Способ приема сигнала синхронизации и соответствующее устройство
Изобретение относится к технике мобильной широкополосной связи и может быть использовано для приема сигнала синхронизации. Способ приема сигнала синхронизации терминалом заключается в приеме сообщения, включающего в себя указатель блока сигнала синхронизации, указывающий одну или более групп блоков сигнала синхронизации, включающий в себя по меньшей мере один блок передачи сигнала синхронизации из множества групп блоков сигнала синхронизации, сгруппированных предписанным количеством возможных позиций блока синхронизации для блока сигнала синхронизации, включающего в себя первичный сигнал синхронизации, вторичный сигнал синхронизации и сигнал физического широковещательного канала, и приеме по меньшей мере одного блока передачи сигнала синхронизации на основании сообщения. Технический результат – уменьшение ресуропотребления. 2 н. и 10 з.п. ф-лы, 7 табл., 45 ил.
ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ
[0001] Настоящее изобретение относится к способу приема сигнала синхронизации и соответствующему устройству и, в частности, к способу указания индекса фактически передаваемого сигнала синхронизации среди возможных сигналов синхронизации, определенных согласно разнесению поднесущих, способу приема сигнала синхронизации на основании индекса, и соответствующему устройству.
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
[0002] По мере того как устройства связи требуют передачи все больших объемов трафика, возникает необходимость в системе нового поколения 5G, соответствующей мобильной широкополосной связи, улучшенной по сравнению с традиционной системой LTE. В системе нового поколения 5G, сценарии можно классифицировать на Enhanced Mobile BroadBand (eMBB), Ultra-reliable Machine-Type Communications (uMTC), Massive Machine-Type Communications (mMTC) и пр.
[0003] eMBB соответствует сценарию мобильной связи нового поколения, имеющему такую характеристику, как высокую спектральную эффективность, высокую воспринимаемую пользователем скорость передачи данных, высокую пиковую скорость передачи данных и пр., uMTC соответствует сценарию мобильной связи нового поколения, имеющему такую характеристику, как сверхнадежность, сверхнизкую латентность, сверхвысокую доступность и пр. (например, V2X, экстренная служба, дистанционное управление), и mMTC соответствует сценарию мобильной связи нового поколения, имеющему такую характеристику, как низкая стоимость, низкая энергия, короткий пакет и массовая возможность осуществления связи (например, IoT).
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Техническая задача
[0004] Задачей настоящего изобретения является обеспечение способа приема сигнала синхронизации и устройства для этого.
[0005] Технические задачи, получаемые из настоящего изобретения, не ограничиваются вышеупомянутыми техническими задачами. Другие, не упомянутые технические задачи специалисты в области техники, к которой относится настоящее изобретение, могут отчетливо понять из нижеследующего описания.
Техническое решение
[0006] Для достижения этих и других преимуществ и в соответствии с задачей настоящего изобретения, как воплощено и описано в широком смысле, согласно одному варианту осуществления, способ приема блока сигнала синхронизации, который принимается пользовательским оборудованием (UE) в системе беспроводной связи, включает в себя прием сообщения, включающего в себя указатель группы блоков сигнала синхронизации, которое указывает одну или более групп блоков сигнала синхронизации, включающих в себя по меньшей мере один блок передачи сигнала синхронизации, из множества групп блоков сигнала синхронизации, группирующих предписанное количество возможных позиций блока сигнала синхронизации для блока сигнала синхронизации, включающего в себя первичный сигнал синхронизации, вторичный сигнал синхронизации и сигнал физического широковещательного канала, и прием по меньшей мере одного блока передачи сигнала синхронизации на основании сообщения.
[0007] В частности, сообщение может дополнительно включать в себя указатель первого блока сигнала синхронизации, указывающий по меньшей мере один блок передачи сигнала синхронизации, включенный в одну или более групп блоков сигнала синхронизации.
[0008] Сообщение может приниматься, когда UE действует в частотном диапазоне, превышающем конкретное значение.
[0009] Если UE действует в частотном диапазоне, меньшем или равном конкретному значению, указатель второго блока сигнала синхронизации, указывающий позицию, в которой передается блок передачи сигнала синхронизации, принимается в частотном диапазоне, меньшем или равном конкретному значению с использованием битовой карты, каждый бит которой соответствует позиции возможного блока сигнала синхронизации, и блок сигнала синхронизации может приниматься на основании указателя второго блока сигнала синхронизации.
[0010] Указатель группы блоков сигнала синхронизации может указывать одну или более групп блоков сигнала синхронизации с использованием битовой карты.
[0011] Указатель первого блока сигнала синхронизации может соответствовать информации о количестве по меньшей мере одного блока передачи сигнала синхронизации, включенного в одну или более групп блоков сигнала синхронизации.
[0012] Указатель первого блока сигнала синхронизации может указывать позицию по меньшей мере одного блока передачи сигнала синхронизации в одной или более группах блоков сигнала синхронизации.
[0013] Если принимается по меньшей мере один блок передачи сигнала синхронизации, сигнал, отличный от по меньшей мере одного блока передачи сигнала синхронизации, может не приниматься в ресурсе, соответствующем по меньшей мере одному блоку передачи сигнала синхронизации.
[0014] Указатель второго блока сигнала синхронизации, указывающий позицию, где передается по меньшей мере один блок передачи сигнала синхронизации, дополнительно принимается с использованием битовой карты, каждый бит которой соответствует позиции возможного блока сигнала синхронизации. Если указатель первой группы блоков сигнала синхронизации противоречит информации указателя второго блока сигнала синхронизации по меньшей мере один блок передачи сигнала синхронизации может приниматься на основании указателя второго блока сигнала синхронизации.
[0015] Значение, полученное умножением количества групп блоков сигнала синхронизации, которые могут указываться указателем первой группы блоков сигнала синхронизации, на количество блоков передачи сигнала синхронизации, которые могут указываться указателем первого блока сигнала синхронизации соответствует количеству блоков передачи сигнала синхронизации, которые могут указываться указателем второго блока сигнала синхронизации.
[0016] Дополнительно, для достижения этих и других преимуществ и в соответствии с задачей настоящего изобретения, согласно другому варианту осуществления, пользовательское оборудование (UE), принимающее сигнал синхронизации в системе беспроводной связи, включает в себя RF модуль, выполненный с возможностью обмена радиосигналами с базовой станцией, и процессор, выполненный с возможностью приема сообщения, включающего в себя указатель группы блоков сигнала синхронизации, которое указывает одну или более групп блоков сигнала синхронизации, содержащих по меньшей мере один блок передачи сигнала синхронизации, из множества групп блоков сигнала синхронизации, группирующих предписанное количество возможных позиций блока синхронизации для блока сигнала синхронизации, включающего в себя первичный сигнал синхронизации, вторичный сигнал синхронизации и сигнал физического широковещательного канала, когда он соединен с RF модулем, причем процессор, выполнен с возможностью приема по меньшей мере один блок передачи сигнала синхронизации на основании сообщения.
[0017] В частности, сообщение может дополнительно включать в себя указатель первого блока сигнала синхронизации, указывающий по меньшей мере один блок передачи сигнала синхронизации, включенный в одну или более групп блоков сигнала синхронизации.
[0018] Сообщение может приниматься, когда UE действует в частотном диапазоне, превышающем конкретное значение.
[0019] Если UE действует в частотном диапазоне, меньшем или равном конкретному значению, процессор выполнен с возможностью приема указателя второго блока сигнала синхронизации, указывающего позицию, в которой передается блок передачи сигнала синхронизации в частотном диапазоне, меньшем или равном конкретному значению с использованием битовой карты, каждый бит которой соответствует позиции возможного блока сигнала синхронизации, и приема блока сигнала синхронизации на основании указателя второго блока сигнала синхронизации.
[0020] Указатель группы блоков сигнала синхронизации может указывать одну или более групп блоков сигнала синхронизации с использованием битовой карты.
[0021] Дополнительно, для достижения этих и других преимуществ и в соответствии с задачей настоящего изобретения, согласно еще одному варианту осуществления, способ измерения частоты, которая измеряется пользовательским оборудованием (UE) в системе беспроводной связи, включает в себя прием указателя блока сигнала синхронизации, указывающего по меньшей мере один возможный блок сигнала синхронизации, включающий в себя блок передачи сигнала синхронизации между возможными позициями блока сигнала синхронизации для блока сигнала синхронизации, включающего в себя первичный сигнал синхронизации, вторичный сигнал синхронизации и сигнал физического широковещательного канала, и осуществление измерения, связанного с частотой, на которой передается блок передачи сигнала синхронизации, с использованием блока передачи сигнала синхронизации, соответствующего по меньшей мере одному возможному блоку сигнала синхронизации.
[0022] Указатель блока сигнала синхронизации может указывать по меньшей мере один возможный блок сигнала синхронизации с использованием битовой карты.
[0023] Дополнительно, для достижения этих и других преимуществ и в соответствии с задачей настоящего изобретения, согласно еще одному варианту осуществления, пользовательское оборудование (UE), измеряющее частоту в системе беспроводной связи, включает в себя RF модуль, выполненный с возможностью обмена радиосигналами с базовой станцией, и процессор, выполненный с возможностью приема указателя блока сигнала синхронизации, указывающего по меньшей мере один возможный блок сигнала синхронизации, включающий в себя блок передачи сигнала синхронизации между возможными позициями блока сигнала синхронизации для блока сигнала синхронизации, включающего в себя первичный сигнал синхронизации, вторичный сигнал синхронизации и сигнал физического широковещательного канала, когда он соединен с RF модулем, причем процессор выполнен с возможностью осуществления измерения, связанного с частотой, на которой передается блок передачи сигнала синхронизации, с использованием блока передачи сигнала синхронизации, соответствующего по меньшей мере одному возможному блоку сигнала синхронизации.
[0024] Указатель блока сигнала синхронизации может указывать по меньшей мере один возможный блок сигнала синхронизации с использованием битовой карты.
ПОЛЕЗНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ
[0025] Согласно настоящему изобретению, хотя количество возможных сигналов синхронизации больше или равно предписанному количеству, оно способно указывать индекс передаваемого сигнала синхронизации с использованием малого количества битов, таким образом, снижая издержки сигнализации.
[0026] Специалистам в данной области техники очевидно, что результаты, которых можно достичь благодаря настоящему изобретению, не ограничиваются конкретно описанными выше, и другие преимущества настоящего изобретения будут лучше понятны из нижеследующего подробного описания, приведенного совместно с прилагаемыми чертежами.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
[0027] Фиг. 1 - схема структур плоскостей управление и пользователя протокола радиоинтерфейса между пользовательским оборудованием на основе стандарта сети радиодоступа 3GPP и E-UTRAN;
[0028] фиг. 2 - схема, поясняющая физические каналы, используемые для системы 3GPP и общего способа передачи сигнала с использованием физических каналов;
[0029] фиг. 3 - схема структуры радиокадра в системе LTE;
[0030] фиг. 4 - схема, демонстрирующая структуру радиокадра для передачи SS (сигнала синхронизации) в системе LTE;
[0031] фиг. 5 демонстрирует структуру радиокадра нисходящей линии связи в системе LTE;
[0032] фиг. 6 демонстрирует структуру подкадра восходящей линии связи в системе LTE;
[0033] фиг. 7 демонстрирует примеры схемы соединения между TXRU и антенными элементами;
[0034] фиг. 8 демонстрирует пример структуры отдельного подкадра;
[0035] фиг. 9 - схема, поясняющая вариант осуществления отображения последовательности сигналов синхронизации в ресурсный элемент;
[0036] фиг. 10 - схема, поясняющая вариант осуществления генерирования последовательности первичных сигналов синхронизации;
[0037] фиг. 11-13 - диаграммы, поясняющие результат измерения производительности обнаружения и производительности PAPR (отношения пиковой мощности к средней) при передаче сигнала синхронизации согласно варианту осуществления настоящего изобретения;
[0038] фиг. 14-15 - диаграммы, поясняющие варианты осуществления мультиплексирования PSS/SSS/PBCH в сигнале синхронизации;
[0039] фиг. 16-22 - диаграммы, поясняющие способ конфигурирования импульса сигнала синхронизации и набора импульсов сигнала синхронизации;
[0040] фиг. 23-25 - диаграммы, поясняющие способ индексирования сигнала синхронизации и способ указания индекса;
[0041] фиг. 26-42 - диаграммы для результата измерения производительности согласно вариантам осуществления настоящего изобретения;
[0042] фиг. 43-44 - диаграммы, поясняющие варианты осуществления конфигурирования полосы для сигнала синхронизации и общего канала нисходящей линии связи;
[0043] фиг. 45 - блок-схема устройства связи согласно варианту осуществления настоящего изобретения.
ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
[0044] Конфигурация, принцип работы и другие признаки настоящего изобретения позволяют понять варианты осуществления настоящего изобретения, описанные со ссылкой на прилагаемые чертежи. Изложенные в настоящем документе варианты осуществления настоящего изобретения являются примерами, в которых технические особенности настоящего изобретения применяются к системе проекта партнерства третьего поколения (3GPP).
[0045] Хотя варианты осуществления настоящего изобретения описаны в отношении систем проекта долгосрочного развития систем связи (LTE) и LTE-Advanced (LTE-A), они являются чисто иллюстративными. Таким образом, варианты осуществления настоящего изобретения применимы к любой другой системе связи при условии, что вышеприведенные определения пригодны для системы связи.
[0046] Термин 'базовая станция (BS)' может использоваться для охвата значений терминов, включающих в себя удаленный радиоприемопередатчик (RRH), усовершенствованный узел B (eNB или eNode B), точка приема (RP), ретранслятор и т.д.
[0047] Фиг. 1 демонстрирует стеки протоколов плоскости управления и плоскости пользователя в архитектуре протокола радиоинтерфейса, согласующейся со стандартом беспроводной сети доступа 3GPP между пользовательским оборудованием (UE) и усовершенствованной наземной сети радиодоступа UMTS (E-UTRAN). Плоскость управления это тракт, на котором UE и E-UTRAN передают управляющие сообщения для администрирования вызовов, и плоскость пользователя это тракт, на котором передаются данные, сгенерированные из уровня приложений, например, речевые данные или пакетные данные интернета.
[0048] Физический (PHY) уровень на уровне 1 (L1) обеспечивает услугу переноса информации на более высокий уровень, уровень управления доступом к среде (MAC). Уровень PHY подключен к уровню MAC через транспортные каналы. Транспортные каналы доставляют данные между уровнем MAC и уровнем PHY. Данные передаются на физических каналах между уровнями PHY передатчика и приемника. Физические каналы используют время и частоту в качестве радиоресурсов. В частности, физические каналы модулируются в множественном доступе с ортогональным частотным разделением (OFDMA) для нисходящей линии связи (DL) и в множественном доступе с частотным разделением с одной несущей (SC-FDMA) для восходящей линии связи (UL).
[0049] Уровень MAC на уровне 2 (L2) предоставляет услугу более высокому уровню, уровню управления линией радиосвязи (RLC) через логические каналы. Уровень RLC на L2 поддерживает надежную передачу данных. Функциональные возможности RLC можно реализовать в функциональном блоке уровня MAC. Уровень протокола конвергенции пакетной передачи данных (PDCP) на L2 осуществляет сжатие заголовка для снижения объема ненужной информации управления и, таким образом, эффективно передавать пакеты интернет-протокола (IP), например, пакеты IP версии 4 (IPv4) или IP версии 6 (IPv6) через радиоинтерфейс, имеющий узкую полосу.
[0050] Уровень управления радиоресурсами (RRC) в самой низкой части уровня 3 (или L3) задается только на плоскости управления. Уровень RRC управляет логическими каналами, транспортными каналами и физическими каналами в отношении конфигурирования, переконфигурирования и освобождения радиоканалов-носителей. Радиоканал-носитель относится к услуге, предоставляемой на L2, для передачи данных между UE и E-UTRAN. С этой целью, уровни RRC UE и E-UTRAN обмениваются сообщениями RRC друг с другом. Если соединение RRC установлено между UE и E-UTRAN, UE находится в режиме соединения RRC и иначе, UE находится в неактивном режиме RRC. Уровень слоя без доступа (NAS), более высокий, чем уровень RRC, осуществляет функции, включающие в себя управление сеансом и управление мобильностью.
[0051] Транспортные каналы DL, используемые для доставки данных от E-UTRAN на UE, включают в себя широковещательный канал (BCH), несущий системную информацию, канал поискового вызова (PCH), несущий сообщение поискового вызова и совместно используемый канал (SCH), несущий пользовательский трафик или управляющее сообщение. Многоадресный трафик или управляющие сообщения DL или широковещательный трафик или управляющие сообщения DL могут передаваться на DL SCH или отдельно заданный многоадресный канал (MCH) DL. Транспортные каналы UL, используемые для доставки данных от UE на E-UTRAN включают в себя канал произвольного доступа (RACH), несущий начальное управляющее сообщение и UL SCH, несущий пользовательский трафик или управляющее сообщение. Логические каналы, которые заданы над транспортными каналами и отображаются в транспортные каналы, включают в себя широковещательный канал управления (BCCH), канал поискового вызова управления (PCCH), общий канал управления (CCCH), многоадресный канал управления (MCCH), многоадресный канал трафика (MTCH) и т.д.
[0052] Фиг. 2 демонстрирует физические каналы и общий способ передачи сигналов на физических каналах в системе 3GPP.
[0053] Согласно фиг. 2, когда UE включается или входит в новую соту, UE осуществляет начальный поиск соты (S201). Начальный поиск соты предусматривает получение синхронизации на eNB. В частности, UE синхронизирует свое хронирование с eNB и получает идентификатор соты (ID) и другую информацию путем приема первичного канала синхронизации (P-SCH) и вторичного канала синхронизации (S-SCH) от eNB. Затем UE может получать информацию, вещаемую в соте путем приема физического широковещательного канала (PBCH) от eNB. В ходе начального поиска соты, UE может отслеживать состояние канала DL путем приема опорного сигнала нисходящей линии связи (DL RS).
[0054] После начального поиска соты UE может получать детальную системную информацию путем приема физического канала управления нисходящей линии связи (PDCCH) и приема физического совместно используемого канала нисходящей линии связи (PDSCH) на основании информации, включенной в PDCCH (S202).
[0055] Если UE первоначально осуществляет доступ к eNB или не имеет радиоресурсов для передачи сигнала на eNB, UE может осуществлять процедуру произвольного доступа с eNB (S203 - S206). В процедуре произвольного доступа, UE может передавать заранее определенную последовательность в качестве преамбулы на физическом канале произвольного доступа (PRACH) (S203 и S205) и может принимать сообщение ответа на преамбулу на PDCCH и PDSCH, связанный с PDCCH (S204 и S206). В случае состязательного RACH, UE может дополнительно осуществлять процедуру разрешения спора.
[0056] После вышеупомянутой процедуры UE может принимать PDCCH и/или PDSCH от eNB (S207) и передавать физический совместно используемый канал восходящей линии связи (PUSCH) и/или физический канал управления восходящей линии связи (PUCCH) на eNB (S208), который является общей процедурой передачи сигнала DL и UL. В частности, UE принимает информацию управления нисходящей линии связи (DCI) на PDCCH. В настоящем документе, DCI включает в себя информацию управления, например, информацию выделения ресурсов для UE. Разные форматы DCI заданы согласно разным вариантам использования DCI.
[0057] Информация управления, которую UE передает на eNB по UL или принимает от eNB по DL, включает в себя сигнал квитирования/отрицательного квитирования (ACK/NACK) DL/UL, указатель качества канала (CQI), индекс матрицы предварительного кодирования (PMI), указатель ранга (RI) и т.д. В системе 3GPP LTE, UE может передавать информацию управления, например, CQI, PMI, RI и т.д. на PUSCH и/или PUCCH.
[0058] Фиг. 3 демонстрирует структуру радиокадра, используемого в системе LTE.
[0059] Согласно фиг. 3, радиокадр имеет длину 10 мс (327200×Ts) и делится на 10 подкадров одинакового размера. Каждый подкадр имеет длину 1 мс и дополнительно делится на два слота. Каждый временной слот имеет длину 0,5 мс (15360×Ts). В настоящем документе, Ts представляет время дискретизации, и Ts=1/(15 кГц × 2048)=3,2552×10-8 (около 33 нс). Слот включает в себя множество символов мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) или символов SC-FDMA во временной области на множество блоков ресурсов (RB) в частотной области. В системе LTE, один RB включает в себя 12 поднесущих на 7 (или 6) символов OFDM. Единичное время в течение которого передаются данные, задается как интервал времени передачи (TTI). TTI можно задать в единицах одного или более подкадров. Вышеописанная структура радиокадра является чисто иллюстративной и, таким образом, количество подкадров в радиокадре, количество слотов в подкадре, или количество символов OFDM в слоте может варьироваться.
[0060] На фиг. 4 показана схема, демонстрирующая структуру радиокадра для передачи SS (сигнала синхронизации) в системе LTE. В частности, фиг. 4 демонстрирует структуру радиокадра для передачи сигнала синхронизации и PBCH в FDD (дуплексном режиме с частотным разделением). Фиг. 4 (a) демонстрирует позиции, в которых SS и PBCH передаются в радиокадре, сконфигурированном нормальным CP (циклическим префиксом), и фиг. 4 (b) демонстрирует позиции, в которых SS и PBCH передаются в радиокадре, сконфигурированном расширенным CP.
[0061] SS будет описан более подробно со ссылкой на фиг. 4. SS категоризуется на PSS (первичный сигнал синхронизации) и SSS (вторичный сигнал синхронизации). PSS используется для получения синхронизации во временной области, например, синхронизации символов OFDM, синхронизации слотов и т.д. и/или синхронизации в частотной области. SSS используется для получения синхронизации кадров, ID группы сот и/или конфигурации CP соты (т.е. информации, указывающей, используется ли нормальный или расширенный CP). Согласно фиг. 4, PSS и SSS передаются посредством двух символов OFDM в каждом радиокадре. В частности, SS передается в первом слоте в каждом из подкадра 0 и подкадра 5 с учетом длины кадра GSM (глобальная система мобильной связи) 4,6 мс для облегчения измерения между технологиями радиодоступа (между RAT). В частности, PSS передается в последнем символе OFDM в каждом из первого слота подкадра 0 и первого слота подкадра 5. SSS передается в символах OFDM со второго до последнего в каждом из первого слота подкадра 0 и первого слота подкадра 5. Границы соответствующего радиокадра можно обнаружить через SSS. PSS передается в последнем символе OFDM соответствующего слота, и SSS передается в символе OFDM непосредственно до символа OFDM, в котором передается PSS. Согласно схеме разнесения передачи для SS, используется один-единственный антенный порт. Однако стандарты схемы разнесения передачи для SS отдельно не заданы в текущем стандарте.
[0062] Согласно фиг. 4, обнаруживая PSS, UE может узнавать, что соответствующий подкадр является одним из подкадра 0 и подкадра 5, поскольку PSS передается каждые 5 мс, не UE не может знать, является ли подкадр подкадром 0 или подкадром 5. Таким образом, синхронизацию кадров нельзя получить только из PSS. UE обнаруживает границы радиокадра путем обнаружения SSS, который передается дважды в одном радиокадре с разными последовательностями.
[0063] Демодулировав сигнал DL путем осуществления процедуры поиска соты с использованием PSS/SSS и определенных временных и частотных параметров, необходимых для осуществления передачи сигнала UL в точное время, UE может осуществлять связь с eNB только после получения от eNB системной информации, необходимой для системного конфигурирования UE.
[0064] Системная информация сконфигурирована блоком служебной информации (MIB) и блоками системной информации (SIB). Каждый SIB включает в себя набор функционально связанных параметров и категоризуется на MIB, SIB типа 1 (SIB1), SIB типа 2 (SIB2) и SIB3 - SIB8 согласно включенным параметрам.
[0065] MIB включает в себя наиболее часто передаваемые параметры, которые позволяют UE первоначально осуществлять доступ в сеть, которую обслуживает eNB. UE может принимать MIB через широковещательный канал (например, PBCH). MIB включает в себя системную полосу нисходящей линии связи (DL BW), конфигурацию PHICH и номер системного кадра (SFN). Таким образом, UE может напрямую получать информацию о DL BW, SFN и конфигурации PHICH, принимая PBCH. С другой стороны, UE может неявно получать информацию о количестве передающих антенных портов eNB. Информация о количестве передающих антенн eNB неявно сигнализируется путем маскирования (например, операции XOR) последовательности, соответствующей количеству передающих антенн, на 16-битовый CRC (циклический контроль по избыточности), используемый при обнаружении ошибки PBCH.
[0066] SIB1 включает в себя не только информацию о планировании во временной области для других SIB, но и параметры, необходимые для определения пригодности конкретной соты при выборе соты. UE принимает SIB1 через широковещательную сигнализацию или особую сигнализацию.
[0067] Несущую частоту DL и соответствующую системную полосу можно получать из MIB, переносимого на PBCH. Несущую частоту UL и соответствующую системную полосу можно получать из системной информации, соответствующей сигналу DL. Приняв MIB, в отсутствие верной системной информации, хранящейся в соответствующей соте, UE применяет значение DL BW, включенное в MIB, к полосе UL, пока не будет принят блок системной информации типа 2 (SystemInformationBlockType2, SIB2). Например, если UE получает SIB2, UE способно идентифицировать всю системную полосу UL, которую можно использовать для передачи UL, посредством информации несущей частоты UL и полосы UL, включенной в SIB2.
[0068] В частотной области, PSS/SSS и PBCH передаются независимо от фактической системной полосы во всех 6 RB, т.е. 3 RB слева и 3 RB справа от поднесущей DC в соответствующем символе OFDM. Другими словами, PSS/SSS и PBCH передаются только на 72 поднесущих. Поэтому UE выполнено с возможностью обнаружения или декодирования SS и PBCH независимо от полосы передачи нисходящей линии связи, сконфигурированной для UE.
[0069] Завершив начальный поиск соты, UE может осуществлять процедуру произвольного доступа для осуществления доступа к eNB. Для этого, UE передает преамбулу через PRACH (физический канал произвольного доступа) и может принимать сообщение ответа через PDCCH и PDSCH в ответ на преамбулу. В случае состязательного произвольного доступа, оно может передавать дополнительный PRACH и осуществлять процедуру разрешения спора, например, PDCCH и PDSCH, соответствующего PDCCH.
[0070] Осуществив вышеупомянутую процедуру, UE может осуществлять прием PDCCH/PDSCH и передачу PUSCH/PUCCH как общую процедуру передачи сигнала UL/DL.
[0071] Процедура произвольного доступа также именуется процедурой канала произвольного доступа (RACH). Процедура произвольного доступа используется для различных вариантов использования, включающих в себя начальный доступ, регулировку синхронизации UL, выделение ресурсов, передачу обслуживания и пр. Процедура произвольного доступа классифицируется на состязательную процедуру и особую (т.е. бессостязательную) процедуру. В общем, состязательная процедура произвольного доступа используется для осуществления начального доступа. С другой стороны, особая процедура произвольного доступа используется исключительно для осуществления передачи обслуживания и пр. При осуществлении состязательной процедуры произвольного доступа, UE произвольно выбирает последовательность преамбулы RACH. Поэтому множество UE может передавать одну и ту же последовательность преамбулы RACH в одно и то же время. В результате, после этого требуется процедура разрешения спора. Напротив, при осуществлении особой процедуры произвольного доступа, UE использует последовательность преамбулы RACH, которую eNB специально выделил UE. Поэтому UE может осуществлять процедуру произвольного доступа без конфликта с другим UE.
[0072] Состязательная процедура произвольного доступа включает в себя 4 этапа, описанные ниже. Сообщения, передаваемые на 4 этапах, могут, соответственно, именоваться сообщением (Msg) 1-4 в настоящем изобретении.
[0073] - этап 1: преамбула RACH (через PRACH) (от UE на eNB)
[0074] - этап 2: ответ произвольного доступа (RAR) (через PDCCH и PDSCH (от eNB на UE)
[0075] - этап 3: сообщение уровня 2/уровня 3 (через PUSCH) (от UE на eNB)
[0076] - этап 4: сообщение разрешения спора (от eNB на UE)
[0077] С другой стороны, особая процедура произвольного доступа включает в себя 3 этапа, описанные ниже. Сообщения, передаваемые на 3 этапах, могут, соответственно, именоваться сообщением (Msg) 0-2 в настоящем изобретении. Также может осуществляться передача по восходящей линии связи (т.е. этап 3), соответствующая RAR, как часть процедуры произвольного доступа. Особая процедура произвольного доступа может инициироваться с использованием PDCCH (далее, порядок PDCCH), который используется, чтобы eNB указывал передачу преамбулы RACH.
[0078] - этап 0: назначение преамбулы RACH посредством особой сигнализации (от eNB на UE)
[0079] - этап 1: преамбула RACH (через PRACH) (от UE на eNB)
[0080] - этап 2: ответ произвольного доступа (RAR) (через PDCCH и PDSCH) (от eNB на UE)
[0081] После передачи преамбулы RACH, UE пытается принять ответ произвольного доступа (RAR) в заранее сконфигурированном временном окне. В частности, UE пытается обнаружить PDCCH (далее, RA-RNTI PDCCH) (например, CRC, маскированный посредством RA-RNTI на PDCCH), имеющий RA-RNTI (RNTI произвольного доступа) во временном окне. Если RA-RNTI PDCCH обнаружен, UE проверяет, существует ли RAR для UE на PDSCH, соответствующем RA-RNTI PDCCH. RAR включает в себя информацию временного опережения (TA), указывающую информацию временного смещения для синхронизации UL, информацию выделения ресурсов UL (информацию предоставления UL), временный идентификатор UE (например, временный RNTI соты, TC-RNTI), и пр. UE может осуществлять передачу UL (например, сообщения 3) согласно информации выделения ресурсов и значению TA, включенному в RAR. HARQ применяется к передаче UL, соответствующей RAR. В частности, UE может принимать информацию ответа на прием (например, PHICH), соответствующую сообщению 3 после передачи сообщения 3.
[0082] Преамбула произвольного доступа (т.е. преамбула RACH) состоит из циклического префикса длиной TCP и части последовательности длиной TSEQ. TCP и TSEQ зависят от структуры кадра и конфигурации произвольный доступ. Формат преамбулы управляется более высоким уровнем. Формат преамбулы управляется более высоким уровнем. Преамбула RACH передается в подкадре UL. Передача преамбулы произвольного доступа ограничена конкретными временным ресурсом и частотным ресурсом. Ресурсы именуются ресурсами PRACH. Для согласования индекса 0 с PRB и подкадром более низкого номера в радиокадре, ресурсы PRACH нумеруются в порядке возрастания PRB в номерах подкадров в радиокадре и частотной области. Ресурсы произвольного доступа задаются согласно индексу конфигурации PRACH (см. документ стандарта 3GPP TS 36.211). Индекс конфигурации RACH обеспечивается сигнализацией более высокого уровня (передаваемой с eNB).
[0083] В системе LTE/LTE-A, разнесение поднесущих для преамбулы произвольного доступа (т.е. преамбула RACH) регулируется на 1,25 кГц и 7,5 кГц для форматов преамбулы 0-3 и формата преамбулы 4, соответственно (см. 3GPP TS 36.211).
[0084] Фиг. 5 демонстрирует иллюстративные каналы управления, включенные в зону управления подкадра в радиокадре DL.
[0085] Согласно фиг. 5, подкадр включает в себя 14 символов OFDM. Первые от одного до трех символов OFDM подкадра используются для зоны управления, и другие от 13 до 11 символов OFDM используются для зоны данных согласно конфигурации подкадра. На фиг. 5, символы R1 - R4 обозначают RS или пилотные сигналы для антенн 0-3. RS выделяются по заранее определенному шаблону в подкадре независимо от зоны управления и зоны данных. Канал управления выделяется ресурсам не-RS в зоне управления, и канал трафика также выделяется ресурсам не-RS в зоне данных. Каналы управления, выделенные зоне управления, включают в себя физический канал указателя формата управления (PCFICH), физический канал указателя гибридного ARQ (PHICH), физический канал управления нисходящей линии связи (PDCCH) и т.д.
[0086] PCFICH является физическим каналом указателя формата управления, несущим информацию (CFI) о количестве символов OFDM, используемых для PDCCH в каждом подкадре. PCFICH располагается в первом символе OFDM подкадра и сконфигурирован с приоритетом над PHICH и PDCCH. PCFICH включает в себя 4 группы ресурсных элементов (REG), причем каждая REG распределяется на зону управления на основании идентификатора (ID) соты. Одна REG включает в себя 4 ресурсных элемента (RE). RE является минимальным физическим ресурсом, заданным одной поднесущей на один символ OFDM. CFI, переносимая PCFICH задается равной от 1 до 3 или от 2 до 4 согласно полосе. PCFICH модулируется в квадратурной фазовой манипуляции (QPSK).
[0087] PHICH является физическим каналом указателя гибридного автоматического запроса повторной передачи (HARQ), несущим HARQ ACK/NACK для передачи UL. Таким образом, PHICH является каналом, который доставляет информацию ACK/NACK DL для UL HARQ. PHICH включает в себя одну REG и скремблируется для каждой соты. ACK/NACK указывается в одном бите и модулируется в двоичной фазовой манипуляции (BPSK). Модулированный ACK/NACK расширяется с коэффициентом расширения (SF) 2 или 4. Множество PHICH, отображаемых в одни и те же ресурсы, образуют группу PHICH. Количество PHICH, мультиплексированных в группу PHICH, определяется согласно количеству расширяющих кодов. PHICH (группа) повторяется три раза для получения выигрыша за счет разнесения в частотной области и/или временной области.
[0088] PDCCH является физическим каналом управления DL, выделенным первым n символам OFDM подкадра. В настоящем документе, n является целым числом 1 или более, указанным PCFICH. PDCCH занимает один или более CCE. PDCCH несет информацию выделения ресурсов для транспортных каналов, PCH и DL-SCH, предоставление планирования UL и информацию HARQ на каждое UE или группу UE. PCH и DL-SCH передаются на PDSCH. Поэтому eNB и UE обычно передают и принимают данные на PDSCH, за исключением конкретной информации управления или конкретных данных услуги.
[0089] Информация, указывающая одно или более UE для приема данных PDSCH, и информация, указывающая, как UE предположительно принимают и декодируют данные PDSCH, доставляются на PDCCH. Например, исходя из того, что циклический контроль по избыточности (CRC) конкретного PDCCH маскируется временным идентификатором радиосети (RNTI) ʺAʺ, и информация о данных, передаваемых в радиоресурсах (например, в частотной позиции) ʺBʺ на основании информации транспортного формата (например, размера транспортного блока, схемы модуляции, информации кодирования и т.д.) ʺCʺ передается в конкретном подкадре, UE в соте отслеживает, то есть декодирует вслепую, PDCCH с использованием своей информации RNTI в пространстве поиска. Если одно или более UE имеют RNTI ʺAʺ, эти UE принимают PDCCH и принимают PDSCH, указанный ʺBʺ и ʺCʺ, на основании информации принятого PDCCH.
[0090] Фиг. 6 демонстрирует структуру подкадра UL в системе LTE.
[0091] Согласно фиг. 6, подкадр UL может делиться на зону управления и зону данных. Физический канал управления восходящей линии связи (PUCCH), включающий в себя информацию управления восходящей линии связи (UCI), выделяется зоне управления, и физический совместно используемый канал восходящей линии связи (PUSCH), включающий в себя пользовательские данные, выделяется зоне данных. Середина подкадра выделяется PUSCH, тогда как обе стороны зоны данных в частотной области выделяются PUCCH. Информация управления, передаваемая на PUCCH, может включать в себя HARQ ACK/NACK, CQI, представляющий состояние канала нисходящей линии связи, RI для системы множественных входов и множественных выходов (MIMO), запрос планирования (SR), запрашивающий выделение ресурсов UL. PUCCH для одного UE занимает один RB в каждом слоте подкадра. Таким образом, два RB, выделенные PUCCH, подвергаются скачкообразной перестройке частоты на границе слота подкадра. В частности, PUCCH с m=0, m=1 и m=2 выделяются подкадру на фиг. 6.
[0092] Далее будет описано сообщение информации состояния канала (CSI). В текущем стандарте LTE существуют две схемы передачи MIMO, MIMO без обратной связи, действующая без информации о канале, и MIMO с обратной связью, действующий с информацией о канале. В частности в MIMO с обратной связью, каждый из eNB и UE может осуществлять формирование диаграммы направленности на основании CSI для получения выигрыша от мультиплексирования антенн MIMO. Для получения CSI от UE, eNB может командовать UE возвращать CSI в сигнале нисходящей линии связи, выделяя UE PUCCH (физический канал управления восходящей линии связи) или PUSCH (физический совместно используемый канал восходящей линии связи).
[0093] CSI, по большей части, классифицируется на три типа информации, RI (указатель ранга), PMI (матрицу предварительного кодирования) и CQI (указание качества канала). Прежде всего, RI указывает информацию ранга канала как описано выше, и означает количество потоков, которые UE может принимать посредством одних и тех же временно-частотных ресурсов. Также, поскольку RI определяется долговременным ослаблением канала, RI может возвращаться на eNB в течение более долгого периода, чем значение PMI и значение CQI.
[0094] Во-вторых, PMI является значением, полученным отражением пространственных характеристик канала, и указывает индекс матрицы предварительного кодирования eNB, предпочтительный для UE, на основании метрики, например, отношения сигнала к помехе и шуму (SINR). Наконец, CQI является значением, указывающим силу канала и, в общем случае, означает SINR приема, который может получать eNB при использовании PMI.
[0095] В системе 3GPP LTE-A, eNB может конфигурировать множество процессов CSI для UE и может сообщать CSI для каждого из процессов CSI. В этом случае, процесс CSI включает в себя ресурс CSI-RS для указания качества сигнала и ресурс CSI-IM (измерения помехи), то есть IMR (ресурс измерение помехи) для измерения помехи.
[0096] Поскольку длина волны становится короткой в области миллиметровых волн (mmW), множество антенных элементов может быть установлено в одной и той же области. В частности, длина волны равна 1 см в диапазоне 30 ГГц, и всего 64 (8×8) антенных элемента 2D решетки может быть установлено на панели 4 на 4 см с интервалом 0,5 лямбда (длины волны). Таким образом, недавняя тенденция в области mmW пытается увеличивать покрытие или пропускную способность путем повышения коэффициента усиления BF (формирования диаграммы направленности) с использованием множества антенных элементов.
[0097] В этом случае, если блок приемопередатчика (TXRU) обеспечен для управления мощностью передачи и фазы для каждого антенного элемента, независимое формирование диаграммы направленности может осуществляться для каждого частотного ресурса. Однако возникает проблема снижения эффективности в связи с затратами на обеспечение TXRU для всех 100 антенных элементов. Поэтому рассматривается схема, в которой множество антенных элементов отображается в один TXRU и направлением лепестка управляет аналоговый фазовращатель. Поскольку эта аналоговая схема формирования диаграммы направленности может обеспечивать направление только одного лепестка в полном диапазоне, возникает проблема отсутствия избирательного по частоте формирования диаграммы направленности.
[0098] В качестве промежуточного типа между цифровым BF и аналоговым BF, можно рассматривать гибридное BF, имеющее B TXRU меньшее, чем Q антенных элементов. В этом случае, хотя существует различие, зависящее от схемы соединения B TXRU и Q антенных элементов, количество направлений лепестка, которые позволяют одновременную передачу, ограничено B или менее.
[0099] Фиг. 7 демонстрирует примеры схемы соединения между TXRU и антенными элементами.
[00100] фиг. 7 (a) демонстрирует, что TXRU подключен к подрешетке. В этом случае антенные элементы подключены к только одному TXRU. В отличие от фиг. 7 (a), фиг. 7 (b) демонстрирует, что TXRU подключен ко всем антенным элементам. В этом случае, антенные элементы подключены ко всем TXRU. На фиг. 7, W указывает вектор фазы, умноженный аналоговым фазовращателем. Таким образом, W определяет направление аналогового формирования диаграммы направленности. В этом случае, отображение между антенными портами CSI-RS и TXRU может быть 1-вo-1 или 1-во-многие.
[00101] По мере того, как все больше устройств связи требует повышенной пропускной способности связи, растет потребность в мобильной широкополосной связи, более развитой, чем традиционная RAT (технология радиодоступа). Также, технология массовой MTC (связи машинного типа), которая обеспечивает различные услуги в любом месте и в любое время путем соединения множества устройств и вещей, является одной из основных проблем, подлежащих рассмотрению при осуществлении связи нового поколения. Кроме того, рассмотрена конструкция системы связи с учетом надежности и латентности услуги/UE. С учетом этого статуса, рассмотрено внедрение RAT нового поколения, и RAT нового поколения будет именоваться NewRAT в настоящем изобретении.
[00102] Структура отдельного подкадра, показанная на фиг. 8 рассматривается в NewRAT пятого поколения для минимизации латентности передачи данных в системе TDD. Фиг. 8 демонстрирует пример структуры отдельного подкадра.
[00103] На фиг. 8, области наклонных линий указывают зоны управления нисходящей линии связи, и закрашенные области указывают зоны управления восходящей линии связи. Области, не имеющие отметок, могут использоваться для передачи данных по нисходящей линии связи или передачи по восходящей линии связи данных. В этой структуре, передача по нисходящей линии связи и передача по восходящей линии связи осуществляются в установленном порядке в одном подкадре, благодаря чему, данные нисходящей линии связи могут передаваться, и ACK/NACK восходящей линии связи может приниматься в подкадре. В результате, время, необходимое для повторной передачи данных, может сокращаться при возникновении ошибки при передаче данных, что позволяет минимизировать латентность окончательного переноса данных.
[00104] В этой структуре отдельного подкадра, временной зазор для переключения из режима передача в режим приема или наоборот требуется для базовой станции и UE. Для этого, некоторые символы OFDM (OS) во время переключения от нисходящей линии связи на восходящую линию связи в структуре отдельного подкадра устанавливаются на защитный период (GP).
[00105] Примеры отдельного типа подкадра, который может быть сконфигурирован в системе действующий на основании NewRAT, могут предусматривать следующие четыре типа подкадра.
[00106] - Период управления нисходящей линии связи+период данных нисходящей линии связи+GP+период управления восходящей линии связи
[00107] - Период управления нисходящей линии связи+период данных нисходящей линии связи
[00108] - Период управления нисходящей линии связи+GP+период данных восходящей линии связи+период управления восходящей линии связи
[00109] - Период управления нисходящей линии связи+GP+период данных восходящей линии связи
[00110]
[00111] Далее, способ генерирования сигнала синхронизации и способ указания индекса сигнал синхронизации описаны согласно вариантам осуществления настоящего изобретения.
[00112]
[00113] 1. Набор параметров и основное разнесение поднесущих
[00114] Набор параметров для блока SS можно задавать следующим образом.
[00115] - Разнесение поднесущих (полоса)
[00116] 15 кГц (до 5 МГц), 30 кГц (до 10 МГц), 120 кГц (до 40 МГц), 240 кГц (до 80 МГц)
[00117]
[00118] Поскольку для передачи PBCH выделяются 24 RB, необходимо иметь полосу передачи 4,32 МГц для поднесущей 15 кГц и полосу передачи 34,56 МГц для поднесущей 120 кГц. В диапазоне частот до 6 ГГц, минимальная доступная несущая полоса для NR определяется как 5 МГц. В диапазоне частот в пределах от 6 ГГц до 52,6 ГГц, минимальная доступная несущая полоса для NR определяется как 50 МГц.
[00119] В частности, как упомянуто в вышеприведенном описании, в диапазоне частот уже 6 ГГц, разнесение поднесущих 15 кГц определяется как нумерология по умолчанию. В диапазоне частот шире 6 ГГц, разнесение поднесущих 120 кГц можно определить как нумерологию по умолчанию. В частности, в диапазоне частот в пределах от 6 ГГц до 52,6 ГГц, разнесение поднесущих 120 кГц можно определить как нумерологию по умолчанию. Однако необходимо деликатно подходить к производительности обнаружения поднесущей 15 кГц на основе PSS/SSS в диапазоне 6 ГГц.
[00120] Можно рассматривать возможность введения более широкого разнесения поднесущих (например, разнесения поднесущих 30 кГц или 240 кГц) для передачи NR-SS.
[00121]
[00122] 2. Полоса передачи и отображение в RE последовательности NR-SS
[00123] Согласно фиг. 9, аналогично способу отображения последовательности PSS/SSS, отображаемой в RE в LTE, последовательность NR-SS может отображаться в RE, расположенные в центре полосы передачи. Частичный RE, расположенный на границе полосы передачи, может резервироваться как защитная поднесущая. Например, когда для передачи NR-SS используется 12 RB, 127 RE используется для последовательности NR-SS, и 17 RE резервируется. В этом случае, 64-й элемент последовательности NR-SS может отображаться в поднесущую, расположенную в центре полосы, в которой передается NR-SS.
[00124] При этом, когда последовательность NR-SS отображается в RE, в случае поднесущей 15 кГц, можно предположить, что для передачи NR-SS используется полоса передачи 2,16 МГц. Если разнесение поднесущих увеличивается в целое число раз, полоса NR-SS также увеличивается в целое число раз.
[00125] В частности, полосу для передачи NR-SS можно задавать следующим образом согласно разнесению поднесущих.
[00126] - Если разнесение поднесущих соответствует 15 кГц, полоса для передачи NR-SS может соответствовать 2,16 МГц.
[00127] - Если разнесение поднесущих соответствует 30 кГц, полоса для передачи NR-SS может соответствовать 4,32 МГц.
[00128] - Если разнесение поднесущих соответствует 120 кГц, полоса для передачи NR-SS может соответствовать 17,28 МГц.
[00129] - Если разнесение поднесущих соответствует 240 кГц, полоса для передачи NR-SS может соответствовать 34,56 МГц.
[00130]
[00131] 3. Конструкция последовательности NR-PSS
[00132] В системе NR, для классификации 1000 ID сот, количество последовательностей NR-PSS задается равной 3, и количество гипотез NR-SSS, соответствующее каждому NR-PSS, задается равным 334.
[00133] При конструировании NR-PSS, необходимо учитывать неопределенность по времени, PAPR, сложность обнаружения и пр. Для разрешения неопределенности по времени, можно генерировать последовательность NR-PSS с использованием M-последовательности частотной области. Однако если последовательность NR-PSS генерируется с использованием M-последовательности, она может иметь относительно высокую характеристику PAPR. Поэтому, при конструировании NR-PSS, необходимо исследовать M-последовательность в частотной области с низкой характеристикой PAPR.
[00134] При этом можно рассматривать измененную последовательность ZC как последовательность NR-PSS. В частности, если генерируются 4 последовательности ZC, последовательно расположенные во временной области, можно решить проблему неопределенности по времени, иметь низкую характеристику PAPR и снизить сложность обнаружения. В частности, в системе NR, когда UE призвана обнаруживать NR-PSS, имеющий более широкую полосу передачи, чем у мультпоследовательности и LTE, сложность обнаружения увеличивается. Поэтому очень важно снижать сложность обнаружения при конструировании NR-PSS.
[00135] На основании вышеупомянутого рассмотрения, можно рассматривать два типа последовательности NR-PSS.
[00136] (1) Частотная M-последовательность с низкой характеристикой PAPR
[00137] - полиномиальное выражение: g(x)=x7+x6+x4+x+1 (начальное значение поли-сдвигового регистра: 1000000)
[00138] -циклический сдвиг: 0, 31, 78
[00139]
[00140] (2) 4 последовательности ZC, последовательно расположенные во временной области
[00141] - последовательность ZC длиной 31 (индекс корня: {1,30}, {7,24}, {4,27})
[00142] - уравнение для генерирования последовательности
[00143] [уравнение 1]
[00144] 
[00145] На фиг. 10 показана схема, кратко поясняющая способ генерирования NR-PSS с использованием 4 последовательных последовательностей ZC во временной области. Согласно фиг. 10, когда подсимволы в количестве N соответствуют S1, S2, …, Sn, если последовательности подсимволов сцепляются до осуществления IFFT, расширение посредством DFT (дискретного преобразования Фурье) осуществляется по суммарной длине последовательностей, множество последовательностей, соответственно соответствующих подсимволам в количестве N, отображаются согласно поднесущей, и осуществляется IFFT, можно получить последовательность во временной области длиной NIFFT, избегая проблемы излучения вне диапазона.
[00146]
[00147] 4. Конструкция последовательности NR-SSS
[00148] Последовательность NR-SSS генерируется одной длинной последовательностью и генерируется комбинацией 2 M-последовательностей, отличающихся полиномиальным выражением, для генерирования 334 гипотез. Например, если значение циклического сдвига для первой M-последовательности соответствует 112, и значение циклического сдвига для второй M-последовательности соответствует 3, можно получить всего 336 гипотез. В этом случае, можно получить скремблирующую последовательность для NR-PSS путем применения третьей M-последовательности.
[00149] Если конфигурируется набор импульсов NR-SS относительно короткого периода (например, 5 мс/10 мс), набор импульсов NR-SS может передаваться несколько раз в двух радиокадрах, каждый из которых имеет длину 10 мс.
[00150] В частности, если другая последовательность NR-SSS вносится для набора импульсов NR-SS, который передается несколько раз, другими словами, если другая последовательность NR-SSS используется всякий раз, когда передается набор импульсов NR-SS, UE способно идентифицировать каждый из множества наборов импульсов NR-S, передаваемых в течение основного периода.
[00151] Например, если наборы импульсов NR-SS передаются 4 раза в течение основного периода, можно рассматривать, что исходный набор последовательностей NR-SSS применяется к первому набору импульсов NR-SSS и последовательность NR-SSS, отличная от исходного набора, применяется ко второму, третьему и четвертому набору импульсов NR-SS. Если используются два набора последовательностей NR-SSS отличающиеся друг от друга, набор последовательностей NR-SSS используется для первого и третьего наборов импульсов NR-SSS, и другой набор последовательностей NR-SSS может использоваться для второго и четвертого наборов импульсов NR-SSS.
[00152] В системе NR, две M-последовательности, каждая из которых имеет длину 127, задаются для последовательности NR-SSS и окончательная последовательность генерируется путем умножения элементов, включенных в каждую из M-последовательностей.
[00153] В частности, последовательность NR-SSS может соответствовать скремблирующей последовательности, заданной посредством NR-SSS, последовательность NR-SSS может иметь длину 127, и последовательность NR-SSS можно определить согласно уравнению 2, описанному ниже.
[00154] [уравнение 2]
[00155] d(n)=s1,m(n) s2,k(n)cz(n) для n=0,..,126 и z=0,1
[00156] В этом случае, z=0 может использоваться для NR-SSS, передаваемого в первом наборе импульсов SS двух радиокадров, каждый из которых имеет длину 10 мс. z=1 может использоваться для NR-SSS, передаваемого во втором, третьем и четвертом наборе импульсов SS.
[00157] В этом случае, s1,m(n) и s2,k(n) можно определить согласно уравнению 3, описанному ниже.
[00158] [уравнение 3]
[00159] s1,m(n)=S1((n+m)mod127),
[00160] s2,k(n)=S2((n+k)mod127)
[00161] В этом случае, можно задать m=NID1mod112, K=floor(NID1/112), k=CS2(K), 0≤NID1≤333, CS2∈{48, 67,122}.
[00162] Наконец, для вычисления S1 и S2, можно задать Sr(i)=1-2x(i), 0≤i≤126, r=1,2. В этом случае, полиномиальное выражение для x(i) можно задавать согласно уравнению 4, описанному ниже.
[00163] [уравнение 4]
[00164] x(j+7)=(x(j+3)+x(j)) mod2, r=1
[00165] x(j+7)=(x(j+3)+x(j+2)+x(j+1)+x(j)) mod2, r=2
[00166] В этом случае, начальное условие для x(i) может соответствовать
[00167] x(0)=x(1)=x(2)=x(3)=x(4)=x(5)=0, x(6)=1 и может иметь значение, удовлетворяющее 0 ≤ j ≤ 119.
[00168] В этом случае, в качестве преамбулы и мидамбулы SSS, можно использовать две скремблирующие последовательности, включающие в себя C0(n) и C1(n). Две скремблирующие последовательности зависят от PSS. Как показано ниже в уравнении 5, скремблирующие последовательности можно задавать путем применения различного циклического сдвига к C(n), соответствующей M-последовательности.
[00169] [уравнение 5]
[00170] cz(n)=C((n+p) mod 127)
[00171] где, p=CS1(NID2+3·z), CS1∈{23, 69, 103, 64, 124, 24}, NID2∈{0,1,2}
[00172] В этом случае, можно задать C(i)=1-2x(i) и 0 ≤ i ≤ 126. В этом случае, полиномиальное выражение для x(i) можно задать согласно нижеследующему уравнению 6.
[00173] [уравнение 6]
[00174] x(j+7)=(x(j+5)+x(j+4)+x(j+3)+x(j+2)+x(j+1)+x(j)) mod2
[00175] В этом случае, начальное условие для x(i) может соответствовать x(0)=x(1)=x(2)=x(3)=x(4)=x(5)=0, x(6)=1 и может иметь значение, удовлетворяющее 0 ≤ j ≤ 119.
[00176]
[00177] Далее описаны результаты измерения производительности согласно вышеупомянутым вариантам осуществления. Для измерения производительности NR-PSS, рассматривается 3 способа конструирования NR-SSS: 1) M-последовательность в частотной области (традиционная последовательность PSS), 2) M-последовательность с низким PAPR, и 3) последовательность, сгенерированная путем сцепления 4 последовательностей ZC во временной области.
[00178] Для измерения NR-SSS используется последовательность NR-SSS, предложенная настоящим изобретением.
[00179]
[00180] 5. Результат измерения согласно вышеупомянутой конструкции последовательности NR-PSS
[00181] PAPR и CM
[00182] Результаты измерения PAPR и CM, измеренные для 3 типов последовательности NR-PSS показаны ниже в таблице 1.
[00183] [таблица 1]
[00184]
| PAPR [дБ] | CM [дБ] | |
| M-последовательность в частотной области (WA) | 4,87, 5,10, 5,74 | 1,25, 1,76, 2,19 |
| M-последовательность с низким PAPR | 4,16, 3,99, 4,15 | 1,10, 1,42, 1,50 |
| Сцепление четырех последовательностей ZC по времени | 2,80, 3,49, 3,91 | 0,094, 0,71, 0,79 |
[00185] Согласно результатам, PAPR/CM NR-SSS на основании последовательности, из которой 4 последовательности ZC сцепляются во временной области, ниже, чем PAPR/CM NR-PSS на основании M-последовательности. При этом, когда M-последовательность с низким PAPR сравнивается с M-последовательностью в частотной области, PAPR/CM M-последовательности с низким PAPR ниже, чем PAPR/CM M-последовательности в частотной области. При этом, поскольку PAPR/CM соответствует важному элементу для определения цены усилителя мощности, необходимо учитывать конструирование NR-PSS с низким PAPR/CM.
[00186] В результате, в аспекте PAPR/CM, NR-PSS на основании последовательности ZC демонстрирует более высокий результат измерения производительности по сравнению с NR-PSS на основании M-последовательности. NR-PSS на основании M-последовательности с низким PAPR демонстрирует более высокий результат измерения производительности по сравнению с NR-PSS M-последовательности в частотной области.
[00187]
[00188] Частота ошибочного обнаружения
[00189] Фиг. 11 демонстрирует оценивание частоты ошибочного обнаружения каждого из вышеупомянутых NR-PSS. Согласно фиг. 11, можно знать, что производительность каждой из конструкций NR-PSS имеет аналогичный уровень. С другой стороны, согласно фиг. 12, можно видеть, что последовательность, сгенерированная путем сцепления 4 последовательностей ZC, имеет самая низкую сложность обнаружения.
[00190] В частности, согласно фиг. 12, можно видеть, что последовательность, сгенерированная путем сцепления 4 последовательностей ZC и последовательности в частотной области, имеют аналогичную производительность обнаружения. В этом случае, последовательность, сгенерированная путем сцепления 4 последовательностей ZC имеет преимущество в том, что сложность обнаружения снижается. Если предполагается, что последовательность NR-PSS имеет аналогичную сложность обнаружения, последовательность, сгенерированная путем сцепления 4 последовательностей ZC, обеспечивает более высокую производительность по сравнению с M-последовательностью.
[00191] В результате, производительность обнаружения конструкции NR-PSS на основании последовательности ZC обеспечивает более высокую производительность по сравнению с производительностью обнаружения M-последовательности в частотной области исходя из той же сложности обнаружения.
[00192]
[00193] 6. Результат измерения согласно конструкции вышеупомянутой последовательности NR-SSS
[00194] Далее, производительности обнаружения сравниваются друг с другом согласно количеству последовательностей NR-SSS. Для измерения производительности, традиционная последовательность SSS сравнивается с NR-SSS, предложенным в настоящем изобретении.
[00195] Информация о конструкции последовательности NR-SSS кратко объяснена ниже.
[00196] 1) NR-SSS одного набора (334 гипотезы для каждой последовательности NR-PSS)
[00197] 2) NR-SSS двух наборов (668 гипотез для каждой последовательности NR-PSS)
[00198] Согласно фиг. 13, хотя гипотезы NR-SSS дублируются, никакого особого снижения производительности не наблюдается. Поэтому, для обнаружения границы набора импульсов SS в течение основного периода, можно рассматривать введение дополнительного набора NR-SSS.
[00199]
[00200] При этом параметры, используемые для экспериментального измерения согласно фиг. 11-13 показаны в нижеследующей таблице 2.
[00201] [Таблица 2]
[00202]
| Параметр | Значение |
| Несущая частота | 4 ГГц |
| Модель канала | CDL_C (значения масштабирования задержки: 100 нс) |
| Разнесение поднесущих | 15 кГц |
| Конфигурация антенны | TRP: (1,1,2) со всенаправленным антенным элементом UE: (1,1,2) со всенаправленным антенным элементом |
| Временное смещение | Равномерно распределено в [-1 мс, 1 мс] |
| Частотное смещение | 5 ppm |
| Обнаружение PSS/SSS | Одноразовое обнаружение |
| Период PSS/SSS | 20 мс |
| Длительность подкадра | 1 мс |
| Символов OFDM в SF | 14 |
| Количество TRP, создающих помеху | 2 |
| Рабочее SNR | -6 дБ |
[00203] 7. Конфигурация блока SS
[00204] Когда максимальный размер полезной нагрузки PBCH соответствует 80 битам, можно использовать всего 4 символа OFDM для передачи блока SS. При этом необходимо учитывать временную позицию NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH в блоке SS, включающем в себя NR-PSS, NR-SSS и NR-PBCH. При осуществлении начального доступа, NR-PBCH может использоваться в качестве опорного сигнала для точного отслеживания времени/частоты. Для увеличения точности оценки, два символа OFDM для NR-PBCH могут располагаться на максимально возможном расстоянии. В частности, как показано на фиг. 14 (a), настоящее изобретение предлагает использовать первый и четвертый символы OFDM блока SS для передачи NR-PBCH. Поэтому, второй символ OFDM выделяется NR-SSS, и третий символ OFDM может использоваться для NR-SSS.
[00205] При этом, когда NR-SSS передается для измерения или обнажения соты, не требуется передавать как NR-PBCH, так и указание временного индекса блока SS. В этом случае, как показано на фиг. 14 (b), блок SS включает в себя два символа OFDM. Первый символ OFDM выделяется NR-SSS, и второй символ OFDM выделяется NR-SSS.
[00206] Согласно фиг. 15 (a), NR-PBCH выделяется в 288 RE, и RE конфигурируются 24 RB. При этом, поскольку длина NR-PSS/NR-SSS соответствует 127, 12 RB требуется для передачи NR-PSS/NR-SSS. В частности, когда блок SS конфигурируется, блок SS выделяется в 24 RB. Предпочтительно выделять блок SS в 24 RB для выравнивания сетки RB между нумерологиями, отличающимися друг от друга (например, 15 кГц, 30 кГц, 60 кГц и т.д.). Поскольку в системе NR предполагается минимальная полоса 5 МГц, способная задавать 25 RBs с разнесением поднесущих 15 МГц, для передачи блока SS используется 24 RB. NR-PSS/SSS располагается в центре блока SS. Это может указывать, что NR-PSS/SSS выделяется RB с 7-го по 18-й.
[00207] При этом, если блок SS конфигурируется как показано на фиг. 15 (a), проблема может возникать в операции AGC (автоматическая регулировка усиления) UE при разнесении поднесущих 120 кГц и разнесении поднесущих 240 кГц. В частности, в случае разнесения поднесущих 120 кГц и разнесения поднесущих 240 кГц, может не удаваться надлежащим образом осуществлять обнаружение NR-SSS вследствие операции AGC. Поэтому, в качестве описанных ниже двух вариантов осуществления, можно рассматривать изменение конфигурации блока SS.
[00208] (Способ 1) PBCH-PSS-PBCH-SSS
[00209] (Способ 2) PBCH-PSS-PBCH-SSS-PBCH
[00210] В частности, если символ PBCH располагается в начальной точке блока SS, и символ PBCH используется как пустой символ для операции AGC, операция AGC на UE может осуществляться более плавно.
[00211] При этом, NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH может выделяться, как показано на фиг. 15 (b). В частности, NR-PSS выделяется 0-му символу, и NR-SSS может выделяться 2-му символу. NR-PBCH может выделяться символам с 1-го по 3-й. В этом случае, NR-PBCH может специально выделяться 1-му и 3-му символам. Другими словами, NR-PBCH выделяется только 1-му символу и 3-му символу, и NR-SSS и NR-PBCH могут совместно отображаться во 2-й символ.
[00212]
[00213] 8. Конфигурация импульса SS
[00214] В настоящем изобретении описан способ определения символа OFDM, в котором может передаваться блок SS. Тип CP полустатически сконфигурирован совместно с сигнализацией, зависящей от UE. NR-PSS/SSS может поддерживать нормальный CP. Таким образом, можно решать проблему обнаружения CP во время осуществления начального доступа.
[00215] Однако, в системе NR, расширенный CP может включаться в каждую границу 0,5 мс. В частности, когда блок SS располагается в слоте или между слотами, центр блока SS может располагаться на границе 0,5 мс. В этом случае, CP разной длины может применяться к NR-PSS и/или NR-SSS в блоке SS. В этом случае, если UE осуществляет обнаружение NR-SS исходя из того, что нормальный CP применяется к NR-SSS и/или NR-SSS, производительность обнаружения может снижаться. Поэтому необходимо конструировать блок SS не превышающим границы 0,5 мс в системе NR.
[00216] Фиг. 16 демонстрирует пример конфигурирования импульса SS в случае TDD. В системе NR, канал управления DL располагается в первом символе OFDM в слоте и/или минислоте и канал управления UL может располагаться в последнем передаваемом символе UL. Во избежание конфликта между блоком SS, расположенным в слоте, и каналом управления DL/UL, блок SS могут располагаться в центре слота.
[00217] Максимальное количество блоков SS, включенных в набор импульсов SS, определяется согласно диапазону частот. Возможное значение количества блоков SS определяется согласно диапазону частот. При этом настоящее изобретение предлагает полное разнесение по времени, необходимое для передачи блока SS в наборе импульсов SS на основании примера конфигурирования импульса SS, показанного на фиг. 16.
[00218]
[00219] [Таблица 3]
[00220]
| Разнесение поднесущих | Максимальное количество блоков SS | |||||
| 1 | 2 | 4 | 8 | 32 | 64 | |
| 15 кГц | 1 мс | 1 мс | 2 мс | 4 мс | - | - |
| 30 кГц | - | 0,5 мс | 1 мс | 2 мс | - | - |
| 120 кГц | - | - | - | - | 2 мс | 4 мс |
| 240 кГц | - | - | - | - | 1 мс | 2 мс |
[00221] Как показано в таблице 3, если разнесение поднесущих 30 кГц и 240 кГц вносится для передачи NR-SS, можно предположить, что блок SS подлежит передаче в течение максимум 2 мс. Однако, поскольку основное разнесение поднесущих для передачи NR-SS соответствует 15 кГц и 120 кГц, необходимо определить, вносить ли более широкую минимальную системную полосу (например, 10 МГц для разнесения поднесущих 20 кГц и 80 МГц для разнесения поднесущих 240 кГц) для внесения разнесения поднесущих 30 кГц и 240 кГц. Если определено, что NR поддерживает 5 МГц в диапазоне, равном или более узком, чем 6 ГГц, и поддерживает минимальную системную полосу 50 МГц в диапазоне 6 ГГц, необходимо конструировать набор импульсов SS согласно разнесению поднесущих 15 кГц и 120 кГц. Если максимальное количество блоков SS соответствует 8 в диапазоне, равном или более узком, чем 6 ГГц и 64 в диапазоне шире 6 ГГц, поскольку время, необходимое для передачи блока SS, соответствует 4 мс, системные издержки довольно высоки. Поскольку, предпочтительно иметь короткое разнесение по времени при передаче блока SS в отношении энергосбережения сети и измерения UE, необходимо задавать возможную позицию для передачи блока SS в течение N мс (например, N=0,5, 1, 2).
[00222]
[00223] 9. Конфигурация набора импульсов SS
[00224] Когда набор импульсов SS сконфигурирован, как показано на фиг. 17, можно рассматривать два типа согласно периодичности импульсов SS. Один является локальным типом, показанным на фиг. 17 (a). Согласно локальному типу, все блоки SS непрерывно передаются в наборе импульсов SS. С другой стороны, другой является распределенным типом, показанным на фиг. 17 (b). Согласно распределенному типу, импульс SS периодически передается с периодичностью набора импульсов SS.
[00225] В аспекте энергосбережения для неактивного UE и эффективности для измерения межчастотной помехи, импульс SS локального типа обеспечивает преимущество по сравнению с импульсом SS распределенного типа. Поэтому более предпочтительно поддерживать импульс SS локального типа.
[00226] при этом, как показано на фиг. 17 (a), если набор импульсов SS конфигурируется локальным типом, не удается передавать сигнал восходящей линии связи в течение периода символа, в который отображается набор импульсов SS. В частности, при увеличении разнесения поднесущих, которому назначен блок SS, размер символа уменьшается. В частности, количество периодов символа, в которых сигнал восходящей линии связи не передается, увеличивается. Если разнесение поднесущих, которому назначен блок SS, больше или равно определенному размеру, необходимо очищать символ между импульсами SS с предписанным промежутком для осуществления передачи по восходящей линии связи.
[00227] Фиг. 18 демонстрирует конфигурацию набора импульсов SS, когда разнесение поднесущих, которому назначен блок SS, соответствует 120 кГц и 240 кГц. Согласно фиг. 18, когда разнесение поднесущих соответствует 120 кГц и 240 кГц, импульс SS конфигурируется в единицах 4 импульсов SS пока предписанный промежуток очищается. В частности, блок SS располагается в единицах 0,5 мс пока период символа (0,125 мс) для осуществления передача по восходящей линии связи очищается.
[00228] В диапазоне частот, равном или более широком, чем 6 ГГц, разнесение поднесущих 60 кГц может использоваться для передачи данных. В частности, как показано на фиг. 19, в системе NR, разнесение поднесущих (например, 60 кГц) для передачи данных и разнесение поднесущих (например, 120 кГц или 240 кГц) для передачи блока SS могут мультиплексироваться.
[00229] При этом в отношении части, представленной прямоугольником на фиг. 19, когда блок SS с разнесением поднесущих 120 кГц и данные с разнесением поднесущих 60 кГц мультиплексируются, можно видеть, что между блоком SS с разнесением поднесущих 120 кГц, GP с разнесением поднесущих 60 кГц и зоной управления DL происходит конфликт или перекрытие. Поскольку предпочтительно избегать конфликта между блоком SS и зоной управления DL/UL, необходимо изменить конфигурацию импульса SS и набора импульсов SS.
[00230] Для изменения конфигурации импульса SS, настоящее изобретение предлагает два варианта осуществления.
[00231] Как показано на фиг. 20, первый вариант осуществления состоит в изменении позиции импульса SS в формате 1 и позиции импульса SS в формате 2. В частности, если импульс SS в формате 1 и импульс SS в формате 2, расположенные в прямоугольнике на фиг. 20, меняются местами, можно избегать возникновения конфликта между блоком SS и зоной управления DL/UL. Другими словами, импульс SS в формате 1 располагается в головной части разнесения поднесущих 60 кГц, и импульс SS в формате 2 располагается в хвостовой части разнесения поднесущих 60 кГц.
[00232] В итоге, вышеупомянутый первый вариант осуществления может быть представлен следующим образом.
[00233] 1) Разнесение поднесущих 120 кГц
[00234] - первые символы OFDM возможных блоков SS/PBCH имеют индексы {4, 8, 16, 20, 32, 36, 44, 48}+70*n. Для несущих частот, превышающих 6 ГГц, n=0, 2, 4, 6.
[00235] - первые символы OFDM возможных блоков SS/PBCH имеют индексы {2, 6, 18, 22, 30, 34, 46, 50}+70*n. Для несущих частот, превышающих 6 ГГц, n=1, 3, 5, 7.
[00236] 2) Разнесение поднесущих 240 кГц
[00237] - первые символы OFDM возможных блоков SS/PBCH имеют индексы {8, 12, 16, 20, 32, 36, 40, 44, 64, 68, 72, 76, 88, 92, 96, 100}+140*n. Для несущих частот, превышающих 6 ГГц, n=0, 2
[00238] - первые символы OFDM возможных блоков SS/PBCH имеют индексы {4, 8, 12, 16, 36, 40, 44, 48, 60, 64, 68, 72, 92, 96, 100, 104}+140*n. Для несущих частот, превышающих 6 ГГц, n=1, 3
[00239]
[00240] Как показано на фиг. 21, второй вариант осуществления состоит в изменении конфигурации набора импульсов SS. В частности, набор импульсов SS может быть сконфигурирован таким образом, что начальная граница набора импульсов SS выровнена (т.е. совпадает) с начальной границей разнесения поднесущих 60 кГц слот.
[00241] В частности, импульс SS конфигурируется локально расположенными блоками SS в течение 1 мс. В частности, импульс SS разнесения поднесущих 120 кГц имеет 16 блоков SS, и импульс SS разнесения поднесущих 240 кГц имеет 32 блока SS в течение 1 мс. В этом случае, один слот выделяется в качестве промежутка между импульсами SS на основании разнесения поднесущих 60 кГц.
[00242] В итоге, вышеупомянутый второй вариант осуществления может быть представлен следующим образом.
[00243] 1) Разнесение поднесущих 120 кГц
[00244] - первые символы OFDM возможных блоков SS/PBCH имеют индексы {4, 8, 16, 20}+28*n. Для несущих частот, превышающих 6 ГГц, n=0, 1, 2, 3, 5, 6, 7, 8, 10, 11, 12, 13, 15, 16, 17, 18.
[00245] 2) Разнесение поднесущих 240 кГц
[00246] - первые символы OFDM возможных блоков SS/PBCH имеют индексы {8, 12, 16, 20, 32, 36, 40, 44}+56*n. Для несущих частот, превышающих 6 ГГц, n=0, 1, 2, 3, 5, 6, 7, 8.
[00247]
[00248] 10. Способ указания фактически передаваемого блока SS/PBCH в течение 5 мс
[00249] В системе NR, можно указывать возможную позицию для передачи блока SS в течение периода набора импульсов SS (например, 5 мс) для осуществления процедуры начального доступа. Позиция фактически передаваемого блока SS может сообщаться UE в режиме соединения/ожидания. В этом случае, сеть может иметь гибкость в использовании ресурса согласно сетевому статусу. Кроме того, она может иметь разную гибкость при конфигурировании набора импульсов SS согласно способу конфигурирования, состоящему в указании фактически используемого блока SS. Например, если можно устанавливать для UE индивидуальную позиционную информацию (например, битовую карту для блока SS или импульса SS) фактически передаваемых блоков SS, как локализованный тип, так и распределенный тип могут действовать согласно сетевому статусу. Индивидуальная позиционная информация может включаться в разные SI, указывающие информацию, связанную с измерением.
[00250] Можно изменять периодичность набора импульсов SS согласно конфигурации сети и обеспечивать информацию об измерении хронирования/длительности для UE. Когда периодичность набора импульсов SS изменяется, необходимо определять возможную позицию, в которой блок SS подлежит передаче. Для определения позиции, в которой блок SS подлежит передаче, настоящее изобретение предлагает два варианта осуществления, описанные ниже.
[00251] (Способ 1) Сеть может использовать предположение о возможной позиции для основной периодичности.
[00252] (Способ 2) Сеть может указывать позицию, в которой блок SS подлежит фактической передаче в секции измерения.
[00253] В системе NR, конфигурация набора импульсов SS может быть спроектирована согласно основной периодичности. Когда периодичность набора импульсов SS и длительность измерения указаны сетью, конфигурация набора импульсов SS может предполагаться конфигурацией импульса SS. Например, в отсутствие указания из сети, если UE предполагает периодичность 5 мс в качестве периодичности набора импульсов SS для измерения, можно конфигурировать набор импульсов SS для периодичности 5 мс. Конфигурация набора импульсов SS также может использоваться для основной периодичности (например, 20 мс) и периодичности, сконфигурированной сетью (например, 5, 10, 20, 40, 80 и 160 мс).
[00254] Чтобы более эффективно использовать ресурс для конфигурации набора импульсов SS, сеть может указывать позицию, в которой блок SS подлежит фактической передаче в течение длительности измерения. Например, в случае основной периодичности, NR-SS и NR-PBCH должна передаваться с периодичностью набора импульсов SS. При этом, в случае более длинной периодичности, чем основная периодичность, можно передавать NR-SS только в целях измерения. Если сеть способна конфигурировать позицию, в которой блок SS подлежит фактической передаче, неиспользованный ресурс, выделяемый NR-PBCH, может выделяться каналу данных/управления. В случае периодичности более короткой, чем основная периодичность, сеть выбирает частичный блок SS из блоков SS, включенных в набор импульсов SS, для конфигурирования фактически используемого блока SS.
[00255]
[00256] При этом количество кандидатов для передачи блока SS ограничивается согласно сетевому окружению. Например, количество кандидатов может изменяться в зависимости от разнесения поднесущих, которому назначен блок SS. В этом случае, можно информировать UE в режиме соединения/ожидания о позиции, в которой фактически передается блок SS. Указание фактически передаваемого блока SS/PBCH, указывающее позицию, в которой фактически передается блок SS, может использоваться для использования ресурса (например, совпадение частот) для обслуживающей соты и может использоваться для осуществления измерения, связанного с ресурсом для соседней соты.
[00257] Если UE способно точно распознавать не переданный блок SS, UE способно распознавать, что UE способно принимать другую информацию, например, поисковый вызов или данные через возможный ресурс блока SS, который не передается. Для гибкости ресурса, необходимо точно указывать блок SS, фактически передаваемый в обслуживающей соте.
[00258] В частности, поскольку не удается принять другую информацию, например, поисковый вызов или данные в ресурсе, в котором передается блок SS, UE принимает другие данные или другой сигнал посредством ресурса, в котором блок SS фактически не передается для увеличения эффективности использования ресурса. Поэтому, необходимо, чтобы UE распознавало возможный блок SS, в котором блок SS фактически не передается.
[00259] Для точного указания блока SS, фактически передаваемого в обслуживающей соте, необходимо иметь информацию о полной битовой карте 4, 8 или 64 бита. В этом случае, битовый размер, включенный в битовую карту, можно определить согласно максимальному количеству блоков SS, которые могут передаваться в каждом диапазоне частот. Например, для указания блока SS, фактически передаваемого в течение периода 5 мс, битовая карта размером 8 битов необходима в диапазоне частот в пределах от 3 ГГц до 6 ГГц и битовая карта размером 64 бита необходима в диапазоне частот, равном или более широком, чем 6 ГГц.
[00260] Биты для указания блока SS, фактически передаваемого в обслуживающей соте, можно задавать посредством RMSI или OSI, и RMSI/OSI включает в себя информацию конфигурации для данных или поискового вызова. Поскольку указание фактически передаваемого блока SS/PBCH связано с конфигурацией для ресурса нисходящей линии связи, RMSI/OCI может включать в себя информацию о фактически передаваемом блоке SS.
[00261] При этом для измерения соседней соты, необходимо указание фактически передаваемого блока SS/PBCH соседней соты. Однако, если перечислено много сот, указатель типа полной битовой карты может чрезмерно увеличивать издержки сигнализации. Для уменьшения издержек сигнализации, можно рассматривать указатель по-разному сжатой формы. При этом, чтобы не только измерять соседнюю соту, но и снижать издержки сигнализации, можно рассматривать указатель сжатой формы для указателя, указывающего блок SS, передаваемый обслуживающей сотой. Другими словами, указатель блока SS, описанный ниже, может использоваться для указания блока SS, фактически передаваемого в соседней соте и обслуживающей соте. Как упомянуто в вышеприведенном описании, импульс SS может соответствовать набору блоков SS, включенных в слот согласно каждой поднесущей. Однако, импульс SS может соответствовать группе из предписанного количества блоков SS независимо от слота только в следующем варианте осуществления.
[00262] Один из вариантов осуществления объяснен со ссылкой на фиг. 22. Предположим, что импульс SS включает в себя 8 блоков SS. В этом случае, всего может существовать 8 импульсов SS в диапазоне равном или более широком, чем 6 ГГц, где располагаются 64 блока SS.
[00263] В этом случае, блоки SS группируются импульсом SS для сжатия полной битовой карты размером 64 бита. Можно использовать 8-битовую информацию, указывающую импульс SS, включающий в себя фактически передаваемые блоки SS вместо 64-битовой информации битовой карты. Если 8-битовая информация битовой карты указывает импульс SS #0, импульс SS #0 может включать в себя один или более фактически передаваемых блоков SS.
[00264] В этом случае, можно рассматривать дополнительную информацию для указания количества фактически передаваемых блоков SS для каждого импульса SS. Каждый импульс SS может локально включать в себя блоки SS в количестве, равном количеству блоков SS, указанных дополнительной информацией.
[00265] UE объединяет количество фактически передаваемых блоков SS для каждого импульса SS, указанное дополнительной информацией, с битовой картой, указывающей импульс SS, включающий в себя фактически передаваемые блоки SS, для оценивания фактически передаваемых блоков SS.
[00266] Например, можно предположить указание, показанное ниже в таблице 4.
[00267] [Таблица 4]
[00268]
| 8-битовая битовая карта (в единицах импульса SS/PBCH) |
Количество фактически передаваемых блоков SS/PBCH в единицах импульса SS/PBCH | Полная битовая карта |
| 1 1 0 0 0 0 0 1 | 4 | (11110000) (11110000) (00000000) (00000000) (00000000) (00000000) (00000000) (11110000) |
[00269] Согласно таблице 4, можно знать, что блоки SS включены в импульсы SS #0, #1 и #7 посредством 8-битовой битовой карты и можно знать, что 4 блока SS включены в каждый импульс SS посредством дополнительной информации. В результате, можно оценивать, что блоки SS передаются через 4 возможные позиции до импульсов SS #0, #1 и #7.
[00270] При этом в отличие от вышеприведенного примера, если дополнительная информация пересылается в форме битовой карты, это может придавать гибкость позиции, в которой передается блок SS.
[00271] Например, информация, связанная с передачей импульса SS, указывается битовой картой, и блок SS, передаваемый в импульсе SS, может указываться другими битами.
[00272] В частности, все 64 блока SS классифицируются на 8 импульсов SS (т.е. группы блоков SS), и это позволяет сообщать UE об используемом импульсе SS путем передачи 8-битовой битовой карты на UE. Когда импульс SS задается как показано на фиг. 22, если импульс SS мультиплексируется со слотом, имеющим разнесение поднесущих 60 кГц, это может давать преимущество выравнивания границы между импульсом SS и слотом. В частности, если включение/отключение импульса SS указывается с использованием битовой карты, UE способно знать передается ли блок SS для каждого слота для всех поднесущих, разнесенных в частотном диапазоне, равном или более широком, чем 6 ГГц.
[00273] В этом случае, точка, отличная от вышеупомянутого примера, служит для сообщения UE дополнительной информации с использованием битовой карты. В этом случае, поскольку необходимо передавать информацию битовой карты в 8 блоков SS, включенных в каждый импульс SS, требуется 8 битов. Дополнительная информация обычно применяется ко всем импульсам SS. Например, если информация битовой карты на импульсах SS указывает, что используются импульс SS #0 и импульс SS #1, и дополнительная информация битовой карты на блоках SS указывает, что первый блок SS и пятый блок SS передаются в импульсе SS, поскольку первый блок SS и пятый блок SS передаются в каждом из импульса SS #0 и импульса SS #1, количество фактически передаваемых блоков SS становится равным 4.
[00274] При этом пара соседних сот может не включаться в список сот. Соседние соты, не включенные в список сот, используют формат по умолчанию для фактически передаваемого блока SS. Если используется формат по умолчанию, UE может осуществлять измерение на соседних сотах, не включенных в список сот. В этом случае, формат по умолчанию может задаваться заранее или может конфигурироваться сетью.
[00275] при этом, если информация о блоке SS, фактически передаваемом в обслуживающей соте, противоречит информации о блоке SS, фактически передаваемом в соседней соте, UE может получать информацию о фактически передаваемом блоке SS, отдавая приоритет информации о блоке SS, передаваемом в обслуживающей соте.
[00276] В частности, если информация о фактически передаваемых блоках SS принимается в форме полной битовой карты и форме группирования, поскольку весьма вероятно, что информация в форме полной битовой карты является более точной, информацию в форме полной битовой карты предпочтительно использовать для приема блоков SS.
[00277]
[00278] 11. Сигнал и канал для указания временного индекса
[00279] Указание временного индекса блока SS пересылается по NR-PBCH. Если указание временного индекса включено в часть NR-PBCH, например, содержание NR-PBCH, скремблирующую последовательность, CRC, версию избыточности и пр., указани безопасно е пересылается на UE. Напротив, если указание временного индекса включено в часть NR-PBCH, это может дополнительно усложнять декодирование NR-PBCH соседней соты. При этом, хотя можно осуществлять декодирование на NR-PBCH соседней соты, это не обязательно при конструировании системы. Необходимо иметь дополнительное рассмотрение для определения сигнала и канала, подходящих для пересылки указания временного индекса блока SS.
[00280] Поскольку информацию временного индекса блока SS предполагается использовать как опорную информацию выделения временного ресурса на канале/сигнале, связанном с начальным доступом, например, пересылкой системной информации, преамбулы PRACH и пр. в целевой соте, информация временного индекса блока SS должна безопасно передаваться на UE. При этом, временной индекс используется для измерения уровня RSRP блока SS для измерения соседней соты. В этом случае не требуется, чтобы информация временного индекса блока SS была точной.
[00281] Настоящее изобретение предлагает использовать NR-PBCH DMRS в качестве сигнала для пересылки временного индекса блока SS. Настоящее изобретение предлагает включать указание временного индекса как часть NR-PBCH. В этом случае, например, часть NR-PBCH может соответствовать скремблирующей последовательности, версии избыточности и пр. NR-PBCH. Согласно настоящему изобретению, можно обнаруживать временной индекс блока SS из NR-PBCH DMRS, и обнаруженный индекс можно проверять путем декодирования NR-PBCH. Для измерения соседней соты, можно получить индекс из NR-PBCH DMRS для соседней соты.
[00282] Указание временного индекса может быть сконфигурировано согласно двум вариантам осуществления, описанным ниже.
[00283] (Способ 1) Одноиндексный способ, в котором индекс назначается каждому из всех блоков SS, включенных в набор импульсов SS.
[00284] (Способ 2) Многоиндексный способ, в котором индекс назначается с использованием комбинации индекса импульса SS и индекса блока SS.
[00285] Как описано в варианте осуществления 1, если одноиндексный способ поддерживается, необходимо иметь много битов для выражения количества всех блоков SS с периодичностью набора импульсов SS. В этом случае, предпочтительно использовать последовательность DMRS для NR-PBCH и скремблирующую последовательность для указания указания блока SS.
[00286] Напротив, как описано в варианте осуществления 2, если используется многоиндексный способ, можно обеспечить гибкость конструкции для указания индекса. Например, индекс импульса SS и индекс блока SS могут оба включаться в один канал. При этом, каждый индекс может по отдельности передаваться через отдельный канал/сигнал. Например, индекс импульса SS может включаться в содержимое NR-PBCH или скремблирующую последовательность. Индекс блока SS может пересылаться через последовательность DMRS NR-PBCH.
[00287]
[00288] 11. Временной индекс блока SS
[00289] Настоящее изобретение предлагает способ конфигурирования набора импульсов SS с более короткой длительностью (например, 2 мс) для экономии энергии сети и UE. В этом случае, все блоки SS могут располагаться с периодичностью набора импульсов SS независимо от периодичности (например, 5, 10, 20, 40, 80, 160 мс). Фиг. 23 демонстрирует индекс блока SS, когда разнесение поднесущих соответствует 15 кГц.
[00290] Индекс блока SS объяснен со ссылкой на фиг. 23. Если максимальное количество блоков SS задается равным L, индексы блоков SS соответствуют значениям от 0 до L-1. Индексы блоков SS выводятся из индексов символов OFDM и индексов слотов. Набор импульсов SS может быть сконфигурирован 4 блоками SS, расположенными в двух слотах, соседствующих друг с другом. Поэтому индексы блоков SS соответствуют значениям от 0 до 3, и индексы слотов задаются посредством 0 и 1. Блок SS включает в себя 4 символа OFDM, и два символа OFDM, включенные в блок SS используются для передачи PBCH. В этом случае, индексы символов OFDM для передачи PBCH могут соответствовать 0 и 2. Как показано на фиг. 23 (a), индексы блока SS выводятся из индексов символа OFDM и слота. Например, блок SS, передаваемый в слоте #1, и символ OFDM #2 отображается в индекс 3.
[00291] Как показано на фиг. 23 (b), сеть может конфигурировать периодичность набора импульсов SS в системе NR. Можно конфигурировать короткую периодичность, например, 5 и 10 мс. Таким образом, можно выделять больше передач блока SS. Индекс блока SS можно идентифицировать в сконфигурированной периодичности набора импульсов SS. Как показано на фиг. 23 (c), если конфигурируется периодичность 5 мс, можно передавать 4 блока SS в сконфигурированной периодичности. Можно передавать 16 блоков SS всего в основной периодичности. В этом случае, индексы блоков SS могут повторяться с периодичностью по умолчанию, и 4 блока SS из 16 блоков SS могут иметь один и тот же индекс.
[00292]
[00293] 12. Содержимое NR-PBCH
[00294] В системе NR, предполагается, что размер полезной нагрузки MIB должен увеличиваться на основании ответного LS RAN2. Размер полезной нагрузки MIB и содержимое NR-PBCH предполагаемый в системе NR описаны ниже.
[00295] 1) Полезная нагрузка: 64 бита (48-битовая информация, 16-битовый CRC)
[00296] 2) Содержимое NR-PBCH:
[00297] - по меньшей мере, часть SFN/H-SFN
[00298] - информация конфигурации для общего пространства поиска
[00299] - информация центральной частоты несущей NR
[00300]
[00301] UE обнаруживает ID соты и временную информацию и затем может получать информацию для осуществления доступа к сети из PBCH, включающего в себя часть временной информации, например, SFN, индекс блока SS и хронирование полукадров, информацию об общем канале управления, например, временную/частотную позицию, информацию о части полосы, например, полосу и позицию блока SS, и информацию о наборе импульсов SS например, периодичность набора импульсов SS и фактически передаваемый индекс блока SS.
[00302] Поскольку PBCH занимает лишь ограниченные временные/частотные ресурсы, например, 576 RE, важная информация подлежит включению в PBCH. По возможности, такой вспомогательный сигнал можно использовать как PBCH DMRS для дополнительного включения важной информации или дополнительной информации.
[00303]
[00304] (1) SFN (номер системного кадра)
[00305] В системе NR, номер системного кадра (SFN) задается для идентификации промежутка 10 мс. Аналогично системе LTE, можно вносить индексы от 0 до 1023 для SFN. Индексы можно явно указывать с использованием бита или можно неявно указывать.
[00306] Согласно системе NR, PBCH TTI соответствует 80 мс, и минимальная периодичность импульсов SS соответствует 5 мс. Поэтому, PBCH может передаваться 16 раз каждые 80 мс. Отдельная скремблирующая последовательность для каждой передачи может применяться к биту, кодированному на PBCH. Аналогично операции декодирования PBCH в LTE, UE может обнаруживать промежуток 10 мс. В этом случае, 8 состояний SFN неявно указываются скремблирующей последовательностью PBCH, и 7 битов для представления SFN можно задавать в содержимом PBCH.
[00307]
[00308] (2) Временная информация в радиокадре
[00309] Индекс блока SS может быть явно указан битом, включенным в последовательность DMRS PBCH и/или содержимое PBCH согласно диапазону несущих частот. Например, в диапазоне частот, равном или более узком, чем 6 ГГц, 3 бита индексов блоков SS пересылаются только через последовательность DMRS PBCH. В частотном диапазоне, равном или более широком, чем 6 ГГц, 3 младших бита индексов блоков SS указаны последовательностью DMRS PBCH, и 3 старших бита индексов блоков SS пересылаются содержимым PBCH. В частности, 3 старших бита для индексов блоков SS можно задавать в содержимом PBCH только в диапазоне частот в пределах от 6 ГГц до 52,6 ГГц.
[00310]
[00311] (3) Информация для идентификации отсутствия RMSI, соответствующего PBCH
[00312] В NR блок SS может использоваться не только для обеспечения информация для осуществления доступа к сети, но и для измерения операции. В частности, для осуществления операции широкополосного CC, для измерения можно передавать множественные блоки SS.
[00313] однако, не требуется пересылать RMSI через все частотные позиции, где передается блок SS. В частности, можно пересылать RMSI через конкретную частотную позицию для эффективности использования ресурса. В этом случае, UE, осуществляющие процедуру начального доступа, не способны распознавать, обеспечен ли RMSI в обнаруженной частотной позиции. Для решения вышеупомянутом проблемы необходимо задавать битовое поле для идентификации отсутствия RMSI, соответствующего PBCH обнаруженной частотной зоны. При этом, также необходимо рассматривать способ, позволяющий идентифицировать отсутствие RMSI, соответствующего PBCH, без битового поля.
[00314] Для этого, блок SS, в котором не существует RMSI, сконфигурирован для передачи в частотной позиции, которая не задана как частотная развертка. В этом случае, поскольку UE, осуществляющие процедуру начального доступа, не способны обнаруживать блок SS, вышеупомянутую проблему можно решить.
[00315]
[00316] (4) Периодичность набора импульсов SS и фактически передаваемого блока SS
[00317] В целях измерения можно указывать информацию о периодичности набора импульсов SS и фактически передаваемого блока SS. В частности, предпочтительно включать информацию в системную информацию для измерения соты и измерения между/внутри соты. В частности, необходимо задавать информацию в содержимом PBCH.
[00318]
[00319] (5) Размер полезной нагрузки
[00320] Как показано в таблице 5, максимальный 64-битовый размер полезной нагрузки может предполагаться с учетом производительности декодирования PBCH.
[00321] [Таблица 5]
[00322]
| Подробности | Битовый размер | |
| уже 6 ГГц | шире 6 ГГц | |
| Номер системного кадра (MSB) | 7 | 7 |
| Временной индекс блока SS/PBCH (MSB) | 0 | 3 |
| Опорная нумерология | [1] | [1] |
| Полоса для общего канала DL, и позиция блока SS | [3] | [2] |
| # символов OFDM в слоте | [1] | 0 |
| CORESET (частотный ресурс - полоса, местоположение) (временной ресурс - начальный символ OFDM, длительность) (периодичность отслеживания UE, смещение, длительность) |
Около [10] | Около [10] |
| Зарезервированный бит | [20] | [20] |
| CRS | 16+a | 16+a |
| Всего | 64 | 64 |
[00323] 13. Скремблирование NR-PBCH
[00324] Описаны тип скремблирующей последовательности NR-PBCH и последовательность инициализация. В NR можно рассматривать использование PN последовательности. Однако, если в качестве последовательности NR-PBCH используется последовательность Голда длиной 31, заданная в системе LTE, и серьезных проблем не возникает, предпочтительно повторно использовать последовательность Голда в качестве скремблирующей последовательности NR-PBCH.
[00325] Скремблирующая последовательность может инициализироваться посредством ID соты, и 3 бита индексов блоков SS, указанных посредством PBCH-DMRS, может использоваться для инициализации скремблирующей последовательности. Если указание полукадра указывается посредством PBCH-DMRS или другого сигнала, указание полукадра также можно использовать как исходное значение для инициализации скремблирующей последовательности.
[00326]
[00327] 14. Способ передачи и антенный порт
[00328] В системе NR, передача NR-PBCH осуществляется на основе единичного антенного порта. Когда передача осуществляется на основе единичного антенного порта, можно рассматривать описанный ниже способы передачи NR-PBCH.
[00329] (Способ 1) Способ TD-PVS (переключение вектора предварительного кодирования во временной области)
[00330] (Способ 2) Способ CDD (разнесения циклической задержки)
[00331] (Способ 3) Способ FD-PVS (переключение вектора предварительного кодирования в частотной области)
[00332] Согласно способам передачи, NR-PBCH может получать выигрыш от разнесения передачи и/или выигрыш от производительности оценки канала. При этом, можно рассматривать TD-PVS и CDD для передачи NR-PBCH. С другой стороны, поскольку FD-PVS приводит к потере общей производительности вследствие потери оценки канала, он не является предпочтительным.
[00333] Объясним предположение, касающееся антенного порта для NR-SS и NR-PBCH. В состоянии начального доступа можно рассматривать передачу NR-SS и NR-PBCH через разные антенные порты для обеспечения гибкости сети при передаче NR-SS и NR-PBCH в системе NR. Однако UE может предположить, что антенные порты NR-SS и NR-PBCH идентичны друг другу или отличаются друг от друга на основании конфигурации сети.
[00334]
[00335] 15. Конструкция NR-PBCH DMRS
[00336] В системе NR, DMRS используется как опорная фаза NR-PBCH. NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH существует во всех блоках SS и символ OFDM, на котором располагается NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH, является последовательным в единичном блоке SS. Однако, если схема передачи различается между NR-SSS и NR-PBCH, не удается предположить, что NR-SSS предполагается использовать в качестве опорного сигнала для демодуляции NR-PBCH. Поэтому, необходимо конструировать NR-PBCH исходя из того, что NR-SSS не используется в качестве опорного сигнала для демодуляции NR-PBCH в системе NR.
[00337] Для конструирования DMRS, необходимо учитывать издержки DMRS, временная/частотную позицию и скремблирующую последовательность.
[00338] Общую производительность декодирования PBCH можно определить согласно производительности оценки канала и скорости кодирования NR-PBCH. Количество RE для передачи DMRS получается в качестве компромисса отношение между производительностью оценки канала и скоростью кодирования NR-PBCH. Поэтому, необходимо находить количество RE, подходящее для DMRS. Например, если DMRS выделяются 4 RE на RB, можно повышать производительность. Если для передачи NR-PBCH выделяется два символа OFDM, 192 RE используются для DMRS, и 384 RE используется для передачи MIB. В этом случае, если размер полезной нагрузки соответствует 64 битам, можно получить скорость кодирования 1/12, равную скорости кодирования LTE PBCH.
[00339] Когда для передачи NR-PBCH выделяются множественные символы OFDM, необходимо определять символ OFDM, в который нужно включать DMRS. В этом случае, для предотвращения снижения производительности вследствие остаточного частотного смещения, предпочтительно назначать DMRS всем символам OFDM, где располагается NR-PBCH. В частности, все символы OFDM для передачи NR-PBCH могут включать в себя DMRS.
[00340] PBCH DMRS используется как RS отслеживания времени/частоты для позиции символа OFDM, в котором передается NR-PBCH. По мере увеличения расстояния между двумя символами OFDM, включающими в себя DMRS, становится более выгодно точно отслеживать частоту. Поэтому для передачи NR-PBCH могут выделяться первый символ OFDM и четвертый символ OFDM.
[00341] Частотная позиция DMRS может отображаться путем перемежения во временной области, с возможностью сдвига согласно ID соты. Когда шаблоны DMRS равномерно распределены, шаблоны DMRS можно использовать для оценки канала на основе DFT, что обеспечивает оптимизированную производительность 1-D оценки канала. Для увеличения производительность оценки канала можно использовать широкополосное группирование RB.
[00342] Последовательность DMRS может использовать псевдослучайную последовательность, заданную типом последовательности Голда. Длину последовательности DMRS можно задавать количеством RE для DMRS согласно блоку SS. Последовательность DMRS может генерироваться согласно ID соты и количеству слотов/индексу символа OFDM в течение 20 мс, соответствующих периодичности по умолчанию набора импульсов SS. Индекс блока SS можно определить на основании индекса слота и индекса символа OFDM.
[00343]
[00344] При этом необходимо осуществлять скремблирование на NR-PBCH DMRS с использованием 1008 ID сот и индексов блоков SS из 3 битов. Дело в том, что, когда производительности обнаружения сравниваются согласно количеству гипотез последовательности DMRS, известно, что производительность обнаружения размером 3 бита наиболее пригодна для количества гипотез последовательности DMRS. Однако, поскольку установлено, что производительность обнаружения размером от 4 до 5 битов имеет малую потерю производительности, имеет смысл использовать количество гипотез размером от 4 до 5 битов.
[00345] Другими словами, последовательность DMRS может инициализироваться посредством ID соты, индексов блоков SS, включенных в набор импульсов SS, и указания полукадра. Уравнение для инициализации последовательности DMRS приведено ниже.
[00346] [уравнение 7]
[00347] 
00348] В этом случае, 
соответствует индексам блоков SS в группе блоков SS, 
соответствует ID соты, и HF соответствует индексу полукадра, имеющему значение из {0, 1}.
[00349] Аналогично последовательности DMRS LTE, последовательность NR-PBCH DMRS может генерироваться с использованием последовательности Голда длиной 31 или последовательности Голда длиной 7 или 8.
[00350] При этом, поскольку производительность обнаружения с использованием последовательности Голда длиной 31 аналогична производительности обнаружения с использованием последовательности Голда длиной 7 или 8, настоящее изобретение предлагает использовать последовательность Голда длиной 31, как и LTE DMRS. В диапазоне частот, равном или более широком, чем 6 ГГц, можно рассматривать использование последовательности Голда длиной превышающей 31.
[00351] Для генерирования последовательности DMRS можно рассматривать BPSK и QPSK в качестве типа модуляции. Производительность обнаружения BPSK аналогична производительности обнаружения QPSK. Однако, поскольку производительность корреляции QPSK выше производительности корреляции BPSK, QPSK более пригодна в качестве типа модуляции для генерирования последовательности DMRS.
[00352]
[00353] 15. Конструкция шаблона DMRS NR-PBCH
[00354] В отношении частотной позиции DMRS, можно рассматривать два типа способа отображения DMRS в RE. Согласно способу фиксированного отображения в RE, зона отображения RS фиксирована в частотной области. Согласно способу переменного отображения в RE, позиция RS сдвигается согласно ID соты с использованием способа Vshift. Поскольку способ переменного отображения в RE рандомизирует помеха, преимущество может состоять в возможности получения дополнительного выигрыша в производительности. Поэтому предпочтительно использовать способ переменного отображения в RE.
[00355] Объясним способ переменного отображения в RE более подробно. Комплексный символ модуляции 
, включенный в полукадр, можно определить согласно нижеследующему уравнению 8.
[00356] [уравнение 8]
[00357] 
[00358] В этом случае, k и l соответствуют поднесущей, расположенной в блоке SS, и индексу символа OFDM, соответственно. При этом, комплексный символ модуляции также может определяться согласно 
.
[00359] Можно рассматривать подъем мощности RS для повышения производительности. Если подъем мощности RS и Vshift используются совместно, можно снижать помеху от TRP (полной излучаемой мощности) помехи. Рассматривая выигрыш в производительности обнаружения подъема мощности RS, отношение PDSCH EPRE к RS EPRE предпочтительно составляет -1,25 дБ.
[00360]
[00361] 20. Указание границы TTI NR-PBCH
[00362] NR-PBCH TTI соответствует 80 мс, и периодичность по умолчанию набора импульсов SS соответствует 20 мс. Это указывает, что NR-PBCH передается 4 раза в течение NR-PBCH TTI. Когда NR-PBCH повторяется в течение NR-PBCH TTI, необходимо указывать границу NR-PBCH TTI. Например, аналогично LTE PBCH, граница TTI NR-PBCH может указываться скремблирующей последовательностью NR-PBCH.
[00363] Согласно фиг. 24, скремблирующая последовательность NR-PBCH может определяться согласно ID соты и указанию границы TTI. Периодичность набора импульсов SS может иметь множество значений. Поэтому количество индексов для указания границы TTI может изменяться согласно периодичности набора импульсов SS. Например, 4 индекса требуются для периодичности по умолчанию (т.е. 20 мс) и 16 индексов требуются для более короткой периодичности (т.е. 5 мс).
[00364] При этом система NR поддерживает как однолепестковую передачу, так и многолепестковую передачу. Когда множество блоков SS передается с периодичностью набора импульсов SS, индекс блока SS может назначаться каждому из множества блоков SS. Для осуществления рандомизации между блоками SS для межсотовой, необходимо определять скремблирующую последовательность по индексу, связанному с блоком SS. Например, если индекс блока SS выводится из индекса слота и индекса символа OFDM, скремблирующая последовательность NR-PBCH может определяться индексом слота и индексом символа OFDM.
[00365] Если сеть устанавливает такой короткий период, как 5 мс или 10 мс для набора импульсов SS, набор импульсов SS может передаваться больше раз в течение одного и того же времени. В этом случае, UE может иметь неопределенность в отношении границы TTI NR-PBCH, передаваемых с периодичностью по умолчанию. Для указания границы TTI NR-PBCH для периодичности более короткой, чем периодичность по умолчанию, можно рассматривать другую скремблирующую последовательность NR-PBCH для периодичности более короткой, чем периодичность по умолчанию. Например, если предполагается периодичность 5 мс набора импульсов SS, 16 скремблирующих последовательностей применяется к NR-PBCH. Таким образом, преимущество может состоять в том, что оно способно указывать точную границу передачи NR-PBCH в NR-PBCH TTI. Напротив, сложность обнаружения вслепую для декодирования NR-PBCH увеличивается. Для уменьшения сложности декодирования NR-PBCH вслепую, можно рассматривать применение другой последовательности NR-SSS для различения NR-SSS, имеющего периодичность по умолчанию, от NR-SSS дополнительно передаваемого с периодичностью по умолчанию.
[00366]
[00367] 17. Способ указания временного индекса
[00368] Согласно фиг. 25, информация времени включает в себя SFN (номер системного кадра), интервал полукадра и временной индекс блока SS. Информация времени может быть представлена 10 битами для SFN, 1 битом для полукадра и 6 битами для временного индекса блока SS. В этом случае, часть 10 битов для SFN может включаться в содержимое PBCH. NR-DMRS может включать в себя 3 бита из 6 битов для временного индекса блока SS.
[00369] На фиг. 25 описаны варианты осуществления способа указания временного индекса.
[00370] - Способ 1: S2 S1 (скремблирование PBCH)+S0 C0 (содержимое PBCH)
[00371] - Способ 2: S2 S1 S0 (скремблирование PBCH)+C0 (содержимое PBCH)
[00372] - Способ 3: S2 S1 (скремблирование PBCH)+S0 C0 (PBCH DMRS)
[00373] - Способ 4: S2 S1 S0 (скремблирование PBCH)+C0 (PBCH DMRS)
[00374]
[00375] Если указание полукадра пересылается через NR-PBCH DMRS, можно получать дополнительное повышение производительности путем объединения данных PBCH каждые 5 мс. Для этого, как показано в способах 3 и 4, 1 бит для указания полукадра может пересылаться через NR-PBCH DMRS.
[00376] Сравнивая способы 3 и 4, можно видеть, что хотя способ 3 уменьшает счетчик декодирования, способ 3 может приводить к потере производительности PBCH DMRS. Если PBCH DMRS способен пересылать 5 битов, включающие в себя S0, C0, B0, B1, и B2 с высокой производительностью, способ 3 может использоваться в качестве подходящего способа указания хронирования. Если же PBCH DMRS не способен пересылать 5 битов с высокой производительностью, в качестве подходящего способа указания хронирования может использоваться способ 4.
[00377] В частности, 7 старших битов SFN могут включаться в содержимое PBCH, и 2 или 3 младших бита могут пересылаться через скремблирование PBCH. 3 младших бита индекса блока SS включены в PBCH DMRS, и 3 старших бита индекса блока SS могут включаться в содержимое PBCH.
[00378] Кроме того, можно рассматривать способ получения временного индекса блока SS соседней соты. Поскольку декодирование через последовательность DMRS демонстрирует более высокую производительность по сравнению с декодированием через содержимое PBCH, если последовательность DMRS изменяется в течение 5 мс, можно передавать 3 бита индекса блока SS.
[00379] При этом, в диапазоне частот, равном или более узком, чем 6 ГГц, временной индекс блока SS может передаваться только с использованием NR-PBCH DMRS соседней соты. Напротив, в диапазоне частот, равном или более широком, чем 6 ГГц, поскольку 64 индексы блоков SS по отдельности указаны через PBCH-DMRS и содержимое PBCH, UE не требуется осуществлять декодирование на PBCH соседней соты.
[00380] Если же декодирование совместно осуществляется на PBCH-DMRS и содержимом PBCH, это может приводить к дополнительной сложности декодирования NR-PBCH, и производительность декодирования PBCH может снижаться по сравнению со случаем использования только PBCH-DMRS. В результате, может быть трудно осуществлять декодирование на PBCH для приема блока SS соседней соты.
[00381] Можно рассматривать способ, согласно которому обслуживающая сота снабжает UE конфигурацией, связанной с индексом блока SS соседней соты, вместо способа декодирования PBCH соседней соты. Например, обслуживающая сота снабжает UE конфигурацией, связанной с 3 старшими битами индекса блока SS целевой соседней соты, и UE обнаруживает 3 младших бита через PBCH-DMRS. Затем UE способно получать индекс блока SS целевой соседней соты путем объединения 3 старших бита с 3 младшими битами.
[00382]
[00383] 18. Мягкое объединение
[00384] Системе NR необходимо поддерживать разумное мягкое объединение в набор импульсов SS для эффективного использования ресурсов и покрытия PBCH. Поскольку NR-PBCH обновляется каждые 80 мс и набор импульсов SS передается в каждой периодичности по умолчанию 20 мс, мягкое объединение по меньшей мере 4 времен может осуществляться на декодировании NR-PBCH. Если периодичность более короткая, чем периодичность по умолчанию, указывается для набора импульсов SS, больше символов OFDM может использоваться для мягкого объединения для PBCH.
[00385]
[00386] 19. Декодирование PBCH для измерений соседней соты
[00387] Для измерения соседней соты, необходимо определить, осуществляет ли UE декодирование на NR-PBCH соседних сот. Поскольку декодирование соседних сот увеличивает сложность UE, предпочтительно не увеличивать сложность без необходимости. Поэтому необходимо, чтобы UE предполагало, что UE не нужно декодировать NR-PBCH соседней соты, когда UE измеряет соседнюю соту.
[00388] Напротив, если индекс блока SS пересылается посредством сигнала конкретного типа, UE осуществляет обнаружение сигнала и затем может получать индексы блоков SS соседних сот. Таким образом, можно уменьшить сложность UE. При этом, сигнал конкретного типа может соответствовать NR-PBCH DMRS.
[00389]
[00390] 20. Оценивание результата измерения
[00391] Далее объяснен результат измерения производительности согласно размеру полезной нагрузки, схеме передачи и DMRS. В этом случае, предположим, что два символа OFDM, имеющие 24 RB, используются для передачи NR-PBCH. Предположим, что набор импульсов SS (т.е. 10, 20, 40, 80 мс) имеет множество периодов, и кодированный бит передается в течение 80 мс.
[00392]
[00393] (1) Размер полезной нагрузки и ресурса NR-PBCH
[00394] Фиг. 26 обеспечивает результат оценивания согласно размеру полезной нагрузки MIB (например, 64, 80 битов). В этом случае, предположим, что 384 RE и 192 RE для DMRS используются в двух символах OFDM и 24 RB. Предположим, что используется схема передачи на основе единичного антенного порта (т.е. TD-PVS).
[00395] Согласно фиг. 26, NR-PBCH периода 20 мс демонстрирует частоту ошибок 1% в SNR -6 дБ. В случае полезной нагрузки 64 бита, можно видеть, что полезная нагрузка имеет выигрыш 0,8 дБ по сравнению с полезной нагрузкой 80 битов. В частности, если предполагается размер полезной нагрузки между 64 битами и 80 битами, требование к производительности NRR-PBCH (т.е. 1% BLER в SNR -6 дБ) может удовлетворяться с использованием 24 RB и 2 символов OFDM.
[00396]
[00397] (2) Схема передачи
[00398] Фиг. 27 обеспечивает результат оценивания согласно схеме передачи NR-PBCH, например, TD-PVS и FD-PVS. Прекодер зацикливается в каждом подкадре передачи PBCH (например, 20 мс) для TD-PVS и всех количествах N RB (например, N соответствует 6) для FD-PVS. На фиг. 27, мягкое объединение NR-PBCH предполагается во множестве периодов (т.е. 10, 20, 40 и 80 мс) набора импульсов SS.
[00399] Как показано на фиг. 27, схема TD-PVS (переключение вектора предварительного кодирования во временной области) демонстрирует производительность оценки канала более высокую, чем производительность FD-PVS (переключение вектора предварительного кодирования в частотной области). В этом случае, можно видеть, что производительность оценки канала важнее, чем выигрыш от разнесения передачи в зоне очень низкого SNR.
[00400]
[00401] (3) Плотность DMRS
[00402] В зоне низкого SNR, повышение производительности оценки канала является важным элементом для повышения производительности демодуляции. Если же плотность RS NR-PBCH увеличивается, хотя производительность оценки канала повышается, скорость кодирования снижается. Для обеспечения компромисса между производительностью оценки канала и выигрышем в кодировании канала, производительность декодирования сравнивается согласно плотности DMRS. Фиг. 32 демонстрирует плотность DMRS.
[00403] Фиг. 28 (a) демонстрирует случай использования 2 RE на символ для DMRS, фиг. 32 (b) демонстрирует случай использования 4 RE на символ для DMRS, и фиг. 32 (c) демонстрирует случай использования 6 RE на символ для DMRS. Предположим, что настоящее оценивание использует схему передачи на основе единичного порта (т.е. TD-PVS).
[00404] Фиг. 28 демонстрирует вариант осуществления шаблона DMRS для передачи на основе единичного антенного порта. Согласно фиг. 28, хотя позиция DMRS поддерживает одно и тот же расстояние между опорными сигналами в частотной области, плотность RS изменяется. Фиг. 29 демонстрирует результат производительности DMRS согласно плотности опорного сигнала.
[00405] Как показано на фиг. 29, производительность декодирования NR-PBCH, показанная на фиг. 28 (b) демонстрирует высокую производительность оценки канала. В частности, производительность декодирования NR-PBCH выше производительности, показанной на фиг. 28 (a). Напротив, согласно фиг. 28 (c), поскольку результат потери скорости кодирования больше, чем выигрыш повышения производительности оценки канала, производительность, показанная на фиг. 28 (c), ниже производительности на фиг. 28 (b). По вышеупомянутой причине, предпочтительно конструировать плотность RS 4 RE на символ.
[00406]
[00407] (4) Временная позиция DMRS и оценка CFO
[00408] Если система NR поддерживает отдельный DMRS, может осуществлять отслеживание тонкого частотного смещения на NR-PBCH с использованием отдельного DMRS. Поскольку точность оценки частотного смещения зависит от расстояния между символами OFDM, как показано на фиг. 30, можно предположить три типа разнесения символов NR-PBCH.
[00409] Оценка CFO осуществляется в SNR -6 дБ согласно каждому из разнесений символов NR-PBCH, показанному на фиг. 30. Выборка 10% CFO (1,5 кГц) применяется в подкадре. 4 RE на символ используются в качестве независимого RS, и RE включены в символ в котором передается PBCH.
[00410] Фиг. 31 и 32 демонстрируют CDF CFO, оцененного согласно различному разнесению символов NR-PBCH. Как показано на фиг. 31 и 32, 90% UE может оценивать CFO 1,5 кГц в диапазоне ошибки ±200 Гц. Если минимум 2 символа вносится в качестве разнесения символов NR-PBCH, 95% UE может оценивать CFO в диапазоне ошибки ±200 Гц и 90% UE может оценивать CFO в диапазоне ошибки ±100 Гц.
[00411] Смещение фазы вследствие CFO увеличивается по мере увеличения разнесения. Если интервал между символами PBCH больше, производительность оценки CFO повышается. Поэтому, аналогично подавлению шума, можно легко измерять смещение фазы. В случае большого размера среднего окна, можно увеличивать точность оценки CFO.
[00412]
[00413] Далее объяснена производительность обнаружения индекса блока SS согласно количеству гипотез последовательности DMRS, типу модуляции, генерации последовательности и отображению DMRS в RE. В настоящем результате измерения, предположим, что 2 символа OFDM используются для передачи NR-PBCH в 24 RB. Можно рассматривать множественные периоды набора импульсов SS. Множественные периоды могут включать в себя 10 мс, 20 мс и 40 мс.
[00414]
[00415] (5) Количество гипотез DMRS
[00416] Фиг. 33 демонстрирует результат измерения согласно индексу блока SS. В этом случае, 144 RE используются для DMRS в 24 RB и 2 символа OFDM 432 RE используются для информации. Предположим, что длинная последовательность (например, последовательность Голда длиной 31) используется в качестве последовательности DMRS и используется QPSK.
[00417] Согласно фиг. 33, если производительность обнаружения от 3 до 5 битов измеряется два раза путем накопления производительности обнаружения, это демонстрирует частоту ошибок 1% в SNR -6 дБ. В частности, информация от 3 до 5 битов может использоваться как количество гипотез для последовательности DMRS в аспекте производительности обнаружения.
[00418]
[00419] (6) Тип модуляции
[00420] Фиг. 34 и 35 демонстрируют результаты измерения производительности BPSK и QPSK. Настоящий эксперимент осуществляется на основании предположения о том, что гипотеза DMRS соответствует 3 битам и длинная последовательность используется в качестве последовательности DMRS. Уровень мощности TRP помехи равен уровню мощности обслуживающего TRP.
[00421] Согласно фиг. 34 и 35, производительность BPSK аналогично производительности QPSK. В частности, отсутствует значительное различие в отношении измерения производительности независимо от типа модуляции для последовательности DMRS. Однако, согласно фиг. 36, можно видеть, что свойство корреляции изменяется в зависимости от BPSK и QPSK.
[00422] Согласно фиг. 36, BPSK в большей степени распределяется на зону, амплитуда корреляции которой составляет 0,1 по сравнению с QPSK. Поэтому, при рассмотрении многосотового окружения, предпочтительно использовать QPSK в качестве типа модуляции DMRS. В частности, QPSK соответствует типу модуляции, более пригодному для последовательности DMRS в аспекте свойства корреляции.
[00423]
[00424] (7) Генерация последовательности PBCH DMRS
[00425] Фиг. 37-38 демонстрируют результат измерения согласно генерации последовательности DMRS. Последовательность DMRS может генерироваться на основании длинной последовательности полиномиального выражения порядка, большего или равного 30, или короткой последовательности полиномиального выражения порядка, меньшего или равного 8. Предположим, что гипотеза для DMRS соответствует 3 битам, и уровень мощности TRP помехи равен уровню мощности обслуживающего TRP.
[00426] Согласно фиг. 37-38, можно видеть, что производительность обнаружения, сгенерированная на основании короткой последовательности, аналогична производительности обнаружения, сгенерированной на основании длинной последовательности.
[00427]
[00428] (8) Отображение DMRS в RE
[00429] Фиг. 39 демонстрирует результаты измерения производительности согласно способу отображения в RE. В этом случае, предположим, что гипотеза для DMRS соответствует 3 битам, последовательность DMRS основана на длинной последовательности, и уровень мощности TRP помехи равен уровню мощности обслуживающего TRP. Предположим, что существует один-единственный источник помехи.
[00430] Как показано на фиг. 39, если используется переменное отображение в RE, это может приводить к тому, что помеха распределяется случайным образом. В частности, производительность обнаружения переменного отображение в RE выше производительности фиксированного отображения в RE.
[00431] Фиг. 40 демонстрирует результат измерения, когда используется подъем мощности RS. В этом случае, предположим, что передаваемая мощность RE для DMRS превышает передаваемую мощность RE для данных PBCH примерно на 1,76 дБ. Если переменное отображение в RE и подъем мощности DMRS используются совместно, помеха от другой соты снижается. Как показано на фиг. 40, если применяется подъем мощности RS, это может давать выигрыш в производительности 2~3 дБ по сравнению со случаем неприменения подъема мощности RS.
[00432] Напротив, подъем мощности RS может уменьшать передаваемую мощность RE для данных PBCH. Поэтому подъем мощности RS может влиять на производительность PBCH. Фиг. 41-42 демонстрируют результаты измерения производительности PBCH, когда применяется подъем мощности RS, и подъем мощности RS не применяется. В этом случае, предположим, что периодичность набора импульсов SS соответствует 40 мс, и кодированный бит передается в течение 80 мс.
[00433] Если передаваемая мощность RE для данных PBCH уменьшается, может возникать потеря производительности. Однако производительность оценки канала повышается вследствие увеличения мощности RS, таким образом, повышая производительность демодуляции. В частности, как показано на фиг. 41-42, производительность аналогична в обоих случаях. В частности, потеря производительности вследствие уменьшения передаваемой мощности RE для данных PBCH может компенсироваться выигрышем в производительности оценки канала.
[00434]
[00435] В нижеследующей таблице 6 приведены предполагаемые значения параметров, используемых для измерения производительности.
[00436] [Таблица 6]
[00437]
| Параметр | Значение |
| Несущая частота | 4 ГГц |
| Модель канала | CDL_C (значения масштабирования задержки: 100 нс) |
| Разнесение поднесущих | 15 кГц |
| Конфигурация антенны | TRP: (1,1,2) со всенаправленным антенным элементом UE: (1,1,2) со всенаправленным антенным элементом |
| Частотное смещение | 0% и 10% разнесения поднесущих |
| Период по умолчанию | 20 мс |
| Длительность подкадра | 1 мс |
| Символов OFDM в SF | 14 |
| Количество TRP, создающих помеху | 1 |
| Рабочее SNR | -6 дБ |
[00438]
[00439] 21. BWP (часть полосы) для передачи общего канала нисходящей линии связи
[00440] Процедура начального доступа LTE действует в системной полосе, сконфигурированной MIB. PSS/SSS/PBCH выровнен относительно центра системной полосы. Общее пространство поиска задается в системной полосе, системная информация пересылается по PDSCH, назначенному в системной полосе, и процедура RACH для Msg 1/2/3/4 действует в системной полосе.
[00441] При этом, хотя система NR поддерживает операцию в широкополосном CC, очень трудно для реализовать UE, способное осуществлять необходимую операцию во всех широкополосных CC в аспекте стоимости. Поэтому, может быть трудно реализовать UE для плавного осуществления процедуры начального доступа в системной полосе.
[00442] Для решения проблемы, как показано на фиг. 42, NR может задавать BWP для осуществления операции начального доступа. В системе NR, передача блока SS, пересылка системной информации, поисковый вызов и процедура начального доступа для процедуры RACH может осуществляться в BWP, соответствующей каждому UE. По меньшей мере, одна BWP нисходящей линии связи может включать в себя CORESET, имеющий общее пространство поиска на по меньшей мере одной первичной компонентной несущей.
[00443] Поэтому по меньшей мере один из группы, состоящей из RMSI, OSI, поискового вызова и информации управления нисходящей линии связи, связанной с сообщением RACH 2/4, передается в CORESET, имеющем общее пространство поиска. Канал данных нисходящей линии связи, связанный с информацией управления нисходящей линии связи, может назначаться в BWP нисходящей линии связи. UE может предположить, что блок SS подлежит передаче в BWP, соответствующей UE.
[00444] В частности, в NR по меньшей мере одна или более BWP нисходящей линии связи может использоваться для передачи общего канала нисходящей линии связи. В этом случае, сигнал, который можно включать в общий канал нисходящей линии связи, может соответствовать блоку SS, CORESET, имеющему общее пространство поиска и RMSI, OSI, поисковому вызову, PDSCH для сообщения RACH 2/4 и пр.
[00445]
[00446] (1) Нумерология
[00447] В NR, разнесение поднесущих например 15, 30, 60 и 120 кГц используются для передачи данных. Поэтому нумерологию для PDCCH и PDSCH в BWP для общего канала нисходящей линии связи можно выбирать из нумерологий, заданных для передачи данных. Например, в диапазоне частот, равном или более узком, чем 6 ГГц по меньшей мере одно или более разнесений поднесущих можно выбирать из разнесений поднесущих 15 кГц, 30 кГц и 60 кГц. В диапазоне частот в пределах от 6 ГГц до 52, 6 ГГц по меньшей мере одно или более разнесений поднесущих можно выбирать из разнесений поднесущих 60 кГц и 120 кГц.
[00448] Однако, в диапазоне частот, равном или более узком, чем 6 ГГц, разнесение поднесущих 60 кГц уже задано для службы URLLC. Поэтому разнесение поднесущих 60 кГц не подходит для передачи PBCH в диапазоне, частот равном или более узком, чем 6 ГГц. Поэтому, в диапазоне, частот равном или более узком, чем 6 ГГц, можно использовать разнесение поднесущих 15 кГц или 30 кГц для передачи общего канала нисходящей линии связи. В диапазоне частот, равном или более широком, чем 6 ГГц, можно использовать разнесение поднесущих 60 кГц или 120 кГц.
[00449] При этом, система NR поддерживает разнесение поднесущих 15, 30, 120 и 240 кГц для передачи блока SS. Можно предположить, что одно и то же разнесение поднесущих применяется к блоку SS, CORESET, имеющему общее пространство поиска, RMSI, поисковому вызову, и каналу нисходящей линии связи, например, PDSCH для RAR. Поэтому, если применяется предположение, не требуется задавать информацию нумерологии в содержимом PBCH.
[00450] Напротив, может изменяться разнесение поднесущих для канала нисходящей линии связи управления. Например, когда разнесение поднесущих 240 кГц применяется для передачи блока SS в частотном диапазоне, равном или более широком, чем 6 ГГц, поскольку разнесение поднесущих 240 кГц не задано для передачи данных, необходимо изменять разнесение поднесущих для передачи данных. В частности, SCS может изменяться для передачи данных. Изменение SCS может указываться с использованием 1-битового указателя в содержимом PBCH. 1-битовый указатель может рассматриваться как {15, 30 кГц} или {60, 120 кГц} согласно диапазону несущих частот. Указанное разнесение поднесущих можно рассматривать как опорную нумерологию для сетки RB.
[00451]
[00452] (2) Полоса BWP для передачи общего канала нисходящей линии связи
[00453] В системе NR, не требуется, чтобы полоса BWP для общего канала нисходящей линии связи была идентична системной полосе, на которой действует сеть. В частности, полоса BWP может быть уже системной полосы. В частности, полоса должна быть шире минимальной полосы несущей, но уже минимальной полосы UE.
[00454] В частности, в случае BWP для передачи общего канала нисходящей линии связи, можно задавать полосу BWP более широкой, чем полоса блока SS, и равной или более узкий, чем конкретная полоса нисходящей линии связи всех UE, способных работать в каждом диапазоне частот. Например, в диапазоне частот, равном или более узком, чем 6 ГГц, минимальная полоса несущей задается равной 5 МГц, и минимальная полоса UE может предполагаться равной 20 МГц. В этом случае, полосу общего канала нисходящей линии связи можно задавать в диапазоне от 5 МГц до 20 МГц.
[00455]
[00456] (3) Конфигурация полосы
[00457] Фиг. 44 демонстрирует пример конфигурирования полосы.
[00458] UE пытается обнаружить сигнал в полосе блока SS при осуществлении начальной процедуры синхронизации, включающей в себя обнаружение ID соты и декодирование PBCH. Затем UE может непрерывно осуществлять следующую процедуру начального доступа в полосе для общего канала нисходящей линии связи. В частности, UE получает системную информацию, что позволяет ему осуществлять процедуру RACH.
[00459] При этом, указатель, указывающий относительную частотную позицию между полосой для блока SS и полосой для общего канала нисходящей линии связи, можно задавать в содержимом PBCH. Для упрощения указания относительной частотной позиции, полоса для множества блоков SS может соответствовать возможной позиции, которую блок SS имеет в полосе для общего канала нисходящей линии связи.
[00460] Например, предположим, что полоса блока SS соответствует 5 МГц, и полоса общего канала нисходящей линии связи соответствует 20 МГц. В этом случае, чтобы найти блок SS в полосе для общего канала нисходящей линии связи, можно задавать 4 возможные позиции.
[00461]
[00462] 22. Конфигурация CORESET
[00463] (1) Информация CORESET и информация планирования RMSI
[00464] Будет более эффективно, если сеть передает на UE информацию CORESET, включающую в себя информацию планирования RMSI, а не непосредственно указывает информацию планирования на RMSI. В частности, можно указывать информацию, связанную с частотным ресурсом, например, CORESET, полосу для частотной позиции и пр. в содержимом PBCH. Можно дополнительно конфигурировать информацию, связанную с временным ресурсом, например, длительность начального символа OFDM, количество символов OFDM и пр. для гибкого использования сетевого ресурса.
[00465] Сеть может передавать информацию о периоде отслеживания общего пространства поиска, длительности и смещении на UE для уменьшения сложности UE обнаружения.
[00466] При этом, тип передачи и группирование могут быть фиксированными согласно CORESET общего пространства поиска. В этом случае, тип передачи можно определить согласно тому, перемежается ли сигнал передачи.
[00467]
[00468] (2) Количество символов OFDM, включенных в слот
[00469] В отношении количества символов OFDM, включенных в слот или диапазон несущих частот, равный или более узкий, чем 6 ГГц, можно рассматривать два кандидата, например, слот, включающий в себя 7 символов OFDM, и слот, включающий в себя 14 символов OFDM. Если система NR определяет поддерживать два типа слотов для диапазона несущих частот, равного или более узкого, чем 6 ГГц, необходимо задать способ указания типа слот для отображения временного ресурса CORESET, имеющего общее пространство поиска.
[00470]
[00471] (3) Битовый размер содержимого PBCH
[00472] Для указания нумерологии, полосы и информации CORESET в содержимом PBCH, как показано в таблице 8, можно задавать значения 14 битов.
[00473] [Таблица 7]
[00474]
| Подробности | Битовый размер | |
| 6 ГГц | Для 6 ГГц | |
| Опорная нумерология | [1] | [1] |
| Полоса для общего канала DL и позиция блока SS | [3] | [2] |
| # символов OFDM в слоте | [1] | 0 |
| CORESET (частотный ресурс - полоса, местоположение) (временной ресурс - начальный символ OFDM, длительность) (периодичность отслеживания UE, смещение, длительность) |
Около [10] | Около [10] |
| Всего | Около [14] |
[00475] Согласно фиг. 45, устройство 4500 связи включает в себя процессор 4510, память 4520, RF модуль 4530, модуль 4540 отображения и модуль 4550 пользовательского интерфейса (UI).
[00476] Устройство 4500 связи показано имеющим конфигурацию, проиллюстрированную на фиг. 45, для удобства описания. Некоторые модули могут быть добавлены или исключены из устройства 4500 связи. Кроме того, модуль устройства 4500 связи может делиться на большее количество модулей. Процессор 4510 выполнен с возможностью осуществления операций согласно вариантам осуществления настоящего изобретения, описанным выше со ссылкой на чертежи. В частности, более подробно операции процессора 6010 описаны на фиг. 1-44.
[00477] Память 4520 подключена к процессору 4510, и в ней хранятся операционная система (OS), приложения, программные коды, данные и т.д. RF модуль 4530, который подключен к процессору 4510, преобразует с повышением сигнал основной полосы в RF сигнал или преобразует с понижением RF сигнал в сигнал основной полосы. С этой целью, RF модуль 4530 осуществляет цифро-аналоговое преобразование, усиление, фильтрацию и преобразование повышения частоты или осуществляет эти процессы в обратном порядке. Модуль 4540 отображения подключен к процессору 4510 и отображает различные типы информации. Модуль 4540 отображения может быть сконфигурирован, но без ограничения, как известный компонент, например, жидкокристаллический дисплей (LCD), светодиодный (LED) дисплей и дисплей на органических светодиодах (OLED). Модуль 4550 UI подключен к процессору 4510 и может быть сконфигурирован комбинацией известных пользовательских интерфейсов, например, клавишной панели, сенсорного экрана и т.д.
[00478] Вышеописанные варианты осуществления настоящего изобретения являются комбинациями элементов и признаков настоящего изобретения. Элементы или признаки можно рассматривать выборочно, если не указано обратное. Каждый элемент или признак можно осуществлять на практике, не комбинируя его с другими элементами или признаками. Дополнительно, вариант осуществления настоящего изобретения можно построить, комбинируя части элементов и/или признаков. Порядки операций, описанные в вариантах осуществления настоящего изобретения, можно изменять. Некоторые конструкции любого варианта осуществления могут быть включены в другой вариант осуществления и могут быть заменены соответствующими конструкциями другого варианта осуществления. Специалистам в данной области техники очевидно, что пункты, не имеющие прямой ссылки друг на друга в нижеследующей формуле изобретения, могут быть представлены совместно как вариант осуществления настоящего изобретения или включены как новый пункт путем последующего изменения после подачи заявки.
[00479] Конкретная операция, описанная как осуществляемая BS, может осуществляться верхним узком BS. В частности, очевидно, что, в сети, состоящей из множества сетевых узлов, в том числе BS, различные операции, осуществляемые для связи с UE, могут осуществляться на BS или сетевых узлах, отличных от BS. Термин 'BS' можно заменить термином 'стационарная станция', 'узел B', 'усовершенствованный узел B (eNode B или eNB)', 'точка доступа (AP)' и т.д.
[00480] Варианты осуществления настоящего изобретения могут обеспечиваться различными средствами, например, аппаратными, программно-аппаратными, программными или их комбинацией. В аппаратной конфигурации способы согласно иллюстративным вариантам осуществления настоящего изобретения могут обеспечиваться одним или более из специализированных интегральных схем (ASIC), цифровых сигнальных процессоров (DSP), устройств цифровой обработки сигнала (DSPD), программируемых логических устройств (PLDs), вентильных матриц, программируемых пользователем (FPGA), процессоров, контроллеров, микроконтроллеров, микропроцессоров и т.д.
[00481] В программно-аппаратной или программной конфигурации, вариант осуществления настоящего изобретения можно реализовать в форме модуля, процедуры, функции и т.д. Программный код может храниться в блоке памяти и выполняться процессором. Блок памяти располагается внутри или вне процессора и может передавать и принимать данные на и от процессора различными известными средствами.
[00482] Специалистам в данной области техники очевидно, что настоящее изобретение можно практически осуществлять иначе, чем изложено в настоящем документе, не выходя за рамки сущности и важных характеристик настоящего изобретения. Поэтому вышеописанные варианты осуществления следует толковать во всех отношениях как иллюстративные и не ограничительные. Объем изобретения должен определяться нижеследующей формулой изобретения и ее законными эквивалентами, а не вышеприведенным описанием, и все изменения, укладывающиеся в диапазон значений и эквивалентности нижеследующей формулы изобретения, подлежат охвату в настоящем документе.
ПРОМЫШЛЕННОЕ ПРИМЕНЕНИЕ
[00483] Хотя способ приема сигнала синхронизации и соответствующее устройство описаны на примере, применяемом к система NewRAT 5-го поколения, способ и устройство можно применять не только к системе NewRAT 5-го поколения, но и к другим системам беспроводной связи.
1. Способ приема блока сигнала синхронизации и физического широковещательного канала (SS/PBCH), пользовательским оборудованием (UE), работающим в полосе частот выше 6 ГГц в системе беспроводной связи, причем способ содержит этапы, на которых:
принимают системную информацию, включающую в себя первую информацию, относящуюся к одной или более группам SSB, и вторую информацию, относящуюся к одному или более блокам SS/PBCH в каждой из одной или более групп блоков SS/PBCH,
при этом первая информация информирует UE одной или более групп блоков SS/PBCH, в каждой из которых один или более блоков SS/PBCH переданы,
при этом вторая информация информирует UE одного или более переданных блоков SS/PBCH в каждой из одной или более групп блоков SS/PBCH,
при этом вторая информация обычно используется для одной или более групп блоков SS/PBCH, о которых информируется в первой информации,
при этом первая информация представлена в форме битовой карты и длина битовой карты равна 8 битам,
при этом каждый из одного или более переданных блоков SS/PBCH включает в себя первичный сигнал синхронизации (PSS), вторичный сигнал синхронизации (SSS) и сигнал физического широковещательного канала (PBCH); и
принимают блок SS/PBCH на основании первой информации и второй информации.
2. Способ по п. 1, в котором значение 1 в битовой карте указывает, что блоки SS/PBCH переданы.
3. Способ по п. 1, в котором вторая информация представлена в форме битовой карты.
4. Способ по п. 3, в котором значение 0 в битовой карте указывает, что соответствующий блок SS/PBCH не передан, а значение 1 указывает, что соответствующий блок SS/PBCH передан.
5. Способ по п. 1, в котором вторая системная информация содержит количество одного или более переданных блоков SS/PBCH.
6. Способ по п. 1, в котором системная информация принимается в блоке системной информации (SIB).
7. Способ по п. 1, в котором UE предполагает, что случаи приема по PBCH, PSS и SSS находятся в последовательных символах и образуют блок SS/PBCH.
8. Пользовательское оборудование (UE), выполненное с возможностью работы в полосе частот выше 6 ГГц, и приема блока сигнала синхронизации и физического широковещательного канала (SS/PBCH) в системе беспроводной связи, причем UE содержит:
RF модуль, выполненный с возможностью обмена радиосигналами с базовой станцией (BS); и
по меньшей мере один процессор, соединенный с RF модулем и выполненный с возможностью:
принимать системную информацию, включающую в себя первую системную информацию, относящуюся к одной или более группам SSB, и вторую информацию, относящуюся к одному или более блокам SS/PBCH в каждой из одной или более групп блоков SS/PBCH,
при этом первая информация информирует UE одной или более групп блоков SS/PBCH, в каждой из которых один или более блоков SS/PBCH переданы,
при этом вторая информация информирует UE одного или более переданных блоков SS/PBCH в каждой из одной или более групп блоков SS/PBCH,
при этом вторая информация обычно используется для одной или более групп блоков SS/PBCH, о которых информируется в первой информации,
при этом первая информация представлена в форме битовой карты и длина битовой карты равна 8 битам,
при этом каждый из одного или более переданных блоков SS/PBCH включает в себя первичный сигнал синхронизации (PSS), вторичный сигнал синхронизации (SSS) и сигнал физического широковещательного канала (PBCH), и
принимать блок SS/PBCH на основании первой информации и второй информации.
9. UE по п. 8, в котором значение 1 в битовой карте указывает, что блоки SS/PBCH переданы.
10. UE по п. 8, в котором вторая информация представлена в форме битовой карты.
11. UE по п. 10, в котором значение 0 в битовой карте указывает, что соответствующий блок SS/PBCH не передан, а значение 1 указывает, что соответствующий блок SS/PBCH передан.
12. UE по п. 8, в котором вторая системная информация содержит количество одного или более переданных блоков SS/PBCH.
