измеряемого сигнала, подлежащие оценке;

θ₀(k) - фазовые флуктуации опорного сигнала;

θ_s(k) - паразитные фазовые флуктуации из-за «джиттера» стробирующих импульсов;

θ_а(k) - паразитные фазовые флуктуации из-за неточности установки равенства амплитуд и сдвига фаз 90° синфазной и квадратурной составляющих.

Устранение влияния θ₀(k) на результат оценки возможно, если θ₀(k)≤≤θ(k),то есть требуется опорный сигнал, стабильность фазы которого в несколько раз превосходит стабильность измеряемого сигнала. Составляющие θ_s(k) и θ_а(k) принципиально присущи этому способу и существенно увеличивают погрешность оценки фазовых флуктуаций исследуемого сигнала.

Известны способ измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала и устройство для его осуществления, используемые при решении задач определения характеристик гармонического сигнала, представленные в патенте [18] - RU 2591742 С1, G01R 23/00, 20.07.2016. Эти способ измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала и устройство для его осуществления наиболее близки по технической сущности к заявляемым способу и устройству и приняты в качестве прототипа.

Способ измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала, принятый в качестве прототипа, основан на статистически оптимальном алгоритме оценки фазы сигнала. При этом компоненты комплексного сигнала формируются путем последовательных во времени цифровых выборок измеряемого сигнала, что исключает погрешность измерения из-за различия амплитуд квадратурных составляющих комплексного сигнала.

Способ измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала, принятый в качестве прототипа, заключается в следующем. Осуществляют аналого-цифровое преобразование измеряемого сигнала с интервалом временной дискретизации, определяемой частотой сигнала дискретизации, формируемого из опорного сигнала с частотой ƒ₀, где j=0, 1, 2, 3, … Образуют и запоминают компоненты комплексного цифрового сигнала U_s(k) и U_c(k), где k=0, 1, 2, 3 … S, осуществляют вычисление фазы ϕ(k) измеряемого сигнала как аргумента комплексного числа в соответствии с выражением ϕ(k)=tg^-1(U_s(k)/U_c(k)). Одновременно осуществляют аналого-цифровое преобразование опорного сигнала с интервалом временной дискретизации, определяемой указанной частотой ƒ_s сигнала дискретизации. Образуют и запоминают компоненты комплексного цифрового опорного сигнала U_0s(k) и U_0c(k), где k=0, 1, 2, 3 … S, осуществляют вычисление фазы ϕ₀(k) опорного сигнала как аргумента комплексного числа в соответствии с выражением ϕ₀(k)=tg^-1(U_0s(k)/U_0c(k)), а искомое отклонение фазы измеряемого сигнала Δϕ(k) относительно фазы опорного сигнала ϕ₀(k) определяют в соответствии с выражением:

Устройство для измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала, принятое в качестве прототипа, реализующее способ-прототип, содержит последовательно соединенные генератор измеряемого сигнала, первый аналого-цифровой преобразователь, первое оперативное запоминающее устройство и процессор цифровой обработки сигналов, связанный шиной обмена данными с персональной вычислительной машиной, а также последовательно соединенные генератор опорного сигнала и синтезатор частоты сигнала квантования, выход которого соединен с входом синхронизации первого аналого-цифрового преобразователя и входом синхронизации второго аналого-цифрового преобразователя, сигнальный вход которого соединен с выходом генератора опорного сигнала, а выход через второе оперативное запоминающее устройство соединен со вторым входом процессора цифровой обработки сигналов, управляющий выход которого соединен с входом управления синтезатора частоты сигнала квантования.

В процессе осуществления способа-прототипа генератор измеряемого сигнала формирует на своем выходе гармонический сигнал, который поступает на сигнальный вход первого аналого-цифрового преобразователя.

Генератор опорного сигнала формирует на своем выходе гармонический сигнал с частотой ƒ₀, который поступает на сигнальный вход второго аналого-цифрового преобразователя, а также на сигнальный вход синтезатора частоты сигнала дискретизации, на вход управления которого поступает сигнал с управляющего выхода процессора цифровой обработки сигналов.

Синтезатор частоты сигнала дискретизации формирует сигнал, представляющий собой квантующие импульсы, следующие с частотой f_s:

где j=0, 1, 2, 3, … .

Значение выбранного индекса j через персональную вычислительную машину вводится в процессор цифровой обработки сигналов, который управляет коэффициентом синтеза синтезатора частоты сигнала дискретизации в соответствии с выражением (4).

С выхода синтезатора частоты сигнала дискретизации квантующие импульсы поступают на входы синхронизации первого и второго аналого-цифровых преобразователей,обеспечивая одновременность формирование цифровых выборок измеряемого и опорного сигналов с частотой дискретизации ƒ_s.

Цифровые выборки измеряемого сигнала, формируемые с помощью первого аналого-цифрового преобразователя с интервалом временной дискретизации t_s, запоминаются в первом оперативном запоминающем устройстве.

Цифровые выборки опорного сигнала, формируемые с помощью второго аналого-цифрового преобразователя с тем же интервалом временной дискретизации t_s, запоминаются во втором оперативном запоминающем устройстве.

При этом синтез частоты дискретизации в соответствии с выражением (4) обеспечивает формирование ортогональных компонент цифровых комплексных сигналов измеряемого и опорного каналов, запоминаемых в первом оперативном запоминающем устройстве и втором оперативном запоминающем устройстве соответственно.

С выходов оперативных запоминающих устройств цифровые выборки измеряемого и опорного сигналов поступают на соответствующие входы процессора цифровой обработки сигналов.

Процессор цифровой обработки сигналов считывает цифровые коды выборок измеряемого и опорного сигналов соответственно из первого и второго оперативных запоминающих устройств, осуществляет формирование синусных и косинусных составляющих цифрового комплексного сигнала измеряемого U_s(k), U_c(k) и опорного U_0s(k), U_0c(k) каналов, где k=0, 1, 2, 3 … S, вычисляет фазы ϕ(k), ϕ₀(k) и отклонение фазы измеряемого сигнала в соответствии с выражениями:

Вычисленные значения отклонения фазы ϕ(k) измеряемого сигнала выдаются в персональную вычислительную машину для индикации результатов и статистической обработки единичных измерений. В частности, для характеристики фазовых флуктуаций могут быть получены оценки:

- дисперсии:

- автокорреляционной функции:

- спектральной плотности мощности:

Недостатком способа-прототипа и устройства-прототипа являются относительно низкая точность из-за флуктуаций фазы опорного сигнала.

Сказанное можно проиллюстрировать следующим образом. Измеренное значение дисперсии фазовых флуктуаций содержит две составляющие:

где - дисперсии фазовых флуктуаций измеряемого и опорного сигналов соответственно.

При этом если выполняется условие:

В противном случае флуктуации опорного сигнала проявляют маскирующее действие, недопустимо увеличивающее погрешность измерения. При оценке фазовых флуктуаций сигналов прецизионных генераторов, построенных на атомно-квантовых принципах, выполнить условие (7) невозможно.

Техническим результатом, на достижение которого направлены заявляемые изобретения, является повышение точности измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала за счет снижения фазовой ошибки, вносимой фазовой нестабильностью опорного сигнала.

Сущность заявляемого способа измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала заключается в следующем. Осуществляют аналого-цифровое преобразование сигналов в измерительном и опорном каналах с интервалом временной дискретизации, определяемой частотой ƒ_s сигнала дискретизации, формируемого из опорного сигнала с частотой ƒ₀. Запоминают полученные в результате этого аналого-цифрового преобразования цифровые выборки в измерительном и опорном каналах. Осуществляют преобразование этих цифровых выборок в квадратурные составляющие комплексных сигналов измеряемого U_s(k), U_c(k) и опорного U_0s(k), U_0c(k) сигналов. Определяют фазы измеряемого ϕ(k) и опорного ϕ₀(k) сигналов как аргументы комплексного числа в соответствии с выражениями ϕ(k)=tg^-1(U_s(k)/U_c(k)) и ϕ₀(k)=tg^-1(U_0s(k)/U_0c(k)) и определяют фазу Δϕ(k) измеряемого сигнала относительно фазы опорного сигнала в соответствии с выражением Δϕ(k)=ϕ₀(k)-ϕ(k), где k=0, 1, 2, 3 … В отличие от прототипа, сигнал опорного канала перед операцией аналого-цифрового преобразования подвергается операции деления частоты с коэффициентом k_d=2j+1, а частоту ƒ_s сигнала дискретизации формируют в соответствии с выражением ƒ_s=4iƒ₀/(2j+1), где i=2, 3, 4, … , j=1, 2, 3, … Дополнительно осуществляют децимацию запомненных цифровых выборок в измерительном и опорном каналах с коэффициентом децимации i. Преобразуют эти децимированные цифровые выборки в квадратурные составляющие комплексных децимированных сигналов измеряемого U_sd(k), U_cd(k) и опорного U_0sd(k), U_0cd(k) каналов. Определяют фазы ϕ_d(k) измеряемого децимированого сигнала и ϕ_0d(k) опорного децимированного сигнала как аргументы комплексного числа в соответствии с выражением ϕ_d(k)=tg^-1(U_sd(k)/U_cd(k)) и ϕ_0d(k)=tg^-1(U_0sd(k)/U_0cd(k)). Определяют фазу Δϕ_d(k) измеряемого децимированного сигнала относительно фазы опорного децимированного сигнала в соответствии с выражением Δϕ_d(k)=ϕ_0d(k)-ϕ_d(k), где k=0, 1, 2, 3 … , а искомое значение фазы θ*(k) измеряемого сигнала относительно фазы опорного сигнала формируют в соответствии с выражением θ*(k)=(iΔϕ(k)-Δϕ_d(k))/(i-1).

Сущность заявляемого устройства для измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала заключается в следующем. Устройство содержит последовательно соединенные генератор измеряемого сигнала, первый аналого-цифровой преобразователь, первое оперативное запоминающее устройство и процессор цифровой обработки сигналов, связанный шиной обмена данными с персональной вычислительной машиной, а также последовательно соединенные генератор опорного сигнала и синтезатор частоты сигнала квантования, выход которого соединен с входом синхронизации первого аналого-цифрового преобразователя и входом синхронизации второго аналого-цифрового преобразователя, выход которого через второе оперативное запоминающее устройство соединен с вторым входом процессора цифровой обработки сигналов, управляющий выход которого соединен с входом управления синтезатора частоты сигнала квантования. В отличие от прототипа устройство содержит делитель частоты, выход которого соединен с сигнальным входом второго аналого-цифрового преобразователя, вход управления соединен с входом управления синтезатора частоты сигнала квантования, а сигнальный вход соединен с выходом переключателя, первый и второй входы которого соединены, соответственно, с выходом генератора опорного сигнала и выходом генератора измеряемого сигнала, а также первый дециматор, вход которого соединен с выходом первого оперативного запоминающего устройства, а выход - с третьим входом процессора цифровой обработки сигналов, и второй дециматор, вход которого соединен с выходом второго оперативного запоминающего устройства, а выход - с четвертым входом процессора цифровой обработки сигналов.

Сущность заявляемых способа и устройства поясняются иллюстративными материалами, представленными на фиг. 1 и 2, где:

на фиг. 1 представлена структурная схема устройства для измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала, с помощью которого осуществляется заявляемый способ измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала;

на фиг. 2 представлено в схематическом виде преобразование спектра измеряемого сигнала при его временной дискретизации.

Заявляемое устройство для измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала, реализующее заявляемый способ измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала, содержит, см. фиг. 1, последовательно соединенные генератор 1 измеряемого сигнала, первый аналого-цифровой преобразователь 2, первое оперативное запоминающее устройство 3 и процессор 4 цифровой обработки сигналов, связанный шиной обмена данными с персональной вычислительной машиной 5.

Управляющий выход процессора 4 цифровой обработки сигналов соединен с входом управления синтезатора 6 частоты сигнала квантования, сигнальный вход которого соединен с выходом генератора 7 опорного сигнала, а выход соединен с входом синхронизации первого аналого-цифрового преобразователя 2 и входом синхронизации второго аналого-цифрового преобразователя 8.

Выход второго аналого-цифрового преобразователя 8 соединен с входом второго оперативного запоминающего устройства 9, выход которого соединен со вторым входом процессора 4 цифровой обработки сигналов. Сигнальный вход второго аналого-цифрового преобразователя 8 соединен с выходом делителя 10 частоты.

Вход управления делителя 10 частоты соединен с входом управления синтезатора 6 частоты сигнала квантования, соединенным с управляющим выходом процессора 4 цифровой обработки сигналов.

Сигнальный вход делителя 10 частоты соединен с выходом переключателя 11, первый вход которого соединен с выходом генератора 7 опорного сигнала, а второй вход соединен с выходом генератора 1 измеряемого сигнала. Переключатель 11 имеет два фиксированных положения. В первом положении переключатель 11 обеспечивает соединение входа делителя частоты 10 с выходом генератора 7 опорного сигнала, а во втором - соединение входа делителя частоты 10 с выходом генератора 1 измеряемого сигнала. Управление переключателем 11 может осуществляться вручную или от персональной вычислительной машины 5 через процессор 4 цифровой обработки сигналов (на фиг. 1 эта связь не обозначена).

Выход первого оперативного запоминающего устройства 3 также соединен с входом первого дециматора 12, выход которого соединен с третьим входом процессора 4 цифровой обработки сигналов.

Выход второго оперативного запоминающего устройства 9 также соединен с входом второго дециматора 13, выход которого соединен с четвертым входом процессора 4 цифровой обработки сигналов.

Заявляемое устройство для измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала позволяет осуществить два вида измерений. Первый вид - это измерение фазовых флуктуаций сигнала генератора 1 путем измерения действительного значения разности фаз (частот) этого сигнала относительно опорного сигнала, формируемого генератором 7. Второй вид - это измерение только флуктуационной составляющей фазы измеряемого сигнала генератора 1 (фазовая и частотная стабильность), то есть измерение спектральной плотности мощности фазовых флуктуаций (дисперсии) собственно сигнала генератора 1. Первый вид измерений осуществляется при установке переключателя 11 в первое положение, второй вид измерений - при установке переключателя 11 во второе положение.

Работа заявляемого устройства для измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала, иллюстрирующая осуществимость заявляемого способа измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала, происходит следующим образом.

Генератор 1 измеряемого сигнала и генератор 7 опорного сигнала формируют на своих выходах гармонические сигналы, модели которых представляются соответственно в виде:

где:

ƒ - номинальное значение частоты измеряемого и опорного сигналов;

- функции фазы соответственно измеряемого и опорного сигналов, содержащие детерминированную и флуктуационные части.

То есть:

Обе составляющие подлежат измерению относительно Поэтому можно положить а наличие приводит к погрешности измерения (см. выражение (7)). С учетом этих замечаний правое соотношение в выражении (8) может быть переписано в виде

В случае измерения фазовых флуктуаций сигнала генератора 1 путем измерения действительного значения разности фаз (частот) этого сигнала относительно опорного сигнала, формируемого генератором 7, опорный сигнал через переключатель 11, находящийся в первом положении, поступает на делитель 10 частоты, который формирует на своем выходе, а, следовательно, и на сигнальном входе второго аналого-цифрового преобразователя 8, сигнал, определяемый выражением:

Сигналы u(t) и с выходов генератора 1 и делителя 10 частоты поступают на сигнальные входы аналого-цифровых преобразователей 2 и 8, где подвергаются синхронному квантованию по уровню с интервалом временной дискретизации t_s, длительность которого задается синхроимпульсами, поступающими с выхода синтезатора 6 частоты сигнала квантования. Длительность интервала временной дискретизации t_s равна:

где: j=1, 2, 3, …, i=2, 3, 4, …

Выбранные значения индексов j и i, указанные в выражениях (10) и (11), задающие коэффициент деления делителя 10 частоты и параметры интервала временной дискретизации синтезатора 6 частоты сигнала квантования, вводятся через персональную вычислительную машину 5 в процессор 4 цифровой обработки сигналов, который управляет работой делителя 10 частоты и синтезатора 6 частоты сигнала квантования.

Синтезатор 6 частоты сигнала квантования синхронизируется сигналом, поступающим с выхода генератора 7 опорного сигнала, и вырабатывает сигнал u_s(t):

где - фазовые флуктуации сигнала синтезатора 6 частоты сигнала квантования.

Пусть импульсы сигнала квантования формируются в моменты перехода через нулевой уровень с положительной производной сигнала, определяемого выражением (12). Тогда моменты t_k выборок в первом аналого-цифровом преобразователе 2 и втором аналого-цифровом преобразователе 8 можно определить из уравнения:

где k=0, 1, 2, 3, … - текущий номер выборок.

Следовательно, с учетом выражения (11) имеем:

где Δ_s(k, j, i) - представляет собой «джиттер» моментов выборок из-за фазовых флуктуаций сигнала синтезатора 6 частоты сигнала квантования, определяемый выражением:

Выражения для цифровых выборок измеряемого и опорного сигналов, запоминаемых далее в оперативных запоминающих устройствах 3 и 9, можно записать, если в выражениях (8) и (10) вместо непрерывного времени t подставить t_k из выражения (13) с учетом выражения (11):

Существует определенный произвол для выбора значений j и i. Поэтому можно потребовать … - целое четное число (например, i=2, j=8). В этом случае выражение (15) может быть переписано в виде:

Сравнение выражений (16) и (17) показывает, что в оперативных запоминающих устройствах 3 и 9 происходит накопление цифровых выборок сигналов с одинаковой относительной центральной частотой ω₀=2πƒ/ƒ_s=π/2i (см. фиг. 2а), с той лишь разницей, что в измерительном канале, куда входит первое оперативное запоминающее устройство 3, накопление выборок является результатом стробоскопического эффекта (фиг. 2б), а в опорном канале, куда входит второе оперативное запоминающее устройство 9, - результатом непосредственного квантования опорного сигнала деленной на коэффициент (2j+1) частотой с выхода делителя 10 частоты (фиг. 2в). При этом, как проиллюстрировано на фиг. 2, ширина спектра измеряемого сигнала не изменяется при цифровом преобразовании на частоту ω₀ (фиг. 2б), а спектр опорного сигнала сужается в (2j+1) раз (фиг. 2в), так как относительная ширина спектра при операции деления частоты сигнала не изменяется.

Цифровые сигналы u(k) с выхода первого оперативного запоминающего устройства 3 и сигналы с выхода второго оперативного запоминающего устройства 9 поступают соответственно на первый и второй входы процессора 4 цифровой обработки сигналов, а также на входы соответствующих дециматоров 12 и 13.

Процедура децимации определяется как цифровая обработка входного сигнала с помощью линейной фильтрации, в результате которой формируется выходной сигнал с пониженной в i раз частотой дискретизации (см., например патент [17] и публикацию [19] - Основы цифровой обработки сигналов. Курс лекций / А.И. Солонина и др. // Изд. 2-е испр. и перераб., СПб, БХВ-Петербург, 2005, с. 589-615). Следовательно, на третий и четвертый входы процессора 4 цифровой обработки сигнала поступают цифровые коды u_d(k) и соответственно:

Процессор 4 цифровой обработки сигнала осуществляет следующие операции.

Во-первых, осуществляется формирование квадратурных составляющих комплексных сигналов измеряемого U_s(k), U_c(k) и опорного U_0s(k), U_0c(k) каналов, а также квадратурных составляющих комплексных децимированных сигналов измеряемого U_sd(k), U_cd(k) и опорного U_0sd(k), U_0c(k) каналов. Это формирование производится, например, путем умножения выборок u(k) и на значения и , а выборок u_d(k), - назначения и с последующей цифровой низкочастотной фильтрацией, то есть:

Во-вторых, производится определение фаз измеряемого θ(k) и опорного θ₀(k) сигналов, а также фаз θ_d(k) измеряемого децимированого сигнала и θ_0d(k) опорного децимированного сигнала как аргументы комплексных чисел в соответствии с выражениями:

В-третьих, производится вычисление фазы Δϕ(k) измеряемого сигнала относительно фазы опорного сигнала и фазы Δϕ_d(k) измеряемого децимированного сигнала относительно фазы опорного децимированного сигнала в соответствии с выражениями:

В-четвертых, производится вычисление оценки фазы θ*(k) измеряемого сигнала в виде:

Первое слагаемое в правой части выражения (20) с учетом выражения (14) равно нулю, следовательно, искомая оценка фазы θ*(k) измеряемого сигнала определяется как:

Таким образом, при осуществлении измерений фазовых флуктуаций измеряемого сигнала заявляемыми способом и устройством обеспечивается компенсация ошибки измерения из-за фазовых флуктуаций синтезатора 6 частоты сигнала квантования, при этом маскирующее действие фазовых флуктуаций опорного сигнала, в отличие от прототипа, снижено в (2j+ 1) раза. Например, для реального для практики случая j=8 выигрыш в точности равен 17 раз. Это значит, что условие (7) легко выполняется даже тогда, когда фазовая стабильность опорного сигнала в несколько раз хуже, чем у измеряемого сигнала.

Вычисленные таким образом значения фазы θ*(k) измеряемого сигнала выдаются далее в персональную вычислительную машину 5 для индикации результатов и статистической обработки единичных измерений, например, в соответствии с выражением (6).

В случае, когда измерению подлежит только флуктуационная составляющая фазы измеряемого сигнала (фазовая и частотная стабильность), переключатель 11 устанавливается в свое второе положение, при котором на вход делителя 10 частоты поступаетсигнал от генератора 1 измеряемого сигнала, иными словами в опорном канале в качестве опорного сигнала используется сам измеряемый сигнал.

Для этого случая выражение (21) с учетом очевидного соотношения имеет вид:

Вычисление значения фазы θ**(k) измеряемого сигнала осуществляется аналогично рассмотренному выше случаю в процессоре 4 цифровой обработки сигналов. Вычисленные значения фазы θ**(k) измеряемого сигнала выдаются в персональную вычислительную машину 13 для индикации результатов и статистической обработки единичных измерений, например, в соответствии с выражением (6).

Рассмотренное показывает, что заявляемая группа изобретений осуществима и обеспечивает достижение технического результата, заключающегося в повышение точности измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала.

Источники информации

1. Фалькович С.Е., Хомяков Э.Н. / Статистическая теория измерительных радиосистем // М., Радио и связь, 1981, с. 117-121.

2. Аппаратура для частотных и временных измерений / Под ред. А.П. Горшкова // М, Сов. радио, 1971, с. 7-15.

3. http://www.agilent.com_Agilent Е5500 Series phase noise measurement solutions, product overview (Технические решения для измерения фазового шума серии Е5500 компании Agilent. Обзор продукта), номер публикации 5990-5729 RURU.

4. RU 602876 A1, G01R 25/00, 15.04.1978.

5. RU 995007 A1, G01R 23/00, 07.02.1983.

6. US 3058063 A, G01R 23/00, 09.10.1962.

7. US 4378509 А, H03K 5/26, H03D 13/00, 06.10.1980.

8. US 6154021 A, G06G 7/19, G01R 25/00, 28.11.2000.

9. RU 1765780 A, G01R 23/12, 30.09.1992.

10. RU 2256928 С2, G01R 23/00, 20.07.2005.

11. RU 2273859 C1, G01R 29/26, G01R 23/16, 10.04.2006.

12. RU 2339959 С2, G01R 29/26, 27.11.2008.

13. RU 993148 A1, G01R 25/00, 30.01.1983.

14. RU 1478148 A1, G01R 25/00, 07.05.1989.

15. EP 03793321 A2, G01R 25/00, 25.07.1990.

16. RU 2041469 C1, G01R 25/00, 09.08.1995.

17. US 6477214 B1, G01R 23/167, H04B 1/10, 05.11.2002.

18. RU 2591742 C1, G01R 23/00, 20.07.2016.

19. Основы цифровой обработки сигналов. Курс лекций / А.И. Солонина и др. // Изд. 2-е испр. и перераб., СПб, БХВ-Петербург, 2005, с. 589-615.

1. Способ измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала, при котором осуществляют аналого-цифровое преобразование сигналов в измерительном и опорном каналах с интервалом временной дискретизации, определяемой частотой ƒ_s сигнала дискретизации, формируемого из опорного сигнала с частотой ƒ₀, запоминают полученные в результате этого аналого-цифрового преобразования цифровые выборки в измерительном и опорном каналах, осуществляют преобразование этих цифровых выборок в квадратурные составляющие комплексных сигналов измеряемого U_s(k), U_c(k) и опорного U_0s(k), U_0c(k) сигналов, определяют фазы измеряемого ϕ(k) и опорного ϕ₀(k) сигналов как аргументы комплексного числа в соответствии с выражениями ϕ(k)=tg^-1(U_s(k)/U_c(k)) и ϕ₀(k)=tg^-1(U_0s(k)/U_0c(k)) и определяют фазу Δϕ(k) измеряемого сигнала относительно фазы опорного сигнала в соответствии с выражением Δϕ(k)=ϕ₀(k)-ϕ(k), где k=0, 1, 2, 3 …, отличающийся тем, что сигнал опорного канала перед операцией аналого-цифрового преобразования подвергают операции деления частоты с коэффициентом k_d=2j+1, а частоту ƒ_s сигнала дискретизации формируют в соответствии с выражением ƒ_s=4iƒ₀/(2j+1), где i=2, 3 4, …, j=1, 2, 3, …, при этом дополнительно осуществляют децимацию запомненных цифровых выборок в измерительном и опорном каналах с коэффициентом децимации i, преобразуют эти децимированные цифровые выборки в квадратурные составляющие комплексных децимированных сигналов измеряемого U_sd(k), U_cd(k) и опорного U_0sd(k), U_0cd(k) каналов, определяют фазы ϕ_d(k) измеряемого децимированого сигнала и ϕ_0d(k) опорного децимированного сигнала как аргументы комплексного числа в соответствии с выражениями ϕ_d(k)=tg^-1(U_sd(k)/U_cd(k)) и ϕ_0d(k)=tg^-1(U_0sd(k)/U_0cd(k)) и определяют фазу Δϕ_d(k) измеряемого децимированного сигнала относительно фазы опорного децимированного сигнала в соответствии с выражением Δϕ_d(k)=ϕ_0d(k)-ϕ_d(k), где k=0, 1, 2, 3 …, а искомое значение фазы θ*(k) измеряемого сигнала относительно фазы опорного сигнала формируют в соответствии с выражением θ*(k)=(iΔϕ(k)-Δϕ_d(k))/(i-1).

2. Устройство для измерения фазовых флуктуаций гармонического сигнала, содержащее последовательно соединенные генератор измеряемого сигнала, первый аналого-цифровой преобразователь, первое оперативное запоминающее устройство и процессор цифровой обработки сигналов, связанный шиной обмена данными с персональной ной вычислительной машиной, а также последовательно соединенные генератор опорного сигнала и синтезатор частоты сигнала квантования, выход которого соединен с входом синхронизации первого аналого-цифрового преобразователя и входом синхронизации второго аналого-цифрового преобразователя, выход которого через второе оперативное запоминающее устройство соединен со вторым входом процессора цифровой обработки сигналов, управляющий выход которого соединен с входом управления синтезатора частоты сигнала квантования, отличающееся тем, что содержит делитель частоты, выход которого соединен с сигнальным входом второго аналого-цифрового преобразователя, вход управления соединен с входом управления синтезатора частоты сигнала квантования, а сигнальный вход соединен с выходом переключателя, первый и второй входы которого соединены соответственно с выходом генератора опорного сигнала и выходом генератора измеряемого сигнала, а также первый дециматор, вход которого соединен с выходом первого оперативного запоминающего устройства, а выход - с третьим входом процессора цифровой обработки сигналов, и второй дециматор, вход которого соединен с выходом второго оперативного запоминающего устройства, а выход - с четвертым входом процессора цифровой обработки сигналов.