Способ пассивного определения координат движущегося слабого источника излучения

Способ пассивного определения координат движущегося слабого источника излучения относится к области гидроакустики и может быть использован в пассивной гидролокации в зоне излучения источника с круговым (сферическим, цилиндрическим) волновым фронтом, а также в атмосферной акустике и пассивной радиолокации. Для пассивного определения координат источника излучения используют широкоапертурные приемные системы из М≥3 разнесенных в пространстве антенн, расположенных в пространстве известным образом. Задачей предлагаемого способа является пассивное определение координат движущегося слабого источника в смешанном, анизотропном поле помех, содержащем рассеянную фоновую составляющую, а также когерентные составляющие, обусловленные другими, мешающими источниками излучения. Предлагаемый способ включает прием сигналов источников излучения М антеннами, М≥3, расположенными в пространстве известным образом, предварительную обработку в каналах приема, возможность наблюдения сигнальных отметок источников излучения в заданном секторе углов и интервале дальностей, включающее наведение в точку предполагаемого расположения слабого источника - «опорную точку» (ОТ) и циклическое измерение координат, включающее корректировку координат ОТ на последующих циклах измерений, и фазирование всех антенн в направлениях от их центров на текущие координаты ОТ α_отj, D_отj. Для определения текущих оценок координат измеряют величины отклонения δ_αj, δ_Dj координат ОТ от искомых текущих координат источника α_s(t_j), D_s(t_j), для чего измеряют на каждом i-м цикле ПФ попарные взаимные спектры плотности мощности (ВСПМ), и получая на каждой частоте ƒ_k таблицы элементов ВСПМ выходных сигналов всех пар антенн, осредняют их элементы и применяют к ним преобразование «обращение матрицы», получая новые таблицы обращенных измерений, а величины отклонения δ_αj, δ_Dj определяют, используя суммирование на каждой частоте элементов этих таблиц сначала по индексу mn (m, n=1, …, М) с компенсацией разностей времен распространения сигнала к центрам m-й и n-й антенн τ_mni и весовыми коэффициентами для направления и дальности учитывающими геометрию системы <ПС-источник>, затем суммируют по индексу k (по частоте), корректируют α_опj, D_опj на величину δ_αj, δ_Dj соответственно, а текущие оценки координат источника излучения , на момент t_j и прогноз опорных значений α_оп(j+1), D_оп(j+1) на следующий (j+1)-й шаг определяют по результатам динамического сглаживания последовательности оценок координат. 8 з.п. ф-лы, 3 ил.

 

Изобретение относится к области гидроакустики и может быть использовано в пассивной гидролокации в зоне излучения источника с круговым (сферическим, цилиндрическим) волновым фронтом, а также в атмосферной акустике и пассивной радиолокации.

Для пассивного определения двух, или, в общем случае трех координат источника излучения используют широкоапертурные приемные системы из М разнесенных в пространстве антенн, М≥3, расположенных в пространстве известным образом, а также протяженные антенны большого волнового размера. В локации источников излучения актуальной является задача пассивного определения координат движущегося слабого источника в смешанном, анизотропном поле помех, содержащем рассеянную, фоновую составляющую, а также когерентные составляющие, обусловленные другими, мешающими источниками излучения. Не менее актуальной является задача дальнейшей обработки последовательности измерений в интересах определения параметров движения источника, безопасности, классификации и пр. Мешающее воздействие суммарного поля помехи, в особенности его анизотропных составляющих, в частности, других мешающих источников, приводит к ошибкам оценки координат, особенно дальности, и затрудняет решение актуальных задач наблюдения и автоматического сопровождения объекта, поэтому в плосковолновой гидроакустике широко применяются адаптивные методы подавления поля мешающих источников излучения. Однако в пассивной гидролокации с широкоапертурными приемными системами из разнесенных приемников или антенн они оказываются неприменимы, т.к. они решают задачу определения только одной координаты - направления и только в плоско-волновом поле источника.

Известен способ [1] оптимального обнаружения плосковолновых сигналов с антенной решеткой (АР) из М элементов, основанный на объединении приемных элементов АР в группы (подрешетки), обработке вектора измерений X с выходов устройств формирования характеристик направленности (ФХН) таких групп многомерным фильтром пространственно-временного спектра помехи (ПВФ), квадрировании и интегрировании. Параллельно оценивают произведение вектора измерений на вектор компенсации L_pf с направления локальной помехи α_р и вычитают (режектируют) из предыдущего произведения. Результат этой разности возводят в квадрат и суммируют по частоте с умножением на h_sƒ - оптимальную характеристику частотного фильтра для искомого сигнала. Преимуществом этого способа является возможность подавления составляющих поля помехи и повышения отношения сигнал/помеха слабого источника. Недостатки этого способа: способ сформулирован для определения оптимального отклика одного («полезного») плосковолнового сигнала в направлении его прихода, требует измерения каким-то образом матрицы фоновой помехи и специального канала измерения сильной локальной помехи и предварительного определения уровней и направлений на мешающие источники помех. Способ сформулирован для приема сигнала с плоским волновым фронтом, для пассивной локации в зоне Френеля этот метод не может быть использован, тем не менее интересен как вариант решения задачи, аналогичной той, которая решается в данном предложении, а также использованием приема объединения элементов антенны в группы (подрешетки).

Известен адаптивный способ обнаружения слабого сигнала антенной из М приемников и определения направления на источник излучения на фоне суммарной помехи, включающей изотропный шум, анизотропные составляющие и локальные источники помехи [2]. Т.к. метод оптимального приема при обнаружении широкополосного сигнала [1] предполагает, что матрица взаимного спектра плотности мощности (ВСПМ) суммарной помехи N_ƒΣ на выходах приемной системы (ПС) известна или определяется каким-нибудь образом в процессе приема, то в этом способе предлагается использовать ее приближенную оценку. В частности, если обнаруживаемый сигнал слабый по сравнению с суммарной помехой, то ее матрицу ВСПМ N_ƒΣ в [2] предлагают заменить на оценку ВСПМ суммарного (включающего слабый «полезный сигнал») векторного сигнала X_k с выходов антенны. Для этого на каждом цикле ПФ на каждой частоте ƒ_k измеряют попарные ВСПМ с выходов всех приемников в виде таблиц размерности М×М и сглаживают все элементы в скользящем временном окне из заданного числа последовательных циклов ПФ, получая таблицы оценок попарных ВСПМ всех элементов ПС на каждой частоте на момент текущего цикла ПФ. На каждом очередном цикле ПФ векторного сигнала X_k каждую таблицу оценок попарных ВСПМ подвергают известному преобразованию «обращение матрицы» [3] и суммируют по индексу mn с умножением каждого элемента на коэффициент компенсации времен прихода сигнала к m-му и n-му приемникам с предполагаемого направления. Затем суммируют по частоте ƒ_k в пределах заданного диапазона с умножением на коэффициент заданной частотной характеристики h_k, повторяют все эти действия для дискретных направлений в секторе обзора и выдают на индикатор. Обнаружение производят по появлению сигнальной отметки (СО) и сравнению ее с заданным порогом, а направление определяют по положению экстремума СО на шкале направлений. Преимуществами этого способа являются уменьшение влияния суммарного поля фонового шума и локальных помех, отсутствие необходимости априорных знаний о свойствах поля суммарной помехи и расположении локальных помех, причем чем сильнее мешающий источник, тем глубже он подавляется. Недостатками способа являются следующие: способ применим для приема сигнала от неподвижного источника и приемной системы и предполагает статическое интегрирование, которое при переменных координатах источников и приемника приводит к ошибкам их оценок из-за инерционности накопителя, что снижает эффективность решения последующих задач: трассового анализа, определения параметров движения объекта, классификации и пр. Способ может быть использован только для определения одной координаты: угла прихода сигнала с плоским волновым фронтом, в то время как пассивная локация в принципе работает в зоне со сферическим или цилиндрическим фронтом и ее целью является определение и направления и дальности (в общем случае также и угла места). Для пассивной локации этот метод не может быть использован, т.к. не предназначен для работы с криволинейным фронтом поля источника и определения всех координат, тем не менее он содержит полезный способ приближенной фильтрации когерентной составляющей помехи.

Известен «Способ пассивного определения координат источников излучения» [4], содержащий прием сигналов с круговым волновым фронтом приемной системой (ПС) из М антенн (М≥3), расположенных в пространстве известным образом, предварительную обработку, двухкоординатный индикатор с координатной сеткой размером P×Q, с интервалом между ее узлами δ_α и δ_D соответственно. В каждом pq-м узле координатной сетки определяют суммарные по индексу mn значения попарных взаимно-корреляционных функций C_mn(τ_mn(α_p, D_q)) всех mn-х пар антенн, накопленные за заданное время Т_н и определяют координаты максимума сигнальной отметки на индикаторе α и D по ее положению на координатных шкалах индикатора. Недостатком данного способа является то, что в нем используется статическое накопление, жестко привязанное к координатной сетке индикатора и при движущемся источнике и/или носителе приемной системы и большом времени накопления Т_н возникают значительные динамические ошибки определения координат из-за инерционности накопителя, зависящие от скорости относительного перемещения источника и приемников. Другим недостатком является искажение формы сигнальной отметки на индикаторе и смещение положения ее максимума в присутствии сильных мешающих источников излучения.

Наиболее близким по совокупности общих признаков к предлагаемому способу является «Способ пассивного определения координат движущегося источника излучения» [5], содержащий: приемную систему (ПС) с М антеннами, М≥3, расположенными в пространстве известным образом, предварительную обработку, включающую: преобразование акустических сигналов в электрические, синхронную дискретизацию, цифровое преобразование, циклическое дискретное преобразование выборок сигналов антенн объемом N_ПФ в массивы спектральных частотных отсчетов X_m(ƒ_k) в полосе приема ƒ_н≤ƒ_k≤ƒ_в (преобразование Фурье), наблюдение сигнальных отметок (СО) источников излучения в заданном секторе углов и интервале дальностей, включающее наведение визира на СО по координатной сетке «направление-дальность» индикатора обзора (например, по известному способу [4] и дискриминацию (различение отклонения от опорного уровня по знаку и величине) текущих оценок координат от истинного положения источника. При дискриминации измеряемых параметров α_s, D_s сигнал на выходе дискриминаторов является функцией (по α_s в некоторых пределах линейной, по D_s - существенно нелинейной) величины отклонения текущего направления α_t, от α_s и дальности D_t от D_s с обратной связью на фокусирование ПС по направлению и дальности и далее динамическое сглаживание до требуемого времени осреднения. Текущие оценки , определяют корректируя α_опi, D_опi на оценки величин δ_αi, δ_Di соответственно, а текущие координаты источника излучения α_S(t_i), D_S(t_i) на момент i-го цикла и прогноз опорных значений α_опi+1, D_опi+1 на следующий (i+1)-й цикл определяют по результатам динамического сглаживания [6] последовательностей оценок координат на предыдущих циклах, включая i-й цикл. Ввиду того, что сечения СО: по направлению симметричное, а по дальности асимметричное [7], выходные характеристики дискриминаторов имеют вид: по направлению - антисимметрична, а по дальности - асимметрична, в способе-прототипе описаны способы дискриминации отклонений по направлению и по дальности. Метод дискриминации отклонений по направлению δ_αi: на каждом i-м цикле ПФ определяют комплексные взаимные спектры плотности мощности (ВСПМ) сигналов всех пар антенн и суммируют по частоте ƒ_k мнимые части ВСПМ каждой mn-й пары антенн в полосе приема [ƒ_н, ƒ_в] с умножением каждого слагаемого на коэффициент частотной характеристики h_k, на частоту ƒ_k и на коэффициент компенсации разности времен прихода сигнала от ОТ к центрам антенн каждой mn-й пары e_kmni=exp(-j2πƒ_k τ_mni(α_опi, D_опi, r_m, r_n)), определяя τ_mni по формулам тригонометрии с использованием координат ОТ i-го шага и координат центров антенн r_m, r_n. В результате получают для каждой mn-й пары суммарные величины c_1mnj i-го цикла ПФ на i-м шаге, затем суммируют по частоте ƒ_k вещественные части ВСПМ с умножением каждого слагаемого на h_k, на коэффициент компенсации e_kmni и на квадрат частоты получая для каждой пары суммарную величину c_2mni, затем определяют отклонение по α, а именно δ_αi, суммируя по индексу mn величины c_1mni с весовыми коэффициентами w_αmni, равными производной по α разности времен распространения τ_mni(α_опi, D_опi), получая величину c_1i, которую делят на сумму по индексу mn величин c_2mni с тем же весовым коэффициентом в квадрате , получая c_2i. Затем выполняют осреднение оценок отклонения δ_αi по j=1, 2, … J циклам ПФ, получая малоосредненную оценку отклонения δ_αj. Метод дискриминации отклонений по дальности δ_Di предлагается следующим: используют М_п=(М²-М)/2 нечетных попарных взаимно-корреляционных функций (НВКФ) сигналов антенн на дискретной шкале задержек τ, для чего комплексные частотные элементы ВСПМ каждой mn-й пары антенн j-го цикла умножают на коэффициент заданной частотной характеристики h_k (например, эккартовской [1, с. 76-79], прямоугольной, выбеливающей и др., по выбору разработчика) и на частоту ƒ_k, выполняют их осреднение за J циклов ПФ (отдельно для реальной и мнимой части), затем сканируют величину D=D_p по р=±1, 2, … в окрестностях D_опi, определяя в каждой точке сканирования значения τ_mni(α_опi, D_p), весовые коэффициенты w_Dmnip, равные производной ∂τ_mni(α_опi, D_p)/∂D. Затем определяют значение z_i(D) в каждой точке сканирования путем считывания значений в точках τ=τ_mni(α_опi, D_p), и суммирования их по индексу mn в каждой точке D_p с весовым коэффициентом w_Dmnip, причем, если значения τ_mni(α_опi, D_p) не совпадают с дискретными значениями τ_q шкалы временных задержек, используют интерполяцию между дискретными значениями τ_q, находят положение нулевого значения z_i(D) на шкале D, а отклонение δ_Di определяют по отстоянию нулевой точки z(D)=0 от опорного значения D_опi. Определив оценки текущих координат источника излучения на момент i-го цикла и прогноз опорных значений α_опi+1, D_опi+1 на следующий (i+1)-й цикл, назначают их координатами опорной точки (ОТ) на следующий цикл и повторяют изложенную схему, а фокусировка ПС в опорную точку является обратной связью следящей системы. Преимуществом данного способа является определение координат - направления и дальности движущегося объекта в зоне Френеля поля источника в динамическом режиме слежения и осреднения оценок. Недостатком этого способа является смещение оценки измеряемых параметров (направления и, особенно, дальности) при наличии других источников излучения и анизотропных составляющих поля помехи из-за интерференции полей излучателей на приемниках и антеннах ПС.

Задачей изобретения является пассивное следящее определение координат движущегося слабого источника излучения М-антенной приемной системой в зоне Френеля, в первую очередь дальности, с подавлением влияния суммарного поля помехи, в том числе его анизотропных составляющих и локальных мешающих источников.

Техническим результатом предлагаемого изобретения является повышение точности определения координат движущегося источника излучения в присутствии когерентных составляющих помехи и эффективности решения последующих задач, таких, как определение параметров движения источника и классификации, обеспечение безопасности и др. благодаря устранению составляющих смещения оценки координат, зависящих от наличия анизотропных помех и мешающих источников излучения.

Для обеспечения указанного технического результата в способ пассивного определения координат движущегося источника излучения, содержащий прием сигналов М антеннами, М≥3, расположенными в пространстве известным образом, предварительную обработку (ПО) в каналах приема, включающую преобразование акустических сигналов в электрические, синхронную дискретизацию, цифровое преобразование, циклическое (по i) дискретное преобразование Фурье (ПФ) временных выборок сигналов антенн объемом N_пф в массивы спектральных комплексных частотных отсчетов X_mi(ƒ_k) в полосе приема ƒ_н≤ƒ_k≤ƒ_в, k=k_н÷k_в, наблюдение сигнальных отметок (СО) источников излучения в заданном секторе углов и интервале дальностей, например по способу [4], включающее индикацию и наведение визира на СО источников излучения и в точку предполагаемого расположения слабого источника - «опорную точку» (ОТ), фазирование антенн в направлениях от их центров на ОТ, циклическое измерение текущих координат источника излучения α_s(t_j), D_s(t_j) на момент t_j и прогноз опорных значений α_опj+1, D_опj+1 на следующий (j+1)-й шаг по результатам динамического сглаживания полученных оценок координат, введены новые признаки, а именно: на каждом j-ом цикле измерений, включающем Н циклов ПФ сигналов приемников ПС, определяют величины отклонения δ_αj, δ_Dj текущих координат ОТ α_от(t_j), D_от(t_j) от искомых текущих координат источника α_s(t_j), D_s(t_j), используя последовательность Н предыдущих циклов ПФ сигналов X_m(i-j)(ƒ_k) с выходов М фазированных антенн (i - номер очередного цикла ПФ, i=0, 1, 2, … Н, m - номер антенны, k - номер частотного элемента ПФ, k_н<k<k_в, k_н,k_в - номера граничных элементов ПФ в диапазоне приема, k_в-k_н=К, ƒ_k - дискретная частота, соответствующая k-му элементу ПФ,), измеряя на каждом i-м цикле ПФ попарные взаимные спектры плотности мощности (ВСПМ) G_ik=[g_mnik], получая на каждой частоте ƒ_k таблицы элементов ВСПМ выходных сигналов всех пар антенн, осредняют элементы этих таблиц по Н предыдущим циклам ПФ и применяют к ним известное [3] преобразование «обращение матрицы», получая новые таблицы обращенных измерений Величину отклонения по направлению δ_αj определяют, путем измерения величины дискриминации и нормирующей величины а величину отклонения по дальности δ_Dj, определяют путем нахождения нулевого значения величины дискриминации по дальности на шкале дальностей D, используя таблицы обращенных измерений B_kj и расчеты времен распространения сигнала от ОТ к центрам антенн t_отmj, разностей времен распространения сигнала от ОТ к m-й и n-й антеннам τ_mnj и весовых коэффициентов и учитывающих геометрию системы «источник-ПС», затем корректируют α_опj, D_опj на величину δ_αj, δ_Dj соответственно, а текущие оценки координат источника излучения , на момент t_j и прогноз опорных значений α_оп(j+1), D_оп(j+1) на следующий (j+1)-й шаг определяют по результатам динамического сглаживания последовательности оценок координат [6].

Элементы ВСПМ таблиц G_ik=[g_mnik] на частоте ƒ_k могут быть получены путем попарного перемножения k-х составляющих Фурье-изображения выходных сигналов сфокусированных m-ой и n-ой антенн и сглаживания (отдельно мнимые и вещественные части элементов) за заданное разработчиком (исходя из заданных параметров скорости взаимного перемещения источника и ПС) число Н циклов ПФ (полученных в моменты t_i-J, …, t_i-2, t_i-1, t_i) известными методами сглаживания последовательностей: «в скользящем окне», рекурррентными и др. методами [8].

Таблица оценок попарных ВСПМ G_ik=[g_mnik] может быть сформирована из (М²-М)/2 попарных значений произведений выходных сигналов x_mik каждой m-ой антенны с сопряженными выходными сигналами каждой n-й антенны, при m,n=1…М, но m<n, после чего каждую полученную треугольную таблицу преобразуют в квадратную таблицу G_jk=[g_mnjk] размерности М×М путем заполнения ячеек правого верхнего треугольника таблицы G_jk элементами таблицы а ячеек нижнего левого треугольника сопряженными значениями: а диагональные элементы g_mmjk равны квадратам модуля выходных сигналов m-х антенн, затем преобразуют каждую таблицу G_jk методом обращения где черта сверху - знак осреднения, () - знак дефиниции.

Для корректировки координат ОТ и определения величин отклонения текущих оценок от искомого направления и дальности до источника, формируют таблицы М×М разностей времен распространения сигнала от ОТ t_mотj и t_nотj к центрам m-й и n-й антенн τ_mni=t_mотi-t_nотi (с учетом того, что τ_nmj=-τ_mnj) и таблицы весовых коэффициентов для определения направления и используя текущие координаты центров антенн r_mi и ОТ и скорость распространения звука.

Величина отклонения направления δ_αj может быть определена путем нахождения дискриминационной величины и деления ее на нормирующую величину .

Дискриминационную величину можно определить путем суммирования по индексу mn элементов каждой k-й таблицы обращенных элементов ВСПМ B_jk=[b_mnjk] с умножением каждого слагаемого на свой mn-й весовой коэффициент для направления и на коэффициент компенсации разности времен прихода сигнала к m-й и n-й антеннам τ_mnj, равный e_mnj=exp(-j2πƒ_kτ_mnj), а затем суммирования по частоте ƒ_k (т.е. по k) с умножением каждого слагаемого на коэффициент частотной характеристики h_k и на частоту ƒ_k.

Нормирующую величину можно определить путем суммирования по индексу mn элементов каждой k-й таблицы обращенных элементов ВСПМ B_jk=[b_mnjk] с умножением каждого слагаемого на квадрат mn-го весового коэффициента и на коэффициент компенсации τ_mnj, равный e_mnj-exp(-j2πƒ_kτ_mnj), а затем суммирования по частоте ƒ_k с умножением каждого слагаемого на коэффициент частотной характеристики h_k и на квадрат частоты ƒ_k.

Для определения величины отклонения δ_Dj текущей оценки дальности до ОТ от искомой D_sj можно использовать сканирование величины D=D_p=D_опj±рΔ_D по р=1, 2, … с заданным шагом Δ_D в окрестностях D_опj при фиксированном рассчитывая в каждой точке сканирования р значения τ_mnp(α_опj, D_p), весовые коэффициенты и значение z_pj(D_pj), для чего суммируют по индексу mn элементы каждой k-й таблицы обращенных элементов ВСПМ B_jk=[b_mnjk] с умножением каждого слагаемого на свой mn-й весовой коэффициент для дальности и на коэффициент компенсации τ_mnp, равный e_mnp=exp(-j2πƒ_kτ_mnp), а затем суммируют по частоте ƒ_k (т.е. по k) с умножением каждого слагаемого на коэффициент частотной характеристики h_k и на частоту ƒ_k. Сканируя таким образом по р, находят положение нулевого значения z_pj(D_pj) на шкале D (используя интерполяцию), а отклонение δ_Dj определяют по отстоянию нулевой точки z_pj(D_pj)=0 от опорного значения D_опj.

Затем можно корректировать координаты опорной точки α_опj, D_опj на величину δ_αj, δ_Dj соответственно: и использовать оценки , как последнее измерение последовательности предыдущих измерений для динамического сглаживания, применяя какой-либо из известных методов динамического сглаживания последовательностей [2], определяя таким образом текущие сглаженные оценки координат источника излучения , на момент t_j и прогноз опорных значений α_оп(j+1), D_оп(j+1) на следующий (j+1)-й цикл измерений которые используют для нового фазирования антенн, осуществляя таким образом функцию обратной связи следящего измерения координат движущегося слабого источника в поле, содержащем сильные мешающие когерентные составляющие.

Введение новых признаков позволяет повысить точность определения координат движущегося слабого источника излучения пассивной приемной системой, что важно также для эффективности решения последующих задач, таких как определение параметров движения источника, классификации, обеспечения безопасности плавания и др., благодаря подавлению составляющих непредсказуемого смещения оценок координат, зависящих от наличия анизотропных помех и мешающих источников излучения и их взаимного расположения с ПС.

Новизна предлагаемого решения по нашему мнению заключается в том, что каждую из М антенн широкоапертурной ПС фазируют в точку предполагаемого расположения интересующего источника и в обработку выходных сигналов антенн вводят операции приближенной пространственно-временной фильтрации (ПВФ) следующим образом. Известный из плосковолновой акустики оптимальный метод определения координаты θ (в нашем случае - направления α и дальности D) источника излучения можно представить как [1, с. 137]:

где первое слагаемое - опорное значение (точка «наведения» - ОТ), второе слагаемое - поправка δ_θ к θ_оп, определяемая из измерений поля X(t_i, θ-θ_оп), L_X(θ) - функция правдоподобия выборки X(θ), содержащая информацию об искомой координате θ. Можно показать [1], что числитель и знаменатель второго слагаемого может быть представлен в виде:

где G_k - матрица размерности М×М взаимных спектральных плотностей мощности (ВСПМ) на частоте ƒk суммарной составляющей шума и локальных и других когерентных помех на выходах антенн ПС без сигнала искомого источника, поэтому в общем случае неизвестная, V_k - фокусирующая квадратная матрица, диагональные элементы которой - коэффициенты, компенсирующие время распространения сигнала τ_mn к центрам антенн ПС, а остальные равны нулю, W - весовая матрица, учитывающая геометрию системы ПС - источник, элементы которой равны производной ∂τ_mn/∂θ.

Поскольку ВСПМ помех без «полезного» сигнала неизвестны, применяют [2] приближенные методы измерения G_k, в частности, если уровень полезного (искомого) сигнала мал, а уровни когерентных составляющих локальных помех больше фонового шума, и время накопления Т достаточно велико (актуальная ситуация в практике), то оценку таблицы ВСПМ выходного векторного процесса можно приближенно считать равной ВСПМ суммы составляющей шума и локальных помех, т.е. . Тогда выражения (2) можно представить эквивалентным образом как:

где b_mnk - элементы таблицы М×М, обратной таблице оценок ВСПМ суммарного процесса с выходов антенн ПС , m,n = 1, …, М, - номера антенн ПС; e_mnk=exp(-j2πƒτ_mn(α_оп, D_оп, r_m, r_n)) - коэффициент компенсации разности времен распространения сигнала τ_mn от точки α_оп, D_оп к центрам m-й и n-й антенн с координатами r_m, r_n, соответственно; - весовой коэффициент, равный , где θ в нашем случае - направление α или дальность D.

Выражения (3) реализуют процедуры приближенно оптимальной обработки по выражениям (1, 2): пространственно-временную фильтрацию, фокусировку, попарное перемножение сигналов антенн, суммирование, временное и частотное осреднение. С точки зрения физики ПВФ принятого векторного процесса X_tk в виде с одной стороны обеспечивает подавление всех источников когерентного излучения (в том числе и «полезного» сигнала, ожидаемого в точке α_оп, D_оп), с другой стороны, благодаря фокусировке e_mnk (α_оп, D_оп), сигнал источника, если он находится в этой точке, становится значимым на фоне подавленных других источников, а степень его дискриминации, благодаря ПВФ соседних направлений, существенно увеличивается по сравнению с традиционной обработкой (по прототипу), тем самым обеспечивая повышение точности определения координат и разрешающей способности как по направлению, так и по дальности.

Сущность предполагаемого изобретения поясняется фигурами 1÷3.

На фиг. 1 изображена схема устройства, реализующего предлагаемый способ определения координат слабого движущегося источника, на фиг. 2 и 3 приведены результаты численного эксперимента, иллюстрирующие примеры сопровождающего определения двух координат слабого движущегося источника (СИ) на фоне сильного мешающего источника когерентного излучения (МИ) способом - прототипом и предлагаемым способом при двух соотношениях уровня МИ и СИ.

На фиг. 1: 1 БПС ПО - блок приемной системы с модулями предварительной обработки сигналов М антенн А₁÷A_m, m=1, …, М; 2 БФН - блок формирования направленности антенн; 3 БВСПМ - блок оценки попарных ВСПМ всех антенн C_mnk; 4 БТСПМ - блок накопления ВСПМ и формирования квадратных таблиц спектров плотности мощности: ; 5 БОТ - блок преобразования (обращения) таблиц ВСПМ: ; 6 БДα - блок суммирования в канале дискриминации направления 7 БНα - блок суммирования в канале нормирования ; 8 БД_D - блок суммирования в канале дискриминации дальности ; 9 БДСα - блок динамического сглаживания последовательности оценок направления; 10 БДС_D - блок динамического сглаживания последовательности оценок дальности (9 и 10 - программируемые процессоры); 11 БВ - блок вычислителя (программируемый процессор); 12 БУ - блок управления (программируемый контроллер).

На Фиг. 2 и 3: а - индикаторная картина по способу [4] в координатах: направление (ось х) - дальность (ось у), б - индикаторный массив а в аксонометрии; 13 - максимум сигнальной отметки МИ на индикаторной картине,; 14 - истинная траектория СИ от точки 15 к точке 16; 17 - траектория слабого источника по оценкам координат способом-прототипом [5]; 18 - траектория слабого источника по оценкам координат предлагаемым способом.

Реализацию предлагаемого способа пассивного определения координат источника гидроакустического излучения удобно показать на примере работы устройства, схема которого изображена на фиг. 1. Приемная система ПС из М антенн (А₁÷А_М) по N_пр элементов каждая принимает акустические сигналы, содержащие распределенные шумы акватории и шумы локальных источников излучения, преобразует их в электрические сигналы и подвергает предварительной обработке в блоке БПС ПО 1, включающей: синхронную дискретизацию, цифровое преобразование, циклическое дискретное преобразование Фурье в полосе приема ƒ_н≤ƒ_k≤ƒ_в. Количество сигнальных выходов БПС ПО М×N_пр, в частотной области с К частотными элементами циклического ПФ в заданной полосе приема. Эти сигналы поступают на входы блока БФН 2 формирования направленности (ФН) каждой антенны на точку α_m(α_оп, D_оп), координаты которой в начале поступают из блока управления БУ 12 как точки наведения наблюдателем, использующим индикатор по способу [4], представленного на фиг. 2 и 3, и/или другие данные, а затем циклически поступают из вычислителя БВ 11, решающего задачу определения направления от центра каждой антенны на ОТ для данного цикла измерения координат в соответствии с результатами динамического сглаживания в блоках БДСα 9 и БДС_D 10 последовательностей измерений на предыдущих циклах. На выходе БФН 2 и входе ВСПМ 3 имеет место М суммарных сигналов антенн по К комплексных частотных элементов ПФ.

В блоке БВСПМ 3 выполняются измерения (М² - М)/2 попарных взаимных спектров плотности мощности (ВСПМ) сигналов антенн C_mnk на каждой частоте ƒ_k. Объем данных на выходе БВСПМ 3: К треугольных таблиц по (М² - М)/2 элементов ВСПМ каждая. В блоке БТСПМ 4 значения ВСПМ осредняются по Н циклам ПФ и формируются в квадратные таблицы М×М для каждой частоты ƒ_k, которые затем подвергаются известному преобразованию обращения в блоке БОТ 5, получая таблицы B_mnk (специализированные программируемые модули для преобразования обращения выпускаются промышленностью). В блоке БДα 6 выполняется сначала суммирование элементов каждой таблицы B_mnk по индексу mn с умножением каждого слагаемого на коэффициент компенсации разности времен прихода сигнала к центрам m-й и n-й антенн τ_mn и на весовой коэффициент , которые поступают из блока БВ 11 - вычислителя (программируемый процессор), затем выполняют суммирование по k с умножением на коэффициент частотной характеристики и на частоту ƒ_k, получая дискриминационную величину В блоке БНα 7 получают нормирующую величину , суммируя аналогичным образом элементы B_mnk по индексу mn, но с умножением слагаемых на квадрат весового коэффициента и затем по k, но с умножением слагаемых на квадрат частоты. В результате деления получают очередную оценку величины отклонения направления на опорную точку данного цикла от фактического, корректируют на эту величину опорное направление и получают очередную оценку направления, которая поступает в блок БДСα 9 динамического сглаживания оценок направления. В блоке БД_D 8 выполняется суммирование элементов B_mnk по индексу mn а затем по k аналогично блоку 6, но с использованием весового коэффициента , так же поступающего из блока БВ 11, получая дискриминационную величину z_D(α_опj, D_опj), затем пересчитывают z_D несколько раз, сканируя положение опорной точки в окрестностях α_оп, D_оп: z_D(α_оп, D_оп±pΔ_D) находят точку в которой z_D=0 (используя интерполяцию) и принимают ее за оценку дальности данного цикла измерений Измеряемое данным, предлагаемым способом, отклонение равно Полученная таким образом очередная оценка дальности поступает в блок БДС_D 10 динамического сглаживания оценок дальности. В блоках БДСα 9 и БДС_D 10 получают сглаженные оценки и их прогноз на следующий (j+1)-й цикл измерения координат известными способами сглаживания последовательностей [2]. Эти координаты назначаются опорной точкой этого цикла и поступают в блок БФН 2 формирования направленности антенн ПС α_m(α_оп, D_оп), в вычислитель БВ 11 для расчета разностей времен распространения сигнала к центрам антенн τ_mn, весовых коэффициентов , и в блок управления БУ 12 (программируемый контроллер), который обеспечивает управление АЦП, циклами ДПФ, индикацией, наведением на ОТ, циклами измерений, формированием последовательностей оценок и динамическим сглаживанием.

Работоспособность предлагаемого способа пассивного определения координат иллюстрирует численный пример, результаты которого наглядно показаны на фиг. 2а и 3а, где изображены два примера измерения координат слабого источника в присутствии сильного МИ. Для иллюстрации выбрана ситуация, когда ПС и МИ неподвижны (МИ в точке 13, начало координат в центре ПС), а слабый источник (СИ) проходит по линейной траектории между ними от точки 15 до 16, в том числе пересекая направление створа с МИ α=16°. Координаты СИ определяются известным способом-прототипом [5] и предлагаемым способом в последовательных точках расположения СИ. В качестве индикатора сигнальных отметок источников 13 и 16 в выбранном секторе углов 11.5°÷20.5° и интервале дальностей 0.0÷10 км принята двухкоординатная индикаторная картина по способу [4], где по оси х - направление α, по оси у - дальность D км. Для наглядности на фиг. 2б и 3б эти картины показаны в аксонометрической проекции с сигнальной отметкой МИ (13) и СИ (16)

В численном примере использованы следующие исходные данные:

Количество антенн приемной системы М=5; базовый размер ПС В=60 м (4×15 м); число приемников в каждой антенне N_пр=20, интервал между приемниками d≈λ_в/2, где λ_в - длина волны на верхней частоте диапазона приема λ_в=0.1875 м, B/λ_в=320.

Координаты сильного мешающего источника (МИ): <α_ми=16°, D_ми=6.0 км> (точка 13), постоянные.

Координаты интересующего наблюдателя движущегося слабого источника (СИ): от точки 15 <α_си=12°, D_си=2.8 км> до точки 16 <α_си=20°, D_си=2.0 км. 16 - вершина сигнальной отметки СИ в конечной точке ее траектории.

В точке приема уровень МИ р_ми больше уровня СИ p_си:

на фиг. 2 р_ми / р_си=3 раза (по напряжению),

на фиг. 3 р_ми / р_си=6 раз.

Полоса частот СИ и МИ 3.0÷8.0 кГц, длина волны на верхней частоте ƒ_вλ_в=0.1875 м. Время осреднения принято Т_н=1.3 с. Динамическое сглаживание не использовалось, чтобы не «дополнять» преимущества пространственной фильтрации предлагаемым способом.

Соотношение уровней сигналов р_си и р_ми и фоновой распределенной помехи р_ф в точке приема: p_ми/p_ф=3,

на фиг. 2 р_си/р_ф=1.0;

на фиг. 3 р_си/р_ф=0.5.

Количественный результат подавления бокового поля сильного МИ по предлагаемому способу: сектор недостоверных измерений координат в окрестностях направления створивания с МИ (16°) при соотношении уровней МИ и СИ 3/1 (фиг. 2):

по способу [7] 16°±1.5°,

по предлагаемому способу 16°±0.3°,

т.е. сектор недостоверных измерений при использовании предлагаемого способа сокращается в 5 раз при отклонениях от истинной траектории за его пределами не более 100 м (3.7% от истинной дальности, по способу [7] до 10%).

При соотношении уровней МИ и СИ 6/1 (фиг. 3):

По способу [7]: оценки дальности практически во всем наблюдаемом секторе 16°±4° искажены боковыми лепестками сигнальной отметки МИ с отклонениями от истинной траектории до 2.5-2.9 км, что практически исключает возможность в данных условиях оперативного определения текущих параметров движения источника, интересующего наблюдателя, с использованием известного способа-прототипа [7]. По предлагаемому способу сектор недостоверных измерений не более 16°±1°, т.е. сектор недостоверных измерений сокращается более чем в 4 раза, при размахе отклонений от истинной траектории за его пределами не более 150 м (5.5% от истинной дальности).

Здесь мы не приводим наглядно сравнительные результаты оценки направления предлагаемым способом и способом-прототипом, чтобы не перегружать объем данного материала. Эти результаты по принципу идентичны описанным, но благодаря большому волновому размеру ПС (В/λ_в=320) точность и разрешение по направлению количественно высоки настолько, что за пределами сектора створивания отклонения смещения составляют десятые и сотые доли градуса, что в настоящее время удовлетворяет практическим приложениям, в то время как свойства пассивной оценки дальности актуальны, особенно на больших дистанциях.

Источники информации

1. Гусев В.Г. Системы пространственно-временной обработки гидроакустической информации. Л.: Судостроение, 1988.

2. Гусев В.Г., Якубовский A.M., Янутш А.Д. // Радиотехника и электроника, 1997. Т. 42. №6. С. 694.

3. Г. Корн, Т. Корн. Справочник по математике. М.: «Наука», 1974.

4. Способ пассивного определения координат источников излучения. Патент №2507531. Россия. МПК J01S 3/80. Приоритет 08.11.2012, рег. 20.02.14 г.

5. Способ пассивного определения координат движущегося источника излучения. Патент №2623831. Россия. МПК J01S 3/80. Рег. 29.06.17 г.

6. Кузьмин С.З. Цифровая обработка радиолокационной информации. М.: Сов. радио. 1967.

7. Л.Е. Гампер. О пространственных характеристиках трехмерной разнесенной акустической системы. Натурные испытания. Докл. XI школы-семинара им. акад. Л.М. Бреховских "Акустика океана" и XVII сессия Российского Акустического общества, май 2006 г. М.: ГЕОС, 2006.

8. Г. Дженкинс и Д. Ваттс. Спектральный анализ и его приложения. М.: «Мир», 1971.

1. Способ пассивного определения координат движущегося слабого источника излучения в поле других источников, содержащий прием сигналов М антеннами, М≥3, расположенными в пространстве известным образом, предварительную обработку (ПО) в каналах приема, включающую синхронное аналого-цифровое преобразование и циклическое преобразование Фурье (ПФ), наблюдение сигнальных отметок (СО) источников излучения в заданном секторе углов и интервале дальностей, включающее наведение визира в точку предполагаемого расположения слабого источника - «опорную точку» (ОТ) и фазирование антенн в направлениях от их центров на ОТ, циклическое измерение текущих координат источника излучения α_s(t_j), D_s(t_j) на момент t_j и прогноз опорных значений α_опj+1, D_опj+1 на следующий (j+1)-й шаг по результатам динамического сглаживания полученных оценок координат, отличающийся тем, что на каждом j-м цикле измерений, включающем Н циклов ПФ сигналов приемников ПС, определяют величины отклонения координат ОТ δ_αj, δ_Dj от искомых текущих координат источника α_s(t_j), D_s(t_j), используя последовательность Н предыдущих циклов ПФ сигналов X_m(_i-j)(ƒ_k) с выходов М фазированных антенн (i=0, 1, 2, … Н, m - номер антенны, k - номер частотного элемента ПФ, k_н<k<k_в, k_н, k_в - номера граничных элементов ПФ в диапазоне приема, k_в-k_н=К, ƒ_k - дискретная частота, соответствующая k-му элементу ПФ, i - номер очередного цикла ПФ), измеряя на каждом i-м цикле ПФ попарные взаимные спектры плотности мощности (ВСПМ) G_ik=[g_mnik], получая на каждой частоте ƒ_k таблицы элементов ВСПМ выходных сигналов всех пар антенн, осредняют элементы этих таблиц по Н предыдущим циклам ПФ и применяют к ним преобразование «обращение матрицы», получая новые таблицы обращенных измерений определяют величину отклонения по направлению δ_αj, путем измерения величины дискриминации по направлению и нормирующей величины а величину отклонения по дальности δ_Dj, определяют путем нахождения нулевого значения величины дискриминации по дальности на шкале дальностей D, используя таблицы обращенных измерений B_kj и расчеты времен распространения сигнала от ОТ к центрам антенн t_отmj, разностей времен распространения сигнала от ОТ к m-й и n-й антеннам τ_mnj и весовых коэффициентов и учитывающих геометрию системы «источник-ПС», затем корректируют α_опj, D_опj на величину δ_αj, δ_Dj соответственно, а текущие оценки координат источника излучения , на момент t_j и прогноз опорных значений α_оп(j+1), D_оп(j+1) на следующий (j+1)-й шаг определяют по результатам динамического сглаживания последовательности оценок координат.

2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что элементы ВСПМ таблиц G_jk=[g_mnik] на частоте ƒ_k получают путем попарного перемножения k-х составляющих Фурье-изображения выходных сигналов сфокусированных m-й и n-й антенн и сглаживания за заданное число Н циклов ПФ известными методами сглаживания последовательностей.

3. Способ по п. 1 или 2 отличающийся тем, что таблицу оценок попарных ВСПМ G_ik=[g_mnik] формируют из (М²-М)/2 попарных значений произведений выходных сигналов x_mi каждой m-й антенны с сопряженными выходными сигналами каждой n-й антенны, при m, n=1…М, но m<n, и сглаживают за заданное число Н циклов ПФ известными методами сглаживания последовательностей, затем каждую полученную накопленную треугольную таблицу преобразуют в квадратную таблицу G_jk=[g_mnjk] размерности М×М путем заполнения ячеек правого верхнего треугольника таблицы G_jk элементами таблицы ячеек нижнего левого треугольника сопряженными значениями: а М диагональных элементов g_mmjk равны квадратам модуля выходных сигналов m-х антенн, затем преобразуют каждую таблицу G_jk методом обращения

4. Способ по п. 1, отличающийся тем, что для корректировки координат ОТ и определения величин отклонения текущих оценок от искомого направления и дальности до источника, формируют таблицы М×М разностей времен распространения сигнала от ОТ t_mотj и t_nотj к центрам m-й и n-й антенн τ_mnj=t_mотj-t_nотj, (с учетом того, что τ_nmj=-τ_mnj) и таблицы весовых коэффициентов для определения направления и дальности по формулам тригонометрии, используя текущие координаты центров антенн r_mj и ОТ и скорость распространения звука.

5. Способ по п. 1 или 4, отличающийся тем, что величину отклонения направления δ_αj определяют путем нахождения дискриминационной величины и деления ее на нормирующую величину

6. Способ по п. 1, или 4, или 5, отличающийся тем, что дискриминационную величину определяют путем суммирования по индексу mn элементов каждой k-й таблицы обращенных элементов ВСПМ B_jk=[b_mnjk] с умножением каждого слагаемого на свой mn-й весовой коэффициент для направления и на коэффициент компенсации разности времен прихода сигнала к m-й и n-й антеннам τ_mnj, а затем суммирования по частоте ƒ_k с умножением каждого слагаемого на коэффициент частотной характеристики h_k и на частоту ƒ_k.

7. Способ по п. 1 или 5, отличающийся тем, что нормирующую величину определяют путем суммирования по индексу mn элементов каждой k-й таблицы обращенных элементов ВСПМ B_jk=[b_mnjk] с умножением каждого слагаемого на квадрат mn-го весового коэффициента и на коэффициент компенсации τ_mnj, а затем суммирования по частоте ƒ_k с умножением каждого слагаемого на коэффициент частотной характеристики h_k и на квадрат частоты ƒ_k.

8. Способ по п. 1 или 4, отличающийся тем, что для определения величины отклонения δ_Dj оценки дальности до ОТ от искомой D_sj сканируют величину по р=±1, 2, … с заданным шагом Δ_D в окрестностях D_опj, при фиксированном определяя в каждой точке сканирования р значения τ_mnp(α_опj, D_p), весовые коэффициенты и значение z_p(D_p), для чего суммируют по индексу mn элементы каждой k-й таблицы обращенных элементов ВСПМ B_jk=[b_mnjk] с умножением каждого слагаемого на свой mn-й весовой коэффициент для дальности и на коэффициент компенсации разности задержек сигнала τ_mnp, а затем суммируют по частоте ƒ_k с умножением каждого слагаемого на коэффициент частотной характеристики h_k и на частоту ƒ_k, сканируя таким образом по р, находят положение нулевого значения z_p(D_p) на шкале D (используя интерполяцию), а отклонение δ_Dj определяют по отстоянию нулевой точки z_p(D_p)=0 от опорного значения D_опj.

9. Способ по п. 1, или 5, или 8, отличающийся тем, что корректируя координаты опорной точки α_опj, D_опj на величину полученного таким образом отклонения δ_αj, δ_Dj соответственно, получают оценки координат , как последнее из предыдущих циклов измерений для динамического сглаживания этой последовательности, определяя таким образом текущие сглаженные оценки координат источника излучения на момент t_j и прогноз опорных значений α_оп(j+1), D_оп(j+1) на следующий (j+1)-й цикл измерений, которые используют для нового фазирования антенн, осуществляя таким образом функцию обратной связи следящего измерения координат движущегося слабого источника в поле, содержащем сильные мешающие когерентные составляющие.