Способ и устройство компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов

Изобретение относится к электросвязи и может быть использовано для передачи звуковых вещательных сигналов в аналоговых и цифровых каналах связи. Техническим результатом изобретения является повышение качества передачи звуковых вещательных сигналов. Результат достигается за счет формирования на передающей стороне вспомогательного информационного звукового вещательного сигнала из основного информационного звукового вещательного сигнала, который в точности соответствует основному информационному звуковому вещательному сигналу. В этих основном и вспомогательном вещательных сигналах вследствие многочисленных и одинаковых обработок возникают одинаковые помехи и искажения. Затем из искаженного вспомогательного вещательного сигнала вычитают не прошедший обработок и неискаженный основной вещательный сигнал передачи. Выделенные таким образом помехи и искажения передающей и приемной сторон образуют предыскажающий сигнал, который далее инвертируют по фазе и вводят в основной неискаженный вещательный сигнал передачи и получают основной предыскаженный вещательный сигнал передачи. При помощи этого основного предыскаженного вещательного сигнала передачи осуществляют компенсацию помех и искажений, возникающих вследствие обработок в вещательном сигнале на передающей и приемной сторонах. Благодаря такой компенсации помех и искажений удается существенно повысить качество передачи звуковых вещательных сигналов. Повышение качества звуковых вещательных сигналов позволяет снизить скорость передачи или объем сигнала при его передаче и хранении. 2 н.п. ф-лы, 8 ил.

 

Область техники

Изобретение относится к электросвязи и может быть использовано для передачи звуковых вещательных сигналов в аналоговых и цифровых каналах связи.

Уровень техники

Известен способ компандирования, реализованный в устройстве (а.с. №SU 1665518А1 БИ №27 от 23.07.1991 г), включающий на передающей стороне суммирование звукового сигнала, компрессию этого сигнала, низкочастотную фильтрацию, суммирование с меньшим по уровню частотно-модулированным управляющим сигналом, модуляцию и перенос спектров в область высоких частот с одной боковой полосой частот, ограничение динамического диапазона управляющего сигнала, компрессию высокочастотного сигнала и высокочастотную фильтрацию. А на приемной стороне - экспандирование компрессированного высокочастотного сигнала, высокочастотную фильтрацию и демодуляцию этого сигнала, суммирование компрессированного звукового сигнала и его экспандирование, полосовую фильтрацию и демодуляцию частотно-модулирующего управляющего сигнала, низкочастотную фильтрацию с выделением восстановленного звукового сигнала.

Недостатком известного способа и устройства является то, что звуковые сигналы могут передаваться только в высокочастотных каналах связи, при этом процессы модуляции и демодуляции сигналов вносят дополнительные искажения и помехи в эти сигналы. Кроме того, здесь имеет место недостаточное качество компандирования, выражающееся в искажениях формы звукового сигнала, в модуляции переменным коэффициентом передачи высокочастотных составляющих сигнала и шумов, а также в снижении заметности шума только в паузе.

Наиболее близким способом того же назначения к заявленному является способ (Патент РФ №2691122, БИ №17, от 11.06.2019), включающий на передающей стороне частотную коррекцию аналогового звукового вещательного сигнала передачи, амплитудное ограничение сигнала, аналого-цифровое преобразование, формирование сопряженного по Гильберту ортогонального сигнала передачи, выделение сигнала косинуса фазы передачи и сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи, выделение низкочастотных, среднечастотных и высокочастотных составляющих огибающей сигнала передачи, компрессирование низкочастотных составляющих огибающей с большим коэффициентом сжатия, компрессирование среднечастотных составляющих огибающей с меньшим коэффициентом сжатия, экспонирование высокочастотных составляющих огибающей, суммирование трех составляющих гильбертовской огибающей передачи, умножение обработанной гильбертовской амплитудной огибающую передачи на сигнал косинуса фазы передачи, цифро-аналоговое преобразование восстановленного после обработки цифрового вещательного сигнала передачи, а на приемной стороне - амплитудное ограничение аналогового звукового вещательного сигнала приема, аналого-цифровое преобразование, формирование сопряженного по Гильберту ортогонального сигнала приема, выделение сигнала косинуса фазы приема и сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема, выделение низкочастотных, среднечастотных и высокочастотных составляющих огибающей сигнала приема, экспандирование низкочастотных составляющих огибающей с большим коэффициентом расширения, экспандирование среднечастотных составляющих огибающей с меньшим коэффициентом расширения, компрессирование высокочастотных составляющих огибающей, суммирование трех составляющих гильбертовской огибающей приема, умножение обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема на сигнал косинуса фазы приема, цифро-аналоговое преобразование восстановленного после обработки цифрового вещательного сигнала, обратная частотная коррекция восстановленного аналогового звукового вещательного сигнала приема.

Известно устройство для компандирования звуковых вещательных сигналов (Патент РФ №2691122, БИ №17, от 11.06.2019), содержащее на передающей стороне последовательно соединенные источник звуковых сигналов, блок коррекции, первый ограничитель, первый аналого-цифровой преобразователь, первый блок формирования ортогонального сигнала, первый блок модуляционного разложения сигнала, а также первый фильтр низких частот, первый полосовой фильтр, первый фильтр высоких частот, первый компрессор, второй компрессор, первый экспандер, первый сумматор, первый блок модуляционного восстановления сигнала и первый цифро-аналоговый преобразователь, а на приемной стороне последовательно соединенные второй ограничитель, второй аналого-цифровой преобразователь, второй блок формирования ортогонального сигнала, второй блок модуляционного разложения сигнала, а также второй фильтр низких частот, второй полосовой фильтр, второй фильтр высоких частот, второй экспандер, третий экспандер, третий компрессор, второй сумматор, второй блок модуляционного восстановления сигнала, второй цифро-аналоговый преобразователь и блок обратной коррекции.

Особенностью известного способа и устройства является то, что они позволяют снизить искажения формы звукового сигнала, снизить модуляцию переменным коэффициентом передачи высокочастотных составляющих сигнала и шумов, а также снизить заметность шума не только в паузе, но и в сигнале.

Недостатком известного способа и устройства является возникновение помех и искажений вследствие дополнительных обработок звукового сигнала.

Сущность изобретения

Задачей предлагаемого изобретения является повышение качества передачи звуковых вещательных сигналов.

Задача решается за счет формирования на передающей стороне вспомогательного информационного звукового вещательного сигнала из основного информационного звукового вещательного сигнала, причем этот вспомогательный информационный звуковой вещательный сигнал в точности соответствует основному информационному звуковому вещательному сигналу. В этих основном и вспомогательном вещательных сигналах, вследствие многочисленных и одинаковых обработок возникают одинаковые помехи и искажения. При этом в основном вещательном сигнале эти помехи и искажения возникают за счет обработок как на передающей, так и на приемной сторонах. Во вспомогательном вещательном сигнале точно такие же помехи и искажения возникают за счет таких же обработок только на передающей стороне. В этом случае все обработки, соответствующие обработкам не только передающей, но и приемной стороны, осуществляются во вспомогательном вещательном сигнале только на передающей стороне. В результате получают искаженный вследствие обработок выходной вспомогательный вещательный сигнал, из которого вычитают не прошедший обработок и неискаженный основной вещательный сигнал передачи. Выделенные таким образом помехи и искажения передающей и приемной сторон образуют предыскажающий сигнал, который далее инвертируют по фазе. После этого инвертированный предыскажающий сигнал вводят путем суммирования в основной неискаженный вещательный сигнал передачи и получают основной предыскаженный вещательный сигнал передачи. При помощи этого основного предыскаженного вещательного сигнала передачи осуществляют компенсацию помех и искажений, возникающих вследствие обработок в вещательном сигнале на передающей и приемной сторонах, но имеющих противоположную фазу по отношению помех и искажений, содержащихся в предыскаженном вещательном сигнале. Вследствие такой компенсации помех и искажений на передающей и приемной сторонах происходит существенное повышение качества передачи звуковых вещательных сигналов.

Предлагаемый способ компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов, включающий на передающей стороне частотную коррекцию аналогового звукового вещательного сигнала передачи, амплитудное ограничение этого сигнала, аналого-цифровое преобразование сигнала с формированием, таким образом, цифрового вещательного сигнала передачи, задержку этого цифрового вещательного сигнала передачи и получение, таким образом, основного цифрового вещательного сигнала передачи, кроме того, из цифрового вещательного сигнала передачи формируют сопряженный ему по Гильберту ортогональный вспомогательный сигнал передачи и получают, таким образом, вспомогательный комплексный сигнал передачи, из которого выделяют вспомогательный сигнал косинуса фазы передачи и вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи, из которой выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала передачи, а затем низкочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют с большим коэффициентом сжатия, среднечастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют с меньшим коэффициентом сжатия, а высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей экспонирует, после чего все три составляющих вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей передачи суммируют и получают вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей передачи, которую умножают на вспомогательный сигнал косинуса фазы передачи и получают восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал передачи, из которого путем цифро-аналогового преобразования формируют вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи, содержащий помехи и искажения, вызванные обработками на передающей стороне, после чего этот вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи подвергают затуханию, соответствующему затуханию линии связи, и формируют, таким образом, на передающей стороне вспомогательный входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, затем осуществляют амплитудное ограничение этого вспомогательного аналогового звукового вещательного сигнала приема, аналого-цифровое преобразование этого вспомогательного сигнала с формированием, таким образом, вспомогательного цифрового вещательного сигнала приема, формирование сопряженного ему по Гильберту вспомогательного ортогонального сигнала приема и получение, таким образом, вспомогательного комплексного сигнала приема, из которого выделяют вспомогательный сигнал косинуса фазы приема и вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема, из которой выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала приема, а затем низкочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей экспандируют с большим коэффициентом расширения, среднечастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей экспандируют с меньшим коэффициентом расширения, а высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют, после чего все три составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей приема суммируют и получают вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема, который умножают на вспомогательный сигнал косинуса фазы приема и получают восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал приема, из которого путем цифро-аналогового преобразования формируют вспомогательный восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, над которым осуществляют обратную частотную коррекцию и получают на передающей стороне искаженный вследствие обработок вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, содержащий помехи и искажения передающей и приемной сторон, над которым осуществляют аналого-цифровое преобразование и получают, искаженный вследствие обработок, вспомогательный выходной цифровой вещательный сигнал, из которого вычитают задержанный основной цифровой вещательный сигнал передачи и получают цифровой предыскажающий сигнал, состоящий из помех и искажений передающей и приемной сторон, который далее инвертируют по фазе, а затем вводят путем суммирования в неискаженный задержанный основной цифровой вещательный сигнал передачи и получают основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи, из которого формируют сопряженный ему по Гильберту ортогональный основной предыскаженный сигнал передачи и получают, таким образом, основной предыскаженный комплексный сигнал передачи, из которого выделяют основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи и основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи, из которой выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие предыскаженного основного сигнала передачи, а затем низкочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют с большим коэффициентом сжатия, среднечастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют с меньшим коэффициентом сжатия, а высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей экспандирует, после чего все три составляющих основного предыскаженного сигнала гильбертовской огибающей передачи суммируют и получают обработанный основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи, который умножают на основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи и получают восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи, из которого путем цифро-аналогового преобразования формируют основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи, в котором за счет предыскажения были скомпенсированы помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на передающей стороне, причем компенсация помех и искажений произошла за счет того, что помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на передающей стороне имели противоположную фазу по отношению помех и искажений, сформированных в виде предыскажения и введенных в основной вещательный сигнал передачи, а на приемной стороне - амплитудное ограничение основного предыскаженного входного аналогового звукового вещательного сигнала приема, аналого-цифровое преобразование этого сигнала с формированием, таким образом, основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала приема, формирование сопряженного ему по Гильберту ортогонального основного предыскаженного сигнала приема и получение, таким образом, основного предыскаженного комплексного сигнала приема, из которого выделяют основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема и основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема, из которой выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала приема, а затем низкочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей экспандируют с большим коэффициентом расширения, среднечастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей экспандируют с меньшим коэффициентом расширения, а высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют, после чего все три составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской огибающей приема суммируют и получают обработанный основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема, который умножают на основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема и получают восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал приема, из которого путем цифро-аналогового преобразования формируют основной восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, над которым осуществляют обратную частотную коррекцию и получают выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, в котором за счет предыскажения были скомпенсированы помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на приемной стороне, причем компенсация помех и искажений произошла за счет того, что помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на приемной стороне имели противоположную фазу по отношению помех и искажений, сформированных в виде предыскажения и введенных в основной вещательный сигнал.

А в устройство компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов, содержащее на передающей стороне последовательно соединенные источник звуковых сигналов, блок коррекции, первый ограничитель, первый аналого-цифровой преобразователь, а также блоки: первый блок формирования ортогонального сигнала, первый блок модуляционного разложения сигнала, первый фильтр низких частот, первый полосовой фильтр, первый фильтр высоких частот, первый компрессор, второй компрессор, первый экспандер, первый сумматор, первый блок модуляционного восстановления сигнала и первый цифро-аналоговый преобразователь, из которых образован основной передатчик, при этом вход первого блока формирования ортогонального сигнала является входом основного передатчика, а первый и второй выходы первого блока формирования ортогонального сигнала соединены, соответственно, с первым и вторым входами первого блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с первым входом первого блока модуляционного восстановления сигнала, а его второй выход соединен со входом первого фильтра низких частот, входом первого полосового фильтра и входом первого фильтра высоких частот, причем выход первого фильтра низких частот соединен со входом первого компрессора, выход которого соединен с первым входом первого сумматора, выход первого полосового фильтра соединен со входом второго компрессора, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора, а выход первого фильтра высоких частот соединен со входом первого экспандера, выход которого соединен с третьим входом первого сумматора, выход которого соединен со вторым входом первого блока модуляционного восстановления сигнала, выход которого соединен со входом первого цифро-аналогового преобразователя, выход которого является выходом основного передатчика, выход которого является выходом передающей стороны устройства, а на приемной стороне, содержащее второй ограничитель, второй аналого-цифровой преобразователь, второй блок формирования ортогонального сигнала, второй блок модуляционного разложения сигнала, второй фильтр низких частот, второй полосой фильтр, второй фильтр высоких частот, второй экспандер, третий экспандер, третий компрессор, второй сумматор, второй блок модуляционного восстановления сигнала, второй цифро-аналоговый преобразователь и первый блок обратной коррекции, причем из перечисленных блоков приемной стороны образован основной приемник, при этом вход второго ограничителя является входом основного приемника, вход которого является входом приемной стороны устройства, а выход второго ограничителя соединен со входом второго аналого-цифрового преобразователя, выход которого соединен со входом второго блока формирования ортогонального сигнала, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами второго блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с первым входом второго блока модуляционного восстановления сигнала, а его второй выход соединен со входом второго фильтра низких частот, входом второго полосового фильтра и входом второго фильтра высоких частот, причем выход второго фильтра низких частот соединен со входом второго экспандера, выход которого соединен с первым входом второго сумматора, выход второго полосового фильтра соединен со входом третьего экспандера, выход которого соединен со вторым входом второго сумматора, а выход второго фильтра высоких частот соединен со входом третьего компрессора, выход которого соединен с третьим входом второго сумматора, выход которого соединен со вторым входом второго блока модуляционного восстановления сигнала, выход которого соединен со входом второго цифро-аналогового преобразователя, выход которого соединен со входом первого блока обратной коррекции, выход которого является выходом основного приемника, выход которого является выходом приемной стороны устройства, дополнительно введены на передающей стороне вспомогательный передатчик и вспомогательный приемник, полностью идентичные, соответственно, основному передатчику и основному приемнику, а также введены аттенюатор, линия задержки, третий сумматор, третий аналого-цифровой преобразователь, блок вычитания и фазоинвертор, при этом выход первого аналого-цифрового преобразователя соединен со входом линии задержки и входом вспомогательного передатчика, выход которого через последовательно соединенные аттенюатор, вспомогательный приемник и третий аналого-цифровой преобразователь подключен к первому входу блока вычитания, второй вход которого соединен с выходом линии задержки и первым входом третьего сумматора, а выход блока вычитания соединен через фазоинвертор со вторым входом третьего сумматора, выход которого соединен со входом основного передатчика, выход которого является выходом передающей стороны устройства, причем вспомогательный передатчик, в точности соответствующий основному передатчику, содержит третий блок формирования ортогонального сигнала, третий блок модуляционного разложения сигнала, третий фильтр низких частот, третий полосовой фильтр, третий фильтр высоких частот, четвертый компрессор, пятый компрессор, четвертый экспандер, четвертый сумматор, третий блок модуляционного восстановления сигнала и третий цифро-аналоговый преобразователь, при этом вход третьего блока формирования ортогонального сигнала является входом вспомогательного передатчика, а первый и второй выходы третьего блока формирования ортогонального сигнала, соединены, соответственно с первым и вторым входами третьего блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с первым входом третьего блока модуляционного восстановления сигнала, а его второй выход соединен со входом третьего фильтра низких частот, входом третьего полосового фильтра и входом третьего фильтра высоких частот, причем выход третьего фильтра низких частот соединен со входом четвертого компрессора, выход которого соединен с первым входом четвертого сумматора, выход третьего полосового фильтра соединен со входом пятого компрессора, выход которого соединен со вторым входом четвертого сумматора, а выход третьего фильтра высоких частот соединен со входом четвертого экспандера, выход которого соединен с третьим входом четвертого сумматора, выход которого соединен со вторым входом третьего блока модуляционного восстановления сигнала, выход которого соединен со входом третьего цифро-аналогового преобразователя, выход которого является выходом вспомогательного передатчика, причем вспомогательный приемник, в точности соответствующий основному приемнику, содержит третий ограничитель, четвертый аналого-цифровой преобразователь, четвертый блок формирования ортогонального сигнала, четвертый блок модуляционного разложения сигнала, четвертый фильтр низких частот, четвертый полосовой фильтр, четвертый фильтр высоких частот, пятый экспандер, шестой экспандер, шестой компрессор, пятый сумматор, четвертый блок модуляционного восстановления сигнала и последовательно соединенные четвертый цифро-аналоговый преобразователь и второй блок обратной коррекции, при этом вход третьего ограничителя является входом вспомогательного приемника, а выход третьего ограничителя соединен со входом четвертого аналого-цифрового преобразователя, выход которого соединен со входом четвертого блока формирования ортогонального сигнала, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами четвертого блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с первым входом четвертого блока модуляционного восстановления сигнала, а его второй выход соединен со входом четвертого фильтра низких частот, входом четвертого полосового фильтра и входом четвертого фильтра высоких частот, при этом выход четвертого фильтра низких частот соединен со входом пятого экспандера, выход которого соединен с первым входом пятого сумматора, выход четвертого полосового фильтра соединен со входом шестого экспандера, выход которого соединен со вторым входом пятого сумматора, а выход четвертого фильтра высоких частот соединен со входом шестого компрессора, выход которого соединен с третьим входом пятого сумматора, выход которого соединен со вторым входом четвертого блока модуляционного восстановления сигнала, выход которого соединен со входом четвертого цифро-аналогового преобразователя, выход которого соединен со входом второго блока обратной коррекции, выход которого является выходом вспомогательного приемника.

Благодаря такому решению задачи предлагаемый способ и устройство компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов, в отличие от прототипа, позволяет за счет предыскажения скомпенсировать помехи и искажения, возникающие из-за обработок звукового вещательного сигнала на передающей и приемной сторонах. Вследствие такой компенсации помех и искажений удается существенно повысить качество передачи звуковых вещательных сигналов.

Перечень фигур

Предложенный способ и устройство поясняются фигурами, на которых показаны:

Фиг. 1 Структурная схема устройства компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов.

Фиг. 2 Схема блока формирования ортогонального сигнала.

Фиг. 3 Схема блока модуляционного разложения сигнала.

Фиг. 4 Схема блока модуляционного восстановления сигнала.

Фиг. 5 Схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла, входящей в блок формирования ортогонального сигнала.

фиг. 6 Временные диаграммы работы схемы сегментации и наложения оконной функции Наттолла, входящей в блок формирования ортогонального сигнала,

фиг. 7 Схема перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла, входящей в блок формирования ортогонального сигнала.

Фиг. 8 Временные диаграммы работы схемы перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла, входящей в блок формирования ортогонального сигнала.

Осуществление изобретения

Особенностью предлагаемого способа компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов, в отличие от прототипа, является выделение на передающей стороне при помощи вспомогательного сигнала, полностью идентичного основному звуковому вещательному сигналу, помех и искажений, возникающих при обработках информационного звукового вещательного сигнала как на передающей, так и на приемной сторонах и введения этих выделенных помех и искажений в передаваемый основной вещательный сигнал в виде предыскажения этого информационного сигнала, вследствие чего происходит взаимокомпенсация помех и искажений на передающей и приемной сторонах и повышение качества передачи звуковых вещательных сигналов.

В основе предлагаемого способа лежит формирование на передающей стороне вспомогательного информационного звукового вещательного сигнала, который в точности соответствует основному информационному звуковому вещательному сигналу. В этих основном и вспомогательном вещательных сигналах, вследствие многочисленных и одинаковых обработок возникают одинаковые помехи и искажения. При этом, в основном вещательном сигнале эти помехи и искажения возникают за счет обработок как на передающей, так и на приемной сторонах. Во вспомогательном вещательном сигнале точно такие же помехи и искажения возникают за счет таких же обработок только на передающей стороне. В этом случае все обработки, соответствующие обработкам не только передающей, но и приемной стороны, осуществляются во вспомогательном вещательном сигнале только на передающей стороне. В результате получают искаженный вследствие обработок выходной вспомогательный вещательный сигнал, из которого вычитают не прошедший обработок и неискаженный основной вещательный сигнал передачи. Выделенные таким образом помехи и искажения передающей и приемной сторон образуют предыскажающий сигнал, который далее инвертируют по фазе. После этого инвертированный предыскажающий сигнал вводят путем суммирования в основной неискаженный вещательный сигнал передачи и получают основной предыскаженный вещательный сигнал передачи. При помощи этого основного предыскаженного вещательного сигнала передачи осуществляют компенсацию помех и искажений, возникающих вследствие обработок в вещательном сигнале на передающей и приемной сторонах, но имеющих противоположную фазу по отношению помех и искажений, содержащихся в предыскаженном вещательном сигнале.

Способ компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов реализуется следующим образом. На передающей стороне исходный аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи от источника звуковых сигналов подвергается частотной коррекции (фиг. 1) с небольшим подъемом высокочастотных составляющих сигнала, что позволяет слегка увеличить амплитуду наиболее низкоуровневых компонент данного сигнала. После этого над сигналом осуществляют амплитудное ограничение перед его аналого-цифровым преобразованием. Амплитудное ограничение позволяет согласовать амплитуду звукового вещательного сигнала с динамическим диапазоном аналого-цифрового преобразователя. Аналого-цифровое преобразование позволяет сформировать цифровой вещательный сигнал передачи из аналогового звукового вещательного сигнала передачи. Далее осуществляют задержку этого цифрового вещательного сигнала передачи и получают, таким образом, основной цифровой вещательный сигнал передачи. Кроме того, из цифрового вещательного сигнала передачи формируют сопряженный ему по Гильберту ортогональный вспомогательный сигнал передачи, согласно (Радиовещание и электроакустика. Под ред. Ковалгина Ю.А. М. Радио и связь, 1999, с.75):

где S_1в(t) - сопряженный по Гильберту ортогональный вспомогательный сигнал передачи от цифрового вещательного сигнала передачи S(t).

Сопряженный по Гильберту вспомогательный сигнал передачи является точно таким же, как и исходный цифровой вещательный сигнал передачи и основной цифровой вещательный сигнал передачи, но имеющий поворот фазы всех своих спектральных составляющих на 90°.

Далее из полученного таким образом вспомогательного комплексного сигнала передачи, состоящего из S(t) и S_1в(t) выделяют пару параметрических сигналов, содержащую вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей A_в(t) передачи и вспомогательный сигнал косинуса фазы cosϕ_в(t) передачи, согласно (Радиовещание и электроакустика. Под ред. Ковалгина Ю.А. М. Радио и связь, 1999,с.75):

Преобразование гильберта позволяет представить вспомогательный сигнал в виде произведения двух функций - вспомогательной огибающей A_в(t) и вспомогательного косинуса фазы cosϕ_в(t):

Далее, из полученного таким образом вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи.

Затем низкочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют с большим коэффициентом сжатия, среднечастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют с меньшим коэффициентом сжатия, а высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей экспонируют. Такая раздельная обработка позволяет избежать модуляции переменным коэффициентом компрессии, определяемым, в основном, мощными низкочастотными составляющими и менее мощными среднечастотными составляющими, в отношении низкоуровневых высокочастотных составляющих и шумов в вспомогательном сигнале гильбертовской амплитудной огибающей. Экспандирование высокочастотных составляющих в вспомогательном сигнале огибающей позволяет дополнительно увеличить амплитуду сравнительно высокоуровневых компонент данного сигнала и снизить амплитуду низкоуровневых компонент этого сигнала и шумов. Если частотная коррекция позволила осуществить небольшой подъем как низкоуровневых, так и сравнительно высокоуровневых компонент высокочастотных составляющих, что повысило качество аналого-цифрового преобразования, то экспандирование позволяет отделить высокоуровневые компоненты, воспринимаемые слухом, от низкоуровневых компонент высокочастотной части в вспомогательном сигнале огибающей, не воспринимаемых слухом, и шумов.

После этого все три составляющих вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей передачи суммируют и получают вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей передачи A_во(t), которую умножают на вспомогательный сигнал косинуса фазы передачи cosϕ_в(t) и получают восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал передачи.

Из этого восстановленного после оораиотки вспомогательного цифрового вещательного сигнала передачи путем цифро-аналогового преобразования формируют вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи, содержащий помехи и искажения, вызванные обработками на передающей стороне. Этот вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи подвергается затуханию, соответствующему затуханию линии связи и формируют, таким образом, вспомогательный входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема. Затем осуществляют амплитудное ограничение этого вспомогательного аналогового звукового вещательного сигнала приема, которое позволяет согласовать амплитуду вспомогательного аналогового звукового вещательного сигнала приема с динамическим диапазоном аналого-цифрового преобразователя. После этого осуществляют аналого-цифровое преобразование этого вспомогательного сигнала приема с формированием, таким образом, вспомогательного цифрового вещательного сигнала приема. Далее из вспомогательного цифрового вещательного сигнала приема осуществляют формирование сопряженного ему по Гильберту вспомогательного цифрового ортогонального сигнала приема. Сопряженный по Гильберту вспомогательный цифровой ортогональный сигнал приема является точно таким же как и вспомогательный цифровой вещательный сигнал приема, но имеющий поворот фазы всех своих спектральных составляющих на 90°. Далее из полученного таким образом вспомогательного комплексного сигнала приема, выделяют пару вспомогательных параметрических сигналов, содержащую вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема A_в(t) и вспомогательный сигнал косинуса фазы приема cosϕ_в(t), согласно формулам [2] и [3].

Затем из полученного вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала приема. После этого низкочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей приема экспандируют с большим коэффициентом расширения, среднечастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей экспандируют с меньшим коэффициентом расширения, а высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют. Такая раздельная обработка, носящая противоположный характер по отношению к обработке низкочастотных, среднечастотных и высокочастотных составляющих вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей на передаче, позволяет точно восстановить эти три составляющих вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей на приеме.

После чего все три составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей приема суммируют и получают вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема A_во(t). Этот вспомогательный сигнал обработанной амплитудной огибающей приема далее умножают на вспомогательный сигнал косинуса фазы приема и получают восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал приема S_вв(t).

Далее над восстановленным после обработки вспомогательным цифровым вещательным сигналом приема осуществляют цифро-аналоговое преобразование и формируют вспомогательный восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, над которым осуществляют обратную частотную коррекцию с небольшим опусканием высокочастотных составляющих сигнала и получают искаженный вследствие обработок вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, содержащий помехи и искажения передающей и приемной сторон. Все эти описанные операции были проделаны на передающей стороне. Затем над искаженным вследствие обработок вспомогательным выходным аналоговым звуковым вещательным сигналом приема (на передающей стороне) осуществляют аналого-цифровое преобразование и получают искаженный вследствие обработок вспомогательный выходной цифровой вещательный сигнал.

Далее из этого искаженного вследствие обработок вспомогательного выходного цифрового вещательного сигнала вычитают задержанный основной цифровой вещательный сигнал передачи и получают цифровой предыскажающий сигнал, состоящий из помех и искажений передающей и приемной сторон. Этот цифровой предыскажающий сигнал далее инвертируют по фазе, а затем вводят путем суммирования в неискаженный задержанный основной цифровой вещательный сигнал передачи и получают основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи. Из этого сигнала формируют сопряженный ему по Гильберту ортогональный основной предыскаженный сигнал передачи и получают, таким образом, основной предыскаженный комплексный сигнал передачи. Затем из основного предыскаженного комплексного сигнала передачи выделяют основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи и основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи. После этого из основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие предыскаженного основного сигнала передачи. А затем низкочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют с большим коэффициентом сжатия, среднечастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют с меньшим коэффициентом сжатия, а высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей экспандирует. После чего все три составляющих основного предыскаженного сигнала гильбертовской огибающей передачи суммируют и получают обработанный основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи. Этот сигнал умножают на основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи и получают восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи. Из этого сигнала путем цифро-аналогового преобразования формируют основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи, в котором за счет предыскажения были скомпенсированы помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на передающей стороне. Эта компенсация помех и искажений произошла за счет того, что помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на передающей стороне имели противоположную фазу по отношению помех и искажений, сформированных в виде предыскажения и введенных в основной вещательный сигнале передачи.

Однако, основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи содержит предыскажения, предназначенные для компенсации помех и искажений, возникающих на приемной стороне. Этот основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи подвергается затуханию в линии связи и формируется, таким образом, основной предыскаженный входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема.

А на приемной стороне осуществляют амплитудное ограничение основного предыскаженного аналогового звукового вещательного сигнала приема, которое позволяет согласовать амплитуду основного предыскаженного аналогового звукового вещательного сигнала приема с динамическим диапазоном аналого-цифрового преобразователя. После этого осуществляют аналого-цифровое преобразование этого основного предыскаженного сигнала приема с формированием, таким образом, основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала приема. Далее из основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала приема осуществляют формирование сопряженного ему по Гильберту основного предыскаженного цифрового ортогонального сигнала приема. Сопряженный по Гильберту основной предыскаженный цифровой ортогональный сигнал приема является точно таким же как и основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал приема, но имеющий поворот фазы всех своих спектральных составляющих на 90°. Далее из полученного таким образом основного предыскаженного комплексного сигнала приема, выделяют пару основных параметрических сигналов, содержащую основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема и основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема.

Затем из полученного основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала приема. После этого низкочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей приема экспандируют с большим коэффициентом расширения, среднечастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей экспандируют с меньшим коэффициентом расширения, а высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют. Такая раздельная обработка, носящая противоположный характер по отношению к обработке низкочастотных, среднечастотных и высокочастотных составляющих основного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей на передаче, позволяет точно восстановить эти три составляющих основного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей на приеме.

После чего все три составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской огибающей приема суммируют и получают основной предыскаженный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема. Этот основной предыскаженный сигнал обработанной амплитудной огибающей приема далее умножают на основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема и получают восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал приема.

Из этого сигнала путем цифро-аналогового преобразования формируют восстановленный после обработки основной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема. Затем над этим сигналом приема осуществляют обратную частотную коррекцию с небольшим опусканием высокочастотных составляющих сигнала и получают выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, в котором за счет предыскажения были скомпенсированы помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на приемной стороне. Эта компенсация помех и искажений произошла за счет того, что помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на приемной стороне имели противоположную фазу по отношению помех и искажений, сформированных в виде предыскажения и введенных в основной вещательный сигнал на передающей стороне.

Способ осуществляют при помощи устройства, которое содержит на передающей стороне (фиг. 1) последовательно соединенные источник звуковых сигналов (ИЗС) 1, блок коррекции (БК) 2, первый ограничитель 3, первый аналого-цифровой преобразователь (АЦП₁) 4, а также первый блок формирования ортогонального сигнала (БФОС₁) 5, первый блок модуляционного разложения сигнала (БMPC₁) 6, первый фильтр низких частот (ФНЧ₁) 7, первый полосовой фильтр (ПФ₁) 8, первый фильтр высоких частот (ФВЧ₁) 9, первый компрессор 10, второй компрессор 11, первый экспандер 12, первый сумматор 13, первый блок модуляционного восстановления сигнала (БMBC₁) 14 и первый цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП₁) 15, которые входят в основной передатчик 16 (фиг. 1). При этом вход первого БФОС₁ 5 является входом основного передатчика 16, а первый и второй выходы первого БФОС₁ 5, соединены, соответственно с первым и вторым входами первого БMPC₁ 6. Первый выход БMPC₁ 6 соединен с первым входом первого БMBC₁ 14, а второй выход БMPC₁ 6 соединен со входом первого ФНЧ₁ 7, входом первого ПФ₁ 8 и входом первого ФВЧ₁ 9. Причем выход первого ФНЧ₁ 7 соединен со входом первого компрессора 10, выход которого соединен с первым входом первого сумматора 13. Выход первого ПФ₁ 8 соединен со входом второго компрессора 11, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора 13. Выход первого ФВЧ₁ 9 соединен со входом первого экспандера 12, выход которого соединен с третьим входом первого сумматора 13. В свою очередь, выход первого сумматора 13 соединен со вторым входом первого БMBC₁ 14, выход которого соединен со входом первого ЦАП₁ 15, выход которого является выходом основного передатчика 16, выход которого является выходом передающей стороны. А на приемной стороне устройство содержит (фиг. 1) второй ограничитель 17, второй аналого-цифровой преобразователь (АЦП₂) 18, второй блок формирования ортогонального сигнала (БФОС₂) 19, второй блок модуляционного разложения сигнала (БМРС₂) 20, второй фильтр низких частот (ФНЧ₂) 21, второй полосовой фильтр (ПФ₂) 22, второй фильтр высоких частот (ФНЧ₂) 23, второй экспандер 24, третий экспандер 25, третий компрессор 26, второй сумматор 27, второй блок модуляционного восстановления сигнала (БМВС₂) 28 и последовательно соединенные второй цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП₂) 29 и первый блок обратной коррекции (БОК) 30, входящие в основной приемник 31 (фиг. 1). При этом вход второго ограничителя 17 является входом основного приемника 31, вход которого является входом приемной стороны, а выход второго ограничителя 17 соединен со входом второго АЦП₂ 18, выход которого соединен со входом второго БФОС₂ 19. В свою очередь, первый и второй выходы второго БФОС₂ 19 соединены, соответственно, с первым и вторым входами второго БМРС₂ 20, первый выход которого соединен с первым входом второго БМВС₂ 28, а второй выход второго БМРС₂ 20 соединен со входом второго ФНЧ₂ 21, входом второго ПФ₂ 22 и входом второго ФНЧ₂ 23. При этом выход второго ФНЧ₂ 21 соединен со входом второго экспандера 24, выход которого соединен с первым входом второго сумматора 27. Выход второго ПФ₂ 22 соединен со входом третьего экспандера 25, выход которого соединен со вторым входом второго сумматора 27. Выход второго ФНЧ₂ 23 соединен со входом третьего компрессора 26, выход которого соединен с третьим входом второго сумматора 27. В свою очередь, выход сумматора 27 соединен со вторым входом второго БМВС₂ 28, выход которого соединен со входом второго ЦАП₁ 29, выход которого соединен со входом первого БОК 30, выход которого является выходом основного приемника 31, выход которого является выходом устройства. В устройство дополнительно введены на передающей стороне (фиг. 1) линия задержки 32, третий сумматор 33, вспомогательный передатчик 34, полностью идентичный основному передатчику 16, а также аттенюатор 35, вспомогательный приемник 36, полностью идентичный основному приемнику 31, а также третий аналого-цифровой преобразователь (АЦД₃) 37, блок вычитания 38 и фазоинвертор 39. Причем выход первого АЦП₁ 4 соединен со входом вспомогательного передатчика 34 и входом линии задержки 32, выход которой соединен с первым входом блока вычитания 38 и первым входом третьего сумматора 33, выход которого соединен со входом основного передатчика 16, выход которого является выходом передающей стороны. При этом выход вспомогательного передатчика 34 соединен со входом аттенюатора 35, выход которого соединен со входом вспомогательного приемника 36, выход которого соединен со входом третьего АЦП₃ 37, выход которого соединен со вторым входом блока вычитания 38, выход которого соединен со входом фазоинвертора 39, выход которого соединен со вторым входом третьего сумматора 33.

При этом вспомогательный передатчик 34, в точности соответствующий основному передатчику 16, содержит (фиг. 1) третий блок формирования ортогонального сигнала (БФОС₃) 40, третий блок модуляционного разложения сигнала (БМРС₃) 41, третий фильтр низких частот (ФНЧ₃) 42, третий полосовой фильтр (ПФ₃) 43, третий фильтр высоких частот (ФВЧ₃) 44, четвертый компрессор 45, пятый компрессор 46, четвертый экспандер 47, четвертый сумматор 48, третий блок модуляционного восстановления сигнала (БМВС₃) 49 и третий цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП₃) 50. При этом вход третьего БФОС₃ 40 является входом вспомогательного передатчика 34, а первый и второй выходы третьего БФОС₃ 40, соединены, соответственно с первым и вторым входами третьего БМРС₃ 41. Первый выход БМРС₃ 41 соединен с первым входом третьего БМВС₃ 49, а второй выход БМРС₃ 41 соединен со входом третьего ФНЧ₃ 42, входом третьего ПФ₃ 43 и входом третьего ФВЧ₃ 44. Причем выход третьего ФНЧ₃ 42 соединен со входом четвертого компрессора 45, выход которого соединен с первым входом четвертого сумматора 48. Выход третьего ПФ₁ 43 соединен со входом пятого компрессора 46, выход которого соединен со вторым входом четвертого сумматора 48. Выход третьего ФВЧ₃ 44 соединен со входом четвертого экспандера 47, выход которого соединен с третьим входом четвертого сумматора 48. В свою очередь, выход четвертого сумматора 48 соединен со вторым входом третьего БМВС₃ 49, выход которого соединен со входом третьего ЦАП₃ 50, выход которого является выходом вспомогательного передатчика 34.

При этом вспомогательный приемник 36, в точности соответствующий основному приемнику 31, содержит (фиг. 1) третий ограничитель 51, четвертый аналого-цифровой преобразователь (АЦП₄) 52, четвертый блок формирования ортогонального сигнала (БФОС₄) 53, четвертый блок модуляционного разложения сигнала (БМРС₄) 54, четвертый фильтр низких частот (ФНЧ₄) 55, четвертый полосовой фильтр (ПФ₄) 56, четвертый фильтр высоких частот (ФВЧ₄) 57, пятый экспандер 58, шестой экспандер 59, шестой компрессор 60, пятый сумматор 61, четвертый блок модуляционного восстановления сигнала (БМВС₄) 62 и последовательно соединенные четвертый цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП₄) 63 и второй блок обратной коррекции (БОК) 64. При этом вход третьего ограничителя 51 является входом вспомогательного приемника 36, а выход третьего ограничителя 51 соединен со входом четвертого АЦП₄ 52, выход которого соединен со входом четвертого БФОС₄ 53. В свою очередь, первый и второй выходы четвертого БФОС₄ 53 соединены, соответственно, с первым и вторым входами четвертого БМРС₄ 54, первый выход которого соединен с первым входом четвертого БМВС₄ 62, а второй выход четвертого БМРС₄ 54 соединен со входом четвертого ФНЧ₄ 55, входом четвертого ПФ₄ 56 и входом четвертого ФВЧ₄ 57. При этом выход четвертого ФНЧ₄ 55 соединен со входом пятого экспандера 58, выход которого соединен с первым входом пятого сумматора 61. Выход четвертого ПФ₄ 56 соединен со входом шестого экспандера 59, выход которого соединен со вторым входом пятого сумматора 61. Выход четвертого ФВЧ₄ 57 соединен со входом шестого компрессора 60, выход которого соединен с третьим входом пятого сумматора 61. В свою очередь, выход пятого сумматора 61 соединен со вторым входом четвертого БМВС₄ 62, выход которого соединен со входом четвертого ЦАП₄ 63, выход которого соединен со входом второго БОК 64, выход которого является выходом вспомогательного приемника 36.

Предлагаемый способ осуществляется при помощи предлагаемого устройства следующим образом (Фиг. 1). На передающей стороне исходный аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи от источника звуковых сигналов 1 поступает на вход первого БК 2, в котором подвергается частотной коррекции. После этого сигнал с выхода первого БК 2 подается на вход первого ограничителя 3, в котором над сигналом осуществляют амплитудное ограничение. Далее сигнал с выхода первого ограничителя 3 поступает на вход первого АЦП₁ 4, в котором производится формирование цифрового вещательного сигнала передачи из аналогового звукового вещательного сигнала передачи. Затем сигнал с выхода первого АЦП₁ 4 подается на вход линии задержки 32, в которой осуществляют задержку этого цифрового вещательного сигнала передачи и на ее выходе получают основной цифровой вещательный сигнал передачи. Кроме того, сигнал с выхода первого АЦП₁ 4 подается на вход вспомогательного передатчика 34, который внутри вспомогательного передатчика 34 поступает с его входа на вход третьего БФОС₃ 40, в котором из цифрового вещательного сигнала передачи формируют сопряженный ему по Гильберту цифровой ортогональный вспомогательный сигнал передачи. После этого цифровой вещательный сигнал передачи и сопряженный ему по Гильберту цифровой ортогональный вспомогательный сигнал передачи, соответственно, с первого и второго выходов третьего БФОС₃ 40 поступают, соответственно, на первый и второй входы третьего БМРС₃ 41, в котором из полученного таким образом вспомогательного комплексного сигнала, состоящего из S(t), поступающего на первый вход третьего БМРС₃ 41 и сигнала S_1в(t), поступающего на второй вход третьего БМРС₃ 41, выделяют пару параметрических сигналов, содержащую вспомогательный сигнал косинуса фазы cosϕ_в(t) передачи, поступающий на первый выход третьего БМРС₃ 41 и вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей A_в(t) передачи, поступающий на второй выход третьего БМРС₃ 41. Далее вспомогательный сигнал косинуса фазы cosϕ_в(t) передачи с первого выхода третьего БМРС₃ 41 подается на первый вход третьего БМВС₃ 49, а вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей AB(t) передачи со второго выхода третьего БМРС₃ 41 подается на параллельно соединенные входы третьего ФНЧ₃ 42, третьего ПФ₃ 43 и третьего ФВЧ₃ 44, в которых выделяют путем фильтрации соответственно, низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи. Затем низкочастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода третьего ФНЧ₃ 42 подаются на вход четвертого компрессора 45, в котором их компрессируют с большим коэффициентом сжатия. Среднечастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода третьего ПФ₃ 43 поступают на вход пятого компрессора 46, в котором их компрессируют с меньшим коэффициентом сжатия. Высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода третьего ФВЧ₃ 44 подаются на вход четвертого экспандера 47, в котором их экспандируют. После этого сигналы с выходов четвертого компрессора 45, пятого компрессора 46 и четвертого экспандера 47 подаются, соответственно, на первый, второй и третий входы четвертого сумматора 48, в котором они суммируются и получают вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей передачи A_во(t). Далее этот вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода четвертого сумматора 48 поступает на второй вход третьего БМВС₃ 49, в котором он умножается на вспомогательный сигнал косинуса фазы передачи cosϕ_в(t), поступающего на первый вход третьего БМВС₃ 49 и получают на выходе третьего БМВС₃ 49 восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал передачи S_вв(t). Затем восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал передачи с выхода третьего БМВС₃ 49 подается на вход третьего ЦАП₃ 50, на выходе которого формируют вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи, содержащий помехи и искажения, вызванные обработками на передающей стороне и являющийся выходным сигналом вспомогательного передатчика 34. Далее вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи с выхода вспомогательного передатчика 34 подают на вход аттенюатора 35 (фиг. 1), в котором он подвергается затуханию, соответствующему затуханию линии связи и формируют, таким образом, на передающей стороне вспомогательный входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, который подают на вход вспомогательного приемника 36, находящегося на передающей стороне. А внутри вспомогательного приемника 36 этот входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема подают на вход третьего ограничителя 51, в котором над сигналом осуществляют амплитудное ограничение. Далее сигнал с выхода третьего ограничителя 51 поступает на вход четвертого АЦП₄ 52, в котором осуществляют аналого-цифровое преобразование этого вспомогательного сигнала приема с формированием, таким образом, вспомогательного цифрового вещательного сигнала приема. Затем сигнал с выхода четвертого АЦП₄ 52 подается на вход четвертого БФОС₄ 53, в котором из вспомогательного цифрового вещательного сигнала приема осуществляют формирование сопряженного ему по Гильберту вспомогательного цифрового ортогонального сигнала приема. После этого сигналы с первого и второго выходов четвертого БФОС₄ поступают, соответственно, на первый и второй входы четвертого БМРС₄ 54, в котором из полученного таким образом комплексного сигнала, состоящего из S_в(t), поступающего на первый вход четвертого БМРС₄ 54 и сигнала S_1в(t), поступающего на второй вход четвертого БМРС₄ 54, выделяют пару параметрических сигналов, содержащую вспомогательный сигнал косинуса фазы приема cosϕ_в(t), поступающий на первый выход четвертого БМРС₄ 54 и вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема A_в(t), поступающий на второй выход четвертого БМРС₄ 54. Далее вспомогательный сигнал косинуса фазы приема cosϕ_в(t) с первого выхода четвертого БМРС₄ 54 подается на первый вход четвертого БМВС₄ 62, а вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема A_в(t) со второго выхода четвертого БМРС₄ 54 подается на параллельно соединенные входы четвертого ФНЧ₄ 55, четвертого ПФ₄ 56 и четвертого ФВЧ₄ 57, в которых выделяют соответственно, низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей приема. Затем низкочастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей приема с выхода четвертого ФНЧ₄ 55 подаются на вход пятого экспандера 58, в котором их экспандируют с большим коэффициентом расширения. Среднечастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей приема с выхода четвертого ПФ₄ 56 поступают на вход шестого экспандера 59, в котором их экспандируют с меньшим коэффициентом расширения. Высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей приема с выхода четвертого ФВЧ₄ 57 подаются на вход шестого компрессора 60, в котором их компрессируют. После этого сигналы с выходов пятого экспандера 58, шестого экспандера 59 и шестого компрессора 60 подаются, соответственно, на первый, второй и третий входы пятого сумматора 61, в котором они суммируются и получают вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема A_во(t). Далее этот вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской огибающей приема с выхода пятого сумматора 61 поступает на второй вход четвертого БМВС₄ 62, в котором он умножается на вспомогательный сигнал косинуса фазы приема cosϕ_в(t), поступающего на первый вход четвертого БМВС₄ 62 и получают на выходе четвертого БМВС₄ 62 восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал приема S_вв(t). Затем восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал приема с выхода четвертого БМВС₄ 62 подается на вход четвертого ЦАП₄ 63, на выходе которого формируют вспомогательный восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема. После этого вспомогательный восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема с выхода четвертого ЦАП₄ 63 подается на вход второго блока обратной коррекции 64, в котором он подвергается обратной частотной коррекции с небольшим опусканием высокочастотных составляющих сигнала. С выхода второго блока обратной коррекции 64 сигнал поступает на выход вспомогательного приемника 36 и получают на его выходе искаженный вследствие обработок вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, содержащий помехи и искажения передающей и приемной сторон. А затем этот искаженный вследствие обработок вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема подается с выхода вспомогательного приемника 36 на вход третьего АЦД₃ 37 и получают на его выходе искаженный вследствие обработок вспомогательный выходной цифровой вещательный сигнал. Далее этот сигнал с выхода третьего АЦП₃ 37 подается на второй вход блока вычитания 38, на первый вход которого поступает задержанный основной цифровой вещательный сигнал передачи с выхода линии задержки 32. Линия задержки 32 необходима для задержки основного цифрового вещательного сигнала передачи на время, равное времени затраченному на обработку вспомогательного вещательного сигнала во вспомогательном передатчике 34 и вспомогательном приемнике 36, вследствие чего фазы задержанного основного цифрового вещательного сигнала передачи и искаженного вследствие обработок вспомогательного выходного цифрового вещательного сигнала полностью совпадают. В блоке вычитания 38 из искаженного вследствие обработок вспомогательного выходного цифрового вещательного сигнала осуществляют вычитание неискаженного задержанного основного цифрового вещательного сигнала передачи и получают на выходе блока вычитания 38 цифровой предыскажающий сигнал, состоящий из помех и искажений, возникших вследствие обработок во вспомогательном передатчике 34 и вспомогательном приемнике 36. Далее цифровой предыскажающий сигнал с выхода блока вычитания 38 подается на вход фазоинвертора 39 и получают на его выходе инвертированный цифровой предыскажающий сигнал, который подается на второй вход третьего сумматора 33, на первый вход которого поступает задержанный основной цифровой вещательный сигнал передачи с выхода линии задержки 32. На выходе третьего сумматора 33 получают основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи, в котором содержатся инвертированные по фазе помехи и искажения передающей и приемной сторон. Этот основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи поступает затем на вход основного передатчика 16 (фиг. 1), а внутри него - на вход первого БФОС₁ 5, в котором из основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала передачи формируют сопряженный ему по Гильберту основной предыскаженный цифровой ортогональный вещательный сигнал передачи. После этого основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи и сопряженный ему по Гильберту основной предыскаженный цифровой ортогональный вещательный сигнал передачи, соответственно, с первого и второго выходов первого БФОС₁ 5 поступают, соответственно, на первый и второй входы первого БMPC₁ 6, в котором из полученного таким образом основного предыскаженного комплексного сигнала передачи выделяют основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи, который поступает на первый выход первого БMPC₁ 6 и основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи, который поступает на второй выход БMPC₁ 6. Далее, основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи с первого выхода первого БMPC₁ 6 поступает на первый вход первого БMBC₁ 14, а основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи со второго выхода БMPC₁ 6 поступает на параллельно соединенные входы первого ФНЧ₁ 7, первого ПФ₁ 8 и первого ФВЧ₁ 9, в которых выделяют путем фильтрации соответственно, низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи. Затем низкочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода первого ФНЧ₁ 7 подаются на вход первого компрессора 10, в котором их компрессируют с большим коэффициентом сжатия. Среднечастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода первого ПФ₁ 8 поступают на вход второго компрессора 11, в котором их компрессируют с меньшим коэффициентом сжатия. Высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода первого ФВЧ₁ 9 подаются на вход первого экспандера 12, в котором их экспандируют. После этого сигналы с выходов первого компрессора 10, второго компрессора 11 и первого экспандера 12 подаются, соответственно, на первый, второй и третий входы первого сумматора 13, в котором они суммируются и получают обработанный основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи. Далее этот обработанный основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода первого сумматора 13 поступает на второй вход первого БMBC₁ 14, в котором он умножается на основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи, поступающий на первый вход первого БMBC₁ 14 и получают восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи. Затем восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи с выхода первого БMBC₁ 14 подается на вход первого ЦАП₁ 15, на выходе которого формируют основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи, в котором за счет предыскажения были скомпенсированы помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на передающей стороне. Эта компенсация помех и искажений произошла за счет того, что помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на передающей стороне имели противоположную фазу по отношению помех и искажений, сформированных в виде предыскажения и введенных в основной вещательный сигнал передачи. Затем основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи с выхода первого ЦАП₁ 15 подается на выход основного передатчика 16, выход которого является выходом передающей стороны. Этот сигнал содержит предыскажения, предназначенные для компенсации помех и искажений, возникающих на приемной стороне. Данный основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи с выхода основного передатчика 16 поступает на вход линии связи, в которой он подвергается затуханию и формируется, таким образом, основной предыскаженный входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, который поступает на вход основного приемника 31. Этот основной предыскаженный входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема внутри основного приемника 31 (фиг. 1) поступает на вход второго ограничителя 17, в котором над сигналом осуществляют амплитудное ограничение. Далее сигнал с выхода второго ограничителя 17 поступает на вход второго АЦП₂ 18, в котором осуществляют аналого-цифровое преобразование этого основного предыскаженного аналогового звукового вещательного сигнала приема с формированием, таким образом, основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала приема. Затем сигнал с выхода второго АЦД₂ 18 подается на вход второго БФОС₂ 19, в котором из основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала приема осуществляют формирование сопряженного ему по Гильберту основного предыскаженного цифрового ортогонального сигнала приема. Сопряженный по Гильберту основной предыскаженный цифровой ортогональный сигнал приема является точно таким же как и основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал приема, но имеющий поворот фазы всех своих спектральных составляющих на 90°. После этого сигналы с первого и второго выходов второго БФОС₂ 19 поступают, соответственно, на первый и второй входы второго БМРС₂ 20, в котором из полученного таким образом комплексного сигнала, состоящего из основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала приема, поступающего на первый вход второго БМРС₂ 20 и основного предыскаженного цифрового ортогонального сигнала приема, поступающего на второй вход второго БМРС₂ 20, выделяют пару параметрических сигналов, содержащую основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема, поступающий на первый выход второго БМРС₂ 20 и основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема, поступающий на второй выход второго БМРС₂ 20. Далее основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема с первого выхода второго БМРС₂ 20 подается на первый вход второго БМРС₂ 28, а основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема со второго выхода второго БМРС₂ 20 подается на параллельно соединенные входы второго ФНЧ₂ 21, второго ПФ₂ 22 и второго ФНЧ₂ 23, в которых выделяют соответственно, низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема. Затем низкочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема с выхода второго ФНЧ₂ 21 подаются на вход второго экспандера 24, в котором их экспандируют с большим коэффициентом расширения. Среднечастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема с выхода второго ПФ₂ 22 поступают на вход третьего экспандера 25, в котором их экспандируют с меньшим коэффициентом расширения. Высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема с выхода второго ФНЧ₂ 23 подаются на вход третьего компрессора 26, в котором их компрессируют. После этого сигналы с выходов второго экспандера 24, третьего экспандера 25 и третьего компрессора 26 подаются, соответственно, на первый, второй и третий входы второго сумматора 27, в котором они суммируются и получают основной предыскаженный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема. Далее этот основной предыскаженный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема с выхода второго сумматора 27 поступает на второй вход второго БМРС₂ 28 в котором он умножается на основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема, поступающего на первый вход второго БМРС₂ 28 и получают на выходе второго БМРС₂ 28 восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал приема. Затем восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал приема с выхода второго БМРС₂ 28 подается на вход второго ЦАП₂ 29, на выходе которого формируют восстановленный после обработки основной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема. После этого основной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема с выхода второго ЦАП₂ 29 подается на вход первого блока обратной коррекции 30, в котором он подвергается обратной частотной коррекции с небольшим опусканием высокочастотных составляющих сигнала. С выхода первого блока обратной коррекции 30 сигнал поступает на выход основного приемника 31 и получают выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, в котором за счет предыскажения были скомпенсированы помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на приемной стороне. Эта компенсация помех и искажений произошла за счет того, что помехи и искажения, возникшие вследствие обработок в основном вещательном сигнале на приемной стороне имели противоположную фазу по отношению помех и искажений, сформированных в виде предыскажения и введенных в основной вещательный сигнал на передающей стороне.

Благодаря такому решению задачи предлагаемый способ и устройство компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов, в отличие от прототипа, позволяет за счет предыскажения скомпенсировать помехи и искажения, возникающие из-за обработок звукового вещательного сигнала на передающей и приемной сторонах. Вследствие такой компенсации помех и искажений удается существенно повысить качество передачи звуковых вещательных сигналов.

Особенностью предлагаемого устройства компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов является то, что нестандартными в нем являются: блок формирования ортогонального сигнала (БФОС), блок модуляционного разложения сигнала (БМРС) и блок модуляционного восстановления сигнала (БМВС).

Пример реализации блока формирования ортогонального сигнала (БФОС) 5, 19, 40, 53 показан на фиг. 2. Данный блок содержит последовательно соединенные: схему сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), схему прямого дискретного преобразования Фурье (СПДПФ) схему поворота фазы коэффициентов преобразования (СПФКП), схему обратного дискретного преобразования Фурье (СОДПФ), схему перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла (СПСКНОФН). Кроме того БФОС 5, 19, 40, 53 содержит схему удвоения частоты импульсов дискретизации (СУЧИД) и линию задержки. Первый (кодовый) вход ССНОФН соединен со входом (кодовым) БФОС 5, 19, 40,53 и первым (кодовым) входом линии задержки, а кодовый выход ССНОФН подключен через последовательно соединенные СПДПФ, СПФКП, СОДПФ к кодовому входу СПСКНОФН, кодовый выход которой соединен со вторым (кодовым) выходом БФОС 5, 19, 40, 53. Вход дискретизирующих импульсов БФОС 5, 19, 40,53 (не показан на фиг. 1) соединен со вторым входом ССНОФН, вторым входом СПСКНОФН, вторым входом линии задержки и входом СУЧИД, выход которой соединен с третьим входом ССНОФН, третьим входом СПСКНОФН, вторым входом СПДПФ, вторым входом СПФКП и вторым входом СОДПФ. Кодовый выход линии задержки соединен с первым (кодовым) выходом БФОС 5, 19, 40, 53.

Работа блока формирования ортогонального сигнала (БФОС) 5, 19, 40, 53 основана на выражении для прямого и обратного дискретного преобразования Фурье (ДПФ)

где x(n) - последовательность из В временных отсчетов, Х(k) - последовательность из В частотных отсчетов.

Блок БФОС 5, 19, 40, 53 функционирует следующим образом (фиг. 2). На вход (кодовый) БФОС 5, 19, 40, 53 поступают параллельные кодовые комбинации, соответственно, с выхода третьего сумматора 33, выхода второго АЦД₂ 18, выхода первого АЦП₁ 4, выхода четвертого АЦП₄ 52 (фиг. 1). Эти кодовые комбинации внутри БФОС 5, 19, 40, 53 подаются на первый (кодовый) вход линии задержки и на первый (кодовый) вход ССНОФН, на второй и третий входы которой поступают, соответственно, импульсы частоты дискретизации и импульсы с удвоенной частотой дискретизации со входа и выхода СУЧИД. Импульсы частоты дискретизации (ДИ от АЦП на фиг. 2) поступают на вход БФОС 5, 19 и далее на вход СУЧИД от первого АЦП₁ 4, а на вход БФОС 40, 53 от, соответственно, второго АЦП₂ 18 и четвертого АЦП₅ 52 и далее на вход СУЧИД (на фиг. 1 цепь для импульсов частоты дискретизации от АЦП к БФОС 5, 19, 40, 53 не показана). В ССНОФН осуществляют формирование сегментов, состоящих из В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте, соответствующих В временным дискретным отсчетам звукового сигнала. На каждый сегмент далее налагают оконную функцию Наттолла. Цифровой сигнал в виде сегментов из В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте с кодового выхода ССНОФН поступает на кодовый вход СПДПФ, где осуществляют В точечное прямое дискретное преобразование Фурье этих В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте.

Необходимость наложения оконной функции Наттолла вызвана тем, что при дискретном преобразовании Фурье (ДПФ) используется прямоугольное окно без перекрытия, что приводит к появлению разрывов анализируемых функций. Возникающие вследствие этого в спектре боковые лепестки преобразования окна, называемые просачиванием, будут искажать амплитуды соседних спектральных составляющих. Для снижения уровня искажений и помех необходимо минимизировать такое просачивание энергии боковых лепестков в основные компоненты сигнала. Очевидно, что чем ниже уровень боковых лепестков функции окна в частотной области, тем выше точность прямого дискретного преобразования Фурье. Наименьшим уровнем боковых лепестков, из существующих оконных функций, обладает именно окно Наттолла.

В результате В точечного прямого дискретного преобразования Фурье В кодовых комбинаций в СПДПФ формируют В пар коэффициентов, соответствующих представлению цифрового звукового сигнала в спектральной области, согласно [7]. Далее цифровой сигнал с кодового выхода СПДПФ подается на кодовый вход СПФКП, где осуществляют поворот фазы коэффициентов преобразования путем изменения в каждой паре коэффициентов знака коэффициента при jsin 2πnk/В, что соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом звуковом сигнале.

Затем цифровой сигнал с кодового выхода СПФКП подается на кодовый вход СОДПФ, где осуществляется В точечное обратное дискретное преобразование Фурье из В пар коэффициентов в В кодовых комбинаций в каждом сегменте, согласно [8].

После этого цифровой сигнал с кодового выхода СОДПФ поступает на кодовый вход СПСКНОФН. Данная схема более качественного восстановления сигнала в случае использования окна Наттолла, для чего дополнительно осуществляют сложение с 50% перекрытием. С этой целью в СПСКНОФН осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента. Поскольку окно Наттолла не относиться к числу окон обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то дополнительное увеличение точности восстановленного цифрового звукового сигнала осуществляют путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ, что существенно для повышения точности формирования ортогонального сигнала и качества обработки сигналов в устройстве в целом.

Цифровой сигнал с кодового выхода СПСКНОФН подается далее на второй (кодовый) выход БФОС 5, 19, 40, 53.

Таким образом, в БФОС 5, 19, 40, 53 было осуществлено гильбертовское ортогональное преобразование цифрового сигнала, соответствующее повороту фазы всех спектральных составляющих аналогового звукового сигнала на 90°. Однако данный цифровой сигнал после прохождения через ССНОФН, СПДПФ, СПФКП, СОДПФ и СПСКНОФН прибрел временную задержку. Для нормальной работы блока модуляционного разложения сигнала (БМРС) 6, 20, 41, 54 необходимо, чтобы цифровой сигнал, поступивший на (кодовый) вход БФОС 5, 19, 40, 53, имел бы на первом (кодовом) выходе данного блока точно такую же временную задержку, как и цифровой сигнал на его втором (кодовом) выходе. Для этой цели в БФОС 5, 19, 40, 53 служит линия задержки.

Особенностью БФОС 5, 19, 40, 53 является то, что нестандартными в нем являются ССНОФН и СПСКНОФН, которые требуют дополнительного раскрытия. Данные блоки и временные диаграммы их работы показаны на фиг. 5 - фиг. 8.

Схема удвоения частоты импульсов дискретизации (СУЧИД), входящей в БФОС 5, 19, 40, 53, может быть выполнена в виде последовательно включенных: формирователя меандра, дифференциальной схемы, двухполупериодного выпрямителя и формирователя коротких импульсов.

Пример реализации блока модуляционного разложения сигнала (БМРС) 6, 20, 41, 54 показан на фиг. 3. БМРС 6, 20, 41, 54 состоит из первой и второй схем возведения в квадрат, сумматора, схемы извлечения квадратного корня, схемы деления и линии задержки. Первый (кодовый) вход БМРС 6, 20, 41, 54 соединен с первым (кодовым) входом схемы деления и с кодовым входом первой схемы возведения в квадрат (CBK₁), а кодовый вход второй схемы возведения в квадрат (СВК₂) подключен ко второму (кодовому) входу БМРС 6, 20, 41, 54. Кодовые выходы CBK₁ и СВК₂ соединены, соответственно, с первым и вторым (кодовыми) входами сумматора. Кодовый выход сумматора соединен с (кодовым) входом схемы извлечения квадратного корня (СИКК), кодовый выход которой подключен ко второму (кодовому) выходу БМРС 6, 20, 41, 54 и ко второму (кодовому) входу схемы деления. Кодовый выход схемы деления соединен с кодовым входом линии задержки, кодовый выход которой соединен с первым (кодовым) выходом БМРС 6, 20, 41, 54.

Функционирование БМРС 6, 20, 41, 54 (фиг. 3), с выделением гильбертовской амплитудной огибающей осуществляется в соответствии с выражением A(t)=[s²(t)+s₁²(t)]^1/2. Для этого используется цифровой сигнал, с первого (кодового) выхода БФОС 5, 19, 40, 53 (фиг. 1), соответствующий аналоговому звуковому сигналу s(t) и цифровой сигнал со второго (кодового) выхода БФОС 5, 19, 40, 53, соответствующий аналоговому звуковому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими s₁(t). В первой и второй СВК (фиг. 3) осуществляется в цифровом виде возведение в квадрат числовых значений каждой параллельной кодовой комбинации (соответствующих отсчетам мгновенных амплитуд аналогового звукового сигнала). Далее цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов первой CBK₁ и второй СВК₂ подаются на, соответственно, первый и второй (кодовые) входы сумматора. В данной схеме в цифровом виде осуществляется суммирование числовых значений кодовых комбинаций, поступающих на 1 кодовый вход сумматора с соответствующими им кодовыми комбинациями, поступающими на 2 кодовый вход сумматора. Эта операция соответствует выражению s²(t)+s₁²(t). После этого цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с кодового выхода сумматора поступает на кодовый вход СИКК. В данной схеме в цифровом виде осуществляется операция извлечения квадратного корня из числовых значений кодовых комбинаций, полученных после суммирования. Эта операция соответствует выражению [s²(t)+s₁²(t)]^1/2. Цифровой сигнал, соответствующий выделенной гильбертовской амплитудной огибающей аналогового звукового сигнала A(t), с кодового выхода СИКК поступает на второй (кодовый) выход БМРС 6, 20, 41, 54 и на второй (кодовый) вход схемы деления. Операция деления соответствует выражению cosϕ(t)=s(t)/A(t)=s(t)/[s²(t)+s₁²(t)]^1/2. Цифровой сигнал, соответствующий выделенному сигналу косинуса фазы аналогового звукового сигнала cosϕ(t), с кодового выхода схемы деления поступает на кодовый вход линии задержки. Линия задержки необходима вследствие того, что цифровой сигнал с первого и второго (кодовых) входов БМРС 6, 20, 41, 54 после прохождения через CBK₁ и СВК₂, сумматор и СИКК прибрел временную задержку. Кроме того цифровой сигнал со второго (кодового) выхода БМРС 6, 20, 41, 54 (фиг. 1) далее проходит в основном передатчике 16, основном приемнике 31, вспомогательном передатчике 34 и вспомогательном приемнике 36 через ФНЧ, ПФ и ФВЧ, а также через соответствующие компрессоры и экспандеры, а также через сумматоры, то для нормальной работы блока модуляционного восстановления сигнала (БМВС) 14, 28, 49, 62 (фиг. 1) необходимо, чтобы цифровой сигнал, поступивший на первый (кодовый) вход БМВС 14, 28, 49, 62 имел бы точно такую же временную задержку, как и цифровой сигнал на втором (кодовом) входе БМВС 14, 28, 49, 62. Для этой цели в БМРС 6, 20, 41, 54 (фиг. 3) служит линия задержки.

Пример реализации блока модуляционного восстановления сигнала (БМВС) 14, 28, 49, 62 показан на фиг. 4. БМВС 14, 28, 49, 62 состоит из схемы умножения. Первый (кодовый) вход БМВС 14, 28, 49, 62 соединен с первым (кодовым) входом схемы умножения, а второй (кодовый) вход БМВС 14, 28, 49, 62 соединен со вторым (кодовым) входом схемы умножения, кодовый выход которой соединен с (кодовым) выходом БМВС 14, 28,49, 62.

Функционирование БМВС 14, 28, 49, 62 (фиг. 4), с формированием восстановленного после обработки цифрового вещательного сигнала, осуществляется в соответствии с выражением [5]: S_в(t)=A_o(t)⋅cosϕ(t). Для этого используется цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций, с первого (кодового) выхода БМРС 6, 20, 41, 54 (фиг. 1), соответствующий сигналу косинуса фазы cosϕ(t), который поступает на первый (кодовый) вход БМВС 14, 28, 49, 62. А внутри БМВС 14, 28, 49, 62 (фиг. 4) цифровой сигнал с его первого (кодового) входа поступает на первый (кодовый) вход схемы умножения. Кроме того, здесь используется цифровой сигнал виде параллельных кодовых комбинаций с (кодового) выхода сумматора 13, 27, 48, 61 (фиг. 1), соответствующий сигналу обработанной гильбертовской амплитудной огибающей A_o(t), который поступает на второй (кодовый) вход БМВС 14, 28, 49, 62. А внутри БМВС 14, 28, 49, 62 (фиг. 4) цифровой сигнал с его второго (кодового) входа поступает на второй (кодовый) вход схемы умножения. После умножения в БМВС 14, 28, 49, 62 этих двух цифровых сигналов на его кодовом выходе формируется восстановленный после обработки цифровой вещательный сигнал S_в(t), который поступает на кодовый выход БМВС 14, 28, 49, 62.

Пример реализации схемы сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), входящей в состав БФОС 5, 19, 40, 53, показан на фиг. 5. Данная схема содержит первую и вторую буферные памяти, схему умножения, счетчик и схему памяти. Первый (кодовый) вход ССНОФН соединен с первым (кодовым) входом первой буферной памяти, кодовый выход которой соединен через вторую буферную память с кодовым входом схемы умножения, второй (кодовый) вход которой соединен с кодовым выходом схемы памяти, а выход подключен к кодовому выходу ССНОФН. Второй вход ССНОФН соединен со вторым входом первой буферной памяти и со входом счетчика, выход которого подключен к третьему входу первой буферной памяти, ко второму входу второй буферной памяти и к первому входу схемы памяти. Третий вход ССНОФН соединен с третьим входом второй буферной памяти и со вторым входом схемы памяти.

Схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла (фиг. 5) работает следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти и счетчик обнулены. Схема памяти также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В кодовых комбинаций (дискретных отсчетов) цифрового сигнала в сегменте.

На первый (кодовый) вход ССНОФН с (кодового) входа БФОС 5, 19, 40, 53 (фиг. 2) поступают параллельные кодовые комбинации, которые подаются на первый (кодовый) вход первой буферной памяти (фиг. 5). Одновременно на второй вход ССНОФН со входа схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в БФОС 5, 19, 40, 53 (фиг. 2) поступают импульсы частоты дискретизации, которые подаются на вход счетчика и второй вход первой буферной памяти (фиг. 5). На третий вход ССНОФН с выхода схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в состав БФОС 5, 19, 40, 53 (фиг. 2), поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации, которые подаются на третий вход второй буферной памяти и второй вход схемы памяти (фиг. 5). При этом счетчик в ССНОФН предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента), на который затем накладывается оконная функция Наттолла. Например, из цифрового сигнала, имеющего частоту дискретизации 48 кГц нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать В/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя, например, 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов частоты дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (фиг. 6 а,б). Импульсы с выхода счетчика подаются на третий вход первой буферной памяти, на второй вход второй буферной памяти и на первый вход схемы памяти.

Первая буферная память в ССНОФН вмещает в себя В/2=480 кодовых комбинаций (полусегмент), а вторая буферная память состоит из двух половин и вмещает в себя В=960 кодовых комбинаций (два полусегмента по 480 кодовых комбинаций).

По мере поступления параллельных кодовых комбинаций на 1 кодовый вход первой буферной памяти, они записываются в нее под действием импульсов с частотой дискретизации. Эти кодовые комбинации появляются на кодовом выходе первой буферной памяти и прикладываются к кодовому входу второй буферной памяти, но не записываются в нее.

В это же время из второй буферной памяти считываются В=960 нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации последовательно поступают на первый кодовый вход схемы умножения. На второй кодовый вход данной схемы в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи окна Натолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы схемы умножения, на ее выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации,

Т.о., в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (1 п. с. на фиг. 6а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование первого по счету сегмента (0₁-0₀ сегм. на фиг. 6в) из нулевых кодовых комбинаций.

После заполнения 480 шестнадцатиразрядными кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (фиг. 6б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации из первой буферной памяти записываются в первую половину второй буферной памяти (1 п. с. на фиг. 6а). Под действием этого же короткого импульса 480 нулевых кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти (0 п. с. на фиг. 6а). Таким образом, из нулевого и первого полусегментов формируется первый сегмент (1 сегм. на фиг. 6а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Наттолла для первой из В=960 кодовых комбинаций в первом сегменте (1 сегм. на фиг. 6а). Следует заметить, что коэффициенты передачи окна Натолла (и соответствующие им кодовые комбинации) для первой половины сегмента (например 0 п. с. в 1 сегм. на фиг. 6а) являются возрастающими, а для второй половины сегмента (например 1 п. с. в 1 сегм. на фиг. 6а) являются уменьшающимися.

Параллельные кодовые комбинации, продолжающие поступать на 1 кодовый вход первой буферной памяти, записываются в данную память под действием импульсов с частотой дискретизации. В это же время под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются нулевые кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) нулевого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на фиг. 6а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются только нулевые 16 разрядные кодовые комбинации.

Далее начинают умножаться информационные кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) первого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на фиг. 6а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются перемноженные 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие исходным кодовым комбинациям, но с наложенными на них коэффициентами передачи окна Натолла.

Т.о. в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими второму по счету полусегменту (1 п. с. на фиг. 6а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование второго по счету сегмента (1₁-0₂ сегм. на фиг. 6в), состоящего из второй раз используемого нулевого полусегмента и первый раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).

После заполнения следующими 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (фиг. 6б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти.

Таким образом, из первого и второго полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на фиг. 6а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В=960 кодовых комбинаций во втором сегменте (2 сегм. на фиг. 6а).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) первого полусегмента второго сегмента (2 сегм. на фиг. 6а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) второго полусегмента второго сегмента (2 сегм. на фиг. 6а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения.

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование третьего по счету сегмента (2₁-1₂ сегм. на фиг. 6в), состоящего из второй раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).

Пока из второй буферной памяти осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в первую буферную память записываются кодовые комбинации, соответствующие третьему полусегменту (3 п. с. на фиг. 6а).

После заполнения очередными 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (фиг. 6б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из второго и третьего полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на фиг. 6а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В=960 кодовых комбинаций в третьем сегменте (3 сегм. на фиг. 6а).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) второго полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на фиг. 6а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) третьего полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на фиг. 6а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения..

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование четвертого по счету сегмента (3₁-2₂ сегм. на фиг. 6в), состоящего из второй раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого третьего полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися). Далее работа ССНОФН происходит аналогичным образом.

Пример реализации схемы перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла (СПСКНОН), входящей в состав БФОС 5, 19, 40, 53 показан на фиг. 7. Данная схема содержит: первую, вторую, третью и четвертую буферные памяти (БП), сумматор, схему памяти (СП), схему умножения (СУ), счетчик, триггер, формирователь, элемент задержки (ЭЗ). Первый (кодовый) вход первой буферной памяти (БП₁) соединен с первым (кодовым) входом СПСКНОН, а его кодовый выход - с первым (кодовым) входом второй буферной памяти (БП₂) и с первым (кодовым) входом третьей буферной памяти (БП₃). Второй вход БП₁ подключен к выходу элемента задержки ЭЗ, а третий вход БП₁ соединен со вторым входом СПСКНОН, к которому также подключен вход счетчика, выход которого соединен со входом триггера, входом ЭЗ и со вторым входом БП₂, кодовый выход которой соединен с первым (кодовым) входом БП₄. Третий вход СПСКНОН соединен со вторым входом схемы памяти (СП), вторым входом БП₃ и вторым входом БП₄. Выход триггера подключен ко входу формирователя, выход которого соединен с первым входом СП, с третьим входом БП₃ и с третьим входом БП₄. Кодовые выходы БП₃ и БП₄ соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора, кодовый выход которого соединен с первым кодовым входом схемы умножения (СУ), второй кодовый вход которой подключен к кодовому выходу СП, а кодовый выход СУ соединен с выходом СПСКНОН.

СПСКНОН (фиг. 7) работает следующим образом. В исходном состоянии БП₁, БП₂, БП₃, БП₄, счетчик, а также триггер обнулены. СП также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой из В кодовых комбинаций в первом сегменте.

На первый (кодовый) вход СПСКНОН (фиг. 7) и далее на первый (кодовый) вход БП₁ поступают параллельные кодовые комбинации с кодового выхода схемы обратного дискретного преобразования Фурье, входящей в состав БФОС 5, 19, 40, 53 (фиг. 2). Одновременно на второй вход СПСКНОН с выхода схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в состав БФОС 5, 19, 40, 53 (фиг. 2), поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации, которые далее подаются на третий вход БП₁ (фиг. 7). Под действием данных импульсов кодовые комбинации, поступающие на вход БП₁, записываются в нее и появляются на кодовом выходе БП₁. Эти кодовые комбинации прикладываются к первым (кодовым) входам БП₂ и БП₃, но не записываются в них.

Одновременно счетчик начинает подсчет импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Данный счетчик предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента). Например, из цифрового сигнала, имеющего удвоенную частоту дискретизации нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать В/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов с удвоенной частотой дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (фиг. 8а,б).

БП₁, БП₂, БП₃, БП₄ в нашем примере, вмещают в себя каждый по 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций (т.е. каждый - по полусегменту), Кодовые комбинации с кодовых выходов сумматора, СУ и СП также являются 16 разрядными.

СПСКНОН предназначена для формирования сегментов цифрового сигнала из В кодовых комбинаций в каждом сегменте и сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом. С целью избежания разрывов в последовательности цифрового сигнала, формирующегося после перекрытия сегментов, необходимо, чтобы запись кодовых комбинаций в БП₁ производилась с удвоенной частотой дискретизации, а считывание кодовых комбинаций из БП₃ и БП₄ производилась с частотой дискретизации. Эти импульсы с частотой дискретизации поступают на третий вход СПСКНОН со входа схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в состав БФОС 5, 19, 40, 53 (фиг. 2).

Одновременно с записью кодовых комбинаций в БП₁, из БП₃ и БП₄ происходит считывание нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов на их вторых входах (фиг. 7). Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации поступают на первый и второй кодовые входы сумматора, на выходе которого также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации, которые подаются на первый кодовый вход СУ. На второй кодовый вход данной схемы с кодового выхода СП в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы СУ, на ее кодовом выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации

Т.о. в период заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (0₀ п. с. на фиг. 8а) на кодовом выходе СУ осуществляется формирование полусегмента (0_н на фиг. 8г) из нулевых кодовых комбинаций.

После заполнения 480 шестнадцатиразрядными нулевыми кодовыми комбинациями БП₁, соответствующими 0₀ - полусегменту (фиг. 8а), на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (фиг. 8б) от которого срабатывает триггер, а на выходе формирователя также появляется короткий импульс.

Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₀-полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БП₄, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0 и 0₀ полусегментов (фиг. 8а) формируется первый сегмент (1 сегм. на фиг. 8а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₀-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₁-полусегменту (фиг. 8а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16-разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₀ п. с. + 0 п. с. на фиг. 8а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которой поступают кодовые комбинации с выхода СП. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование первого сегмента (0₀+0 сегм. на фиг. 8в).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется замедленное в 2 раза (по сравнению со скоростью записи в БПО считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 0₁ полусегменту.

После заполнения 480 нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (фиг. 8б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логический 0» («лог.0»), от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит. В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₀ и 0 полусегментам и формируется 0₀ - 0 сегмент (фиг. 8в).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₁-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₂-полусегменту (фиг. 8а).

После заполнения нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ (0₂ п. с. на фиг. 8а) на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (фиг. 8б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логическая 1» («лог.1»), от которого на выходе формирователя появляется второй короткий импульс (фиг. 8в). Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₂ полусегменту, с выхода БП) записываются в БП₃, а в БП₄, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₁ и которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0₂ и 0₁ полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на фиг. 8а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₁-полусегменту (фиг. 8а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16-разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₂ п. с. + 0₁ п. с. на фиг. 8а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. На кодовом выхода СУ появляются нулевые 16 разрядные кодовые комбинации. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование второго сегмента (0₂+0₁ сегм. на фиг. 8г).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций (0₂ п. с. и 0₁ п. с. на фиг. 8а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 11 полусегменту (1₁ п. с. на фиг. 8а).

После заполнения кодовыми комбинациями (1₁ п. с на фиг. 8а) на выходе счетчика появляется четвертый короткий импульс (фиг. 8б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит.

В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₂ и 0₁ полусегментам и формируется 0₂-0₁ сегмент (фиг. 8г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₁ полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₂-полусегменту (фиг. 8а).

После заполнения кодовыми комбинациями БП₁ (1₂ п. с. на фиг. 8а) на выходе счетчика появляется пятый короткий импульс (фиг. 8б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется третий короткий импульс (фиг. 8в). Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂ записываются, соответственно, в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 1₂ и 1₁ полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на фиг. 8а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в третьем сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2₁-полусегменту (фиг. 8а).

Под действием импульсов с частотой дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 16-разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 1₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 1₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (1₂ п. с. + 1₁ п. с. на фиг. 8а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (1₁ - 0₂) сегмент и (2₁ - 1₂) сегмент (вверху фиг. 8а) на входе СПСКНОН с 3 сегментом (3 сегм. на фиг. 8а или 1₂+1₁ сегм. на фиг. 8 г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.

На кодовый выход СУ поступают 16-разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование третьего сегмента (1₂+1₁ сегм. на фиг. 8 г).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16-разрядных кодовых комбинаций (1₂ п. с. и 1₁ п. с. на фиг. 8а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 2₁ полусегменту (2₁ п. с. на фиг. 8а).

После заполнения кодовыми комбинациями (2₁ п. с на фиг. 8а) БП₁ на выходе счетчика появляется шестой короткий импульс (фиг. 8б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов БП₁ и БП₂ не происходит.

В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение кодовых комбинаций, соответствующих 1₂ и 1₁ полусегментам и формируется 1₂ - 1₁ сегмент (фиг. 8г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика, кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₁ полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2 г-полусегменту (фиг. 8а).

После заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими 2₂-полусегменту (2₂ п. с. на фиг. 8а) на выходе счетчика появляется седьмой короткий импульс (фиг. 8б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется четвертый короткий импульс (фиг. 8в).

Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂ записываются в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 2₂ и 2₁ полусегментов формируется четвертый сегмент (4 сегм. на фиг. 8а внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в четвертом сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 3₁-полусегменту (фиг. 8а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16-разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 2₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 2₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (2₂ п. с. + 2₁ п. с. на фиг. 8а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (2₁ - 1₂) сегмент и (3₁ - 2₂) сегмент (вверху фиг. 8а) на входе СПСКНОН с 4 сегментом (4 сегм. на фиг. 8а внизу или 2₂+2₁ сегм. на фиг. 8г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.

На кодовый выход СУ поступают 16-разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование четвертого сегмента (2₁+2₁ сегм. на фиг. 8г). Далее работа БПСКНОН происходит аналогичным образом.

Благодаря такому решению задачи предлагаемый способ и устройство компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов, в отличие от прототипа, позволяет не только избежать искажения формы звукового сигнала, снизить модуляцию переменным коэффициентом передачи высокочастотных составляющих сигнала и шумов, а также снизить заметность шума не только в паузе но и в сигнале, но за счет предыскажения скомпенсировать помехи и искажения, возникающие из-за многочисленных обработок звукового вещательного сигнала как на передающей так и на приемной сторонах. Вследствие такой компенсации помех и искажений удается существенно повысить качество передачи звуковых вещательных сигналов

Особенностью современных каналов передачи является то, что вследствие многочисленных обработок существующими компандерами, в передаваемые звуковые вещательные сигналы вносятся дополнительные помехи и искажения, вследствие чего форма этих передаваемых сигналов изменяется и поэтому данные сигналы не могут качественно контролироваться имеющимся метрологическим обеспечением, ориентированным на измерение формы. Предлагаемый же способ и устройство с предыскажением осуществляет компенсацию упомянутых дополнительных помех и искажений и тем самым сохраняет форму сигнала, что позволяет использовать существующее метрологическое обеспечение при оценке качества передачи (по форме сигнала). Повышение качества передаваемых звуковых вещательных сигналов за счет использования предыскажения позволяет снизить скорость передачи или объем сигнала при его передаче и хранении в обмен на незначительное ухудшении этого качества, соответствующего качеству при обработке существующими компандерами.

С помощью предлагаемого способа и устройства с предыскажением могут передаваться как звуковые вещательные сигналы, так и речевые сигналы, а также любые аналоговые сигналы.

Предлагаемые способ и устройство с предыскажением могут найти применение в существующих аналоговых и цифровых каналах передачи, а также в системах хранения информации. Их использование позволит повысить качество передачи информационных сообщений и снизить скорость передачи или объем сигнала в канале связи.

Экономический эффект от использования предлагаемого способа и устройства с предыскажением предполагается получить за счет обеспечения высокого качества передачи и приема информационных аналоговых сигналов. Компенсация дополнительных помех и искажений и сохранение формы сигнала позволяет использовать существующее метрологическое обеспечение, а не разрабатывать новые измерительные приборы при оценке качества передачи. Экономический эффект может быть получен также за счет снижения скорости передачи или объема сигнала при его передаче и хранении и увеличения вследствие этого количества каналов.

1. Способ компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов, включающий на передающей стороне частотную коррекцию аналогового звукового вещательного сигнала передачи, амплитудное ограничение сигнала, аналого-цифровое преобразование, с формированием, таким образом, цифрового вещательного сигнала передачи, формирование сопряженного по Гильберту ортогонального сигнала передачи, выделение сигнала косинуса фазы передачи и сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи, выделение низкочастотных, среднечастотных и высокочастотных составляющих огибающей сигнала передачи, компрессирование низкочастотных составляющих огибающей с большим коэффициентом сжатия, компрессирование среднечастотных составляющих огибающей с меньшим коэффициентом сжатия, экспандирование высокочастотных составляющих огибающей, суммирование трех составляющих гильбертовской огибающей передачи, умножение обработанной гильбертовской амплитудной огибающей передачи на сигнал косинуса фазы передачи, цифро-аналоговое преобразование восстановленного после обработки цифрового вещательного сигнала передачи, а на приемной стороне - амплитудное ограничение аналогового звукового вещательного сигнала приема, аналого-цифровое преобразование, формирование сопряженного по Гильберту ортогонального сигнала приема, выделение сигнала косинуса фазы приема и сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема, выделение низкочастотных, среднечастотных и высокочастотных составляющих огибающей сигнала приема, экспандирование низкочастотных составляющих огибающей с большим коэффициентом расширения, экспандирование среднечастотных составляющих огибающей с меньшим коэффициентом расширения, компрессирование высокочастотных составляющих огибающей, суммирование трех составляющих гильбертовской огибающей приема, умножение обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема на сигнал косинуса фазы приема, цифро-аналоговое преобразование восстановленного после обработки цифрового вещательного сигнала, обратная частотная коррекция восстановленного аналогового звукового вещательного сигнала приема, отличающийся тем, что на передающей стороне после аналого-цифрового преобразования сигнала с формированием цифрового вещательного сигнала передачи осуществляют задержку этого цифрового вещательного сигнала передачи и получение, таким образом, основного цифрового вещательного сигнала передачи, кроме того, из цифрового вещательного сигнала передачи формируют сопряженный ему по Гильберту ортогональный вспомогательный сигнал передачи и получают, таким образом, вспомогательный комплексный сигнал передачи, из которого выделяют вспомогательный сигнал косинуса фазы передачи и вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи, из которой выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей, а затем низкочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют с большим коэффициентом сжатия, среднечастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют с меньшим коэффициентом сжатия, а высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей экспандируют, после чего все три составляющих вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей передачи суммируют и получают вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей передачи, которую умножают на вспомогательный сигнал косинуса фазы передачи и получают восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал передачи, из которого путем цифро-аналогового преобразования формируют вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи, содержащий помехи и искажения, вызванные обработками на передающей стороне, после чего этот вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи подвергают затуханию, соответствующему затуханию линии связи, и формируют, таким образом, на передающей стороне вспомогательный входной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, затем осуществляют амплитудное ограничение этого вспомогательного аналогового звукового вещательного сигнала приема, аналого-цифровое преобразование этого вспомогательного сигнала приема с формированием, таким образом, вспомогательного цифрового вещательного сигнала приема, формирование сопряженного ему по Гильберту вспомогательного цифрового ортогонального сигнала приема и получение, таким образом, вспомогательного комплексного сигнала приема, из которого выделяют вспомогательный сигнал косинуса фазы приема и вспомогательный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема, из которой выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей приема, а затем низкочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей экспандируют с большим коэффициентом расширения, среднечастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей экспандируют с меньшим коэффициентом расширения, а высокочастотные составляющие вспомогательного сигнала огибающей компрессируют, после чего все три составляющие вспомогательного сигнала гильбертовской огибающей приема суммируют и получают вспомогательный сигнал обработанной гильбертовской амплитудной огибающей приема, который умножают на вспомогательный сигнал косинуса фазы приема и получают восстановленный после обработки вспомогательный цифровой вещательный сигнал приема, из которого путем цифро-аналогового преобразования формируют вспомогательный восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, над которым осуществляют обратную частотную коррекцию и получают на передающей стороне искаженный вследствие обработок на передаче и приеме вспомогательный выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, содержащий помехи и искажения передающей и приемной сторон, над которым осуществляют аналого-цифровое преобразование и получают искаженный вследствие обработок вспомогательный выходной цифровой вещательный сигнал, из которого вычитают задержанный основной цифровой вещательный сигнал передачи и получают цифровой предыскажающий сигнал, состоящий из помех и искажений передающей и приемной сторон, который далее инвертируют по фазе, а затем вводят путем суммирования в неискаженный задержанный основной цифровой вещательный сигнал передачи и получают основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи, из которого формируют сопряженный ему по Гильберту ортогональный основной предыскаженный сигнал передачи и получают, таким образом, основной предыскаженный комплексный сигнал передачи, из которого выделяют основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи и основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи, из которой выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие предыскаженного основного сигнала передачи, а затем низкочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют с большим коэффициентом сжатия, среднечастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют с меньшим коэффициентом сжатия, а высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей экспандируют, после чего все три составляющих основного предыскаженного сигнала гильбертовской огибающей передачи суммируют и получают обработанный основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи, который умножают на основной предыскаженный сигнал косинуса фазы передачи и получают восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал передачи, из которого путем цифро-аналогового преобразования получают основной выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи, в котором за счет предыскажения скомпенсированы помехи и искажения, возникавшие при обработках в основном вещательном сигнале на передающей стороне, но который содержит предыскажения, предназначенные для компенсации помех и искажений, возникающих при обработках в основном вещательном сигнале на приемной стороне, а на приемной стороне - амплитудное ограничение основного предыскаженного входного аналогового звукового вещательного сигнала приема, аналого-цифровое преобразование этого сигнала с формированием таким образом основного предыскаженного цифрового вещательного сигнала приема, формирование сопряженного ему по Гильберту ортогонального основного предыскаженного цифрового сигнала приема и получение, таким образом, основного предыскаженного комплексного сигнала приема, из которого выделяют основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема и основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема, из которой выделяют путем фильтрации низкочастотные, среднечастотные и высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала приема, а затем низкочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей экспандируют с большим коэффициентом расширения, среднечастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей экспандируют с меньшим коэффициентом расширения, а высокочастотные составляющие основного предыскаженного сигнала огибающей компрессируют, после чего все три составляющие основного предыскаженного сигнала гильбертовской огибающей приема суммируют и получают обработанный основной предыскаженный сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема, который умножают на основной предыскаженный сигнал косинуса фазы приема и получают восстановленный после обработки основной предыскаженный цифровой вещательный сигнал приема, из которого путем цифро-аналогового преобразования формируют основной восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, над которым осуществляют обратную частотную коррекцию и получают выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, в котором за счет предыскажения скомпенсированы помехи и искажения, возникавшие при обработках в основном вещательном сигнале на приемной стороне.

2. Устройство для осуществления способа компандирования с предыскажением звуковых вещательных сигналов, содержащее на передающей стороне последовательно соединенные источник звуковых сигналов, блок коррекции, первый ограничитель, первый аналого-цифровой преобразователь, а также блоки: первый блок формирования ортогонального сигнала, первый блок модуляционного разложения сигнала, первый фильтр низких частот, первый полосовой фильтр, первый фильтр высоких частот, первый компрессор, второй компрессор, первый экспандер, первый сумматор, первый блок модуляционного восстановления сигнала и первый цифро-аналоговый преобразователь, из которых образован основной передатчик, при этом вход первого блока формирования ортогонального сигнала является входом основного передатчика, а первый и второй выходы первого блока формирования ортогонального сигнала соединены соответственно с первым и вторым входами первого блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с первым входом первого блока модуляционного восстановления сигнала, а его второй выход соединен со входом первого фильтра низких частот, входом первого полосового фильтра и входом первого фильтра высоких частот, причем выход первого фильтра низких частот соединен со входом первого компрессора, выход которого соединен с первым входом первого сумматора, выход первого полосового фильтра соединен со входом второго компрессора, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора, а выход первого фильтра высоких частот соединен со входом первого экспандера, выход которого соединен с третьим входом первого сумматора, выход которого соединен со вторым входом первого блока модуляционного восстановления сигнала, выход которого соединен со входом первого цифро-аналогового преобразователя, выход которого является выходом основного передатчика, выход которого является выходом передающей стороны устройства, а на приемной стороне содержащее второй ограничитель, второй аналого-цифровой преобразователь, второй блок формирования ортогонального сигнала, второй блок модуляционного разложения сигнала, второй фильтр низких частот, второй полосой фильтр, второй фильтр высоких частот, второй экспандер, третий экспандер, третий компрессор, второй сумматор, второй блок модуляционного восстановления сигнала, второй цифро-аналоговый преобразователь и первый блок обратной коррекции, причем из перечисленных блоков приемной стороны образован основной приемник, при этом вход второго ограничителя является входом основного приемника, вход которого является входом приемной стороны устройства, а выход второго ограничителя соединен со входом второго аналого-цифрового преобразователя, выход которого соединен со входом второго блока формирования ортогонального сигнала, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами второго блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с первым входом второго блока модуляционного восстановления сигнала, а его второй выход соединен со входом второго фильтра низких частот, входом второго полосового фильтра и входом второго фильтра высоких частот, причем выход второго фильтра низких частот соединен со входом второго экспандера, выход которого соединен с первым входом второго сумматора, выход второго полосового фильтра соединен со входом третьего экспандера, выход которого соединен со вторым входом второго сумматора, а выход второго фильтра высоких частот соединен со входом третьего компрессора, выход которого соединен с третьим входом второго сумматора, выход которого соединен со вторым входом второго блока модуляционного восстановления сигнала, выход которого соединен со входом второго цифро-аналогового преобразователя, выход которого соединен со входом первого блока обратной коррекции, выход которого является выходом основного приемника, выход которого является выходом приемной стороны устройства, отличающееся тем, что дополнительно введены на передающей стороне вспомогательный передатчик и вспомогательный приемник, полностью идентичные соответственно основному передатчику и основному приемнику, а также введены аттенюатор, линия задержки, третий сумматор, третий аналого-цифровой преобразователь, блок вычитания и фазоинвертор, при этом выход первого аналого-цифрового преобразователя соединен со входом линии задержки и входом вспомогательного передатчика, выход которого через последовательно соединенные аттенюатор, вспомогательный приемник и третий аналого-цифровой преобразователь подключен к первому входу блока вычитания, второй вход которого соединен с выходом линии задержки и первым входом третьего сумматора, а выход блока вычитания соединен через фазоинвертор со вторым входом третьего сумматора, выход которого соединен со входом основного передатчика, выход которого является выходом передающей стороны устройства, причем вспомогательный передатчик, в точности соответствующий основному передатчику, содержит третий блок формирования ортогонального сигнала, третий блок модуляционного разложения сигнала, третий фильтр низких частот, третий полосовой фильтр, третий фильтр высоких частот, четвертый компрессор, пятый компрессор, четвертый экспандер, четвертый сумматор, третий блок модуляционного восстановления сигнала и третий цифро-аналоговый преобразователь, при этом вход третьего блока формирования ортогонального сигнала является входом вспомогательного передатчика, а первый и второй выходы третьего блока формирования ортогонального сигнала, соединены соответственно с первым и вторым входами третьего блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с первым входом третьего блока модуляционного восстановления сигнала, а его второй выход соединен со входом третьего фильтра низких частот, входом третьего полосового фильтра и входом третьего фильтра высоких частот, причем выход третьего фильтра низких частот соединен со входом четвертого компрессора, выход которого соединен с первым входом четвертого сумматора, выход третьего полосового фильтра соединен со входом пятого компрессора, выход которого соединен со вторым входом четвертого сумматора, а выход третьего фильтра высоких частот соединен со входом четвертого экспандера, выход которого соединен с третьим входом четвертого сумматора, выход которого соединен со вторым входом третьего блока модуляционного восстановления сигнала, выход которого соединен со входом третьего цифро-аналогового преобразователя, выход которого является выходом вспомогательного передатчика, причем вспомогательный приемник, в точности соответствующий основному приемнику, содержит третий ограничитель, четвертый аналого-цифровой преобразователь, четвертый блок формирования ортогонального сигнала, четвертый блок модуляционного разложения сигнала, четвертый фильтр низких частот, четвертый полосовой фильтр, четвертый фильтр высоких частот, пятый экспандер, шестой экспандер, шестой компрессор, пятый сумматор, четвертый блок модуляционного восстановления сигнала и последовательно соединенные четвертый цифро-аналоговый преобразователь и второй блок обратной коррекции, при этом вход третьего ограничителя является входом вспомогательного приемника, а выход третьего ограничителя соединен со входом четвертого аналого-цифрового преобразователя, выход которого соединен со входом четвертого блока формирования ортогонального сигнала, первый и второй выходы которого соединены соответственно с первым и вторым входами четвертого блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с первым входом четвертого блока модуляционного восстановления сигнала, а его второй выход соединен со входом четвертого фильтра низких частот, входом четвертого полосового фильтра и входом четвертого фильтра высоких частот, при этом выход четвертого фильтра низких частот соединен со входом пятого экспандера, выход которого соединен с первым входом пятого сумматора, выход четвертого полосового фильтра соединен со входом шестого экспандера, выход которого соединен со вторым входом пятого сумматора, а выход четвертого фильтра высоких частот соединен со входом шестого компрессора, выход которого соединен с третьим входом пятого сумматора, выход которого соединен со вторым входом четвертого блока модуляционного восстановления сигнала, выход которого соединен со входом четвертого цифро-аналогового преобразователя, выход которого соединен со входом второго блока обратной коррекции, выход которого является выходом вспомогательного приемника.