Способ и устройство преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности
Изобретение относится к радиотехнике, а именно к области формирования и передачи радиосигналов, и может быть использовано для линейного усиления радиосигналов с векторной модуляцией в нелинейных усилителях мощности в условиях необходимости выполнения требований по электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств. Технический результат - осуществление модуляции в широком диапазоне частот несущего колебания, повышение линейности огибающей. Для достижения результата входной сигнал с векторной модуляцией представляют в виде синфазной и квадратурной составляющих сигнала, формируют два фазомодулированных сигнала с постоянной огибающей, осуществляют их нелинейное усиление, объединение и формирование квадратурной обратной связи, при этом задают индекс модуляции фазомодулированных составляющих, формируют управляющие сигналы в результате объединения синфазной и квадратурной составляющих входного сигнала с фазированными сигналами квадратурной обратной связи, формируют функциональные составляющие, являющиеся результатом аппроксимаций функций косинуса и синуса ограниченным количеством членов разложений рядов Тейлора, осуществляют фазовый сдвиг на π/2 между сформированными фазомодулированными сигналами. Устройство содержит схему генерирования сигналов, нелинейные усилители мощности, линейный сумматор, направленный ответвитель, балансные модуляторы, источник высокочастотного сигнала, фазовращатель на π/2, дополнительно введенные формирователь функциональных составляющих и формирователь векторных сигналов, аттенюатор, фазовращатель на π/2, линейный сумматор и линейный вычитатель. 2 н.п. ф-лы, 21 ил.
Изобретение относится к радиотехнике, а именно к области формирования и передачи радиосигналов и может быть использовано для линейного усиления радиосигналов с векторной модуляцией в нелинейных усилителях мощности в условиях необходимости выполнения требований по электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств.
Для заявляемого способа известен аналог способ линеаризации усилителя мощности с векторной обратной связью US 5,105,168 A, номер публикации - US 5105168 A; номер заявки - 07/751,458; дата публикации - 14.04.1992; заявлен-28.08.1991, заключающийся в формировании 2-х фазомодулированных сигналов с постоянной огибающей с помощью генераторов управляемых напряжением (ГУН), используемых в качестве фазовых модуляторов, их нелинейном усилении, объединении и формировании сигнала полярной обратной связи. Детекторы фазы и амплитуды генерируют разность фаз и амплитуд в качестве сигналов ошибки, которые являются функциями абсолютных фазовых и амплитудных ошибок между входом опорного и выходного сигнала. Полученные сигналы ошибки суммируются и вычитаются, образуя управляющие сигналы ГУНов. Недостатки: невозможность осуществлять модуляцию в широком диапазоне частот, недостаточная линейность огибающей.
Возможность дисбаланса ГУН, вследствие наличия управляемых реактивных элементов (варикапов) и частотно-избирательных цепей в тракте управления ГУН, что не позволяет с их помощью, осуществлять фазовую модуляцию без перестройки схемы в широком диапазоне частот несущего колебания, рассинхронизация работы ГУН приводит к недостаточной линейности огибающей и увеличению ширины спектра выходного сигнала.
Для заявляемого способа известен наиболее близкий аналог способ линеаризации усилителя мощности с применением комбинированной аналоговой обратной связи US 5,939,951 A (номер публикации - US 5939951 A; номер заявки - 08/976,950; дата публикации - 17.08.1999; заявлен - 24.10.1997), заключающийся в формировании 2-х фазомодулированных сигналов с постоянной огибающей с помощью ГУН, используемых в качестве фазовых модуляторов, их нелинейном усилении, объединении и формировании квадратурной обратной связи. Сигналы управления для ГУН формируются схемой генерации каналов с учетом квадратурных составляющих входного сигнала и сигнала ошибки, поступающего из петли квадратурной обратной связи. Способ реализуется за счет представления сигнала с векторной модуляцией в виде суммы двух векторов с постоянной огибающей:
s1 = I1{s1} + jQ1{s1},
s2 = I2{s2} + jQ2{s2},
s = I{s} + jQ{s} = s1 + s2.
Тогда синфазная и квадратурная составляющие выходного сигнала:
I=I1{s1}+I2{s2},
Q=Q1{s1}+Q2{s2}.
Управляющие сигналы для ГУН имеют вид:
,
,
где 
и 
- синфазные и квадратурные сигналы ошибки, коэффициент чувствительности 
, g - коэффициент усиления, Амах - амплитуда сигналов с постоянной огибающей, А(t) - амплитуда выходного сигнала.
Недостатки: невозможность осуществлять модуляцию в широком диапазоне частот, недостаточная линейность огибающей.
Возможность дисбаланса ГУН, вследствие наличия управляемых реактивных элементов (варикапов) и частотно-избирательных цепей в тракте управления ГУН, что не позволяет с их помощью, осуществлять фазовую модуляцию без перестройки схемы в широком диапазоне частот несущего колебания, рассинхронизация работы ГУН приводит к недостаточной линейности огибающей и увеличению ширины спектра выходного сигнала.
Технический результат для заявляемого способа: осуществление модуляции в широком диапазоне частот, повышение линейности.
Технический результат в заявляемом способа достигаются за счет того, что входной сигнал с векторной модуляцией представляют в виде синфазной и квадратурной составляющих сигнала, формируют два фазомодулированных сигнала с постоянной огибающей, осуществляют их нелинейное усиление, объединение и формирование квадратурной обратной связи, задают индекс модуляции фазомодулированных составляющих обеспечивающий спектральную эффективность, формируют управляющие сигналы в результате объединения синфазной и квадратурной составляющих входного сигнала с фазированными сигналами квадратурной обратной связи, формируют функциональные составляющие, являющиеся результатом аппроксимаций функций косинуса и синуса ограниченным количеством членов разложений рядов Тейлора, осуществляют соответствующие квадратурные перемножения низкочастотных и высокочастотных составляющих с последующим линейным суммированием результатов перемножения в линейных сумматорах, в результате чего получают фазомодулированные сигналы с постоянной огибающей и осуществляют фазовый сдвиг на π/2 между сформированными сигналами.
В отличие от аналогов, заявляемы способ имеет новые отличительные признаки:
- ГУНы, используемые в качестве фазовых модуляторов, заменяют формирователем функциональных составляющих ФФС и формирователем векторных сигналов ФВС;
- генерируют управляющие синфазный и квадратурный сигналы с амплитудой не более π/4 с учетом квадратурных составляющих входного сигнала и сигналов ошибки, являющиеся входными сигналами для ФФС, что позволяет в дальнейшем сформировать фазомодулированные сигналы с индексом модуляции пропорциональным амплитуде входных сигналов, обеспечить спектральную эффективность выходного сигнала и ограничиться тремя членами разложения ряда Тейлора при построении ФФС;
- модулирующие сигналы формируют в низкочастотной области, транспонируют в область несущих частот с помощью этапов квадратурных перемножений и алгебраических суммирований, фазомодулированные составляющие формируются без использования управляемых реактивных элементов и частотно-избирательных цепей;
- осуществляют сдвиг на π/2 с помощью фазовращателя между сформированными сигналами фазовой модуляции для разделения синфазной и квадратурной составляющих выходного сигнала;
- осуществляют перекрестное сложение и вычитание синфазной и квадратурной демодулированных составляющих для формирования сигналов фазированной квадратурой обратной связи.
Совокупность существенных признаков заявляемого способа обеспечивает достижение технического результата.
Из уровня техники не выявлены технические решения, содержащие признаки, совпадающие с отличительными признаками заявляемого способа, поэтому заявляемый способ отвечает критерию изобретательского уровня.
Наличие отличительных от прототипа существенных признаков позволяет признать заявляемое техническое решение новым.
Возможность осуществления заявляемого способа в промышленности позволяет признать его соответствующим критерию промышленной применимости.
Заявляемый способ поясняются алгоритмом и диаграммами:
- на фиг. 1 иллюстрируется алгоритм способа преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности;
- на фиг. 2 приведены временные диаграммы сигналов на этапах моделирования способа преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности;
- на фиг. 3 приведены спектральные диаграммы на этапах моделирования способа преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности;
- на фиг. 4 приведена векторная диаграмма сложения сигналов.
На фиг. 2 а - к приведены временные формы сигналов на этапах моделирования данного способа: рис. 2 а, соответствует 1-му этапу способа (на рис. 2 а представлен входной сигнал с амплитудно-фазовой модуляцией S(t) и сигнал S’(t) полученные в результате установки индекса фазовой модуляции π/6; рис. 2 б, соответствует 2-му этапу способа (на рис. 2 б представлены квадратурные составляющие входного сигнала i(t) и q(t)); рис. 2 в, соответствует 3-му этапу способа (на рис. 2 в1 представлены функциональные составляющие синфазного сигнала 
, 
и синфазная составляющая входного сигнала i(t), на рис. 2 в2 функциональные составляющие квадратурного сигнала 
, 
) и квадратурная составляющая входного сигнала q(t),; рис. 2 г, соответствует 4-му этапу способа (на рис. 2 г представлены высокочастотные квадратурные составляющие S1(t) и S2(t)); рис. 2 д, соответствует 5-му этапу способа (на рис. 2 д1 представлены результирующие сигналы умножения функциональных составляющих и высокочастотной составляющей 
и 
, на рис. 2 д2 результирующие сигналы умножения функциональных составляющих и высокочастотной составляющей 
и 
); рис. 2 e, соответствует 6-му и 7-му этапу способа (на рис. 2 e представлены сигналы фазовой модуляции с постоянной огибающей 
и 
); рис. 2 ё, соответствует 8-му этапу способа (на рис. 2 ё представлены сигналы фазовой модуляции с постоянной огибающей 
и 
полученные в результате линейного усиления в нелинейных усилителях мощности); рис. 2 ж, соответствует 9-му этапу способа (на рис.2 ж представлен выходной сигнал 
; рис. 2 з, соответствует 10-му этапу способа (на рис. 2 з представлены квадратурные сигналы обратной связи 
и 
; рис. 2 и, соответствует 11-му этапу способа (на рис. 2 и представлены суммарно-разностные квадратурные сигналы обратной связи 
и 
; рис. 2 к, соответствует 12-му этапу способа (на рис. 2 к представлены квадратурные составляющие входного сигнала i(t), q(t) и управляющие сигналы 
, 
.
На фиг. 3 а - д приведены спектры на выходах этапов моделирования способа: рис. 3 а - б соответствуют 3-му этапу способа (на рис. 3 а представлены спектры функциональных составляющих синфазного сигнала и , на рис. 3 б спектры функциональных составляющих квадратурного сигнала и ); рис. 3 в соответствуют 6-му и 8-му этапу способа (на рис. 3 в представлены спектры сигналов фазовой модуляции с постоянной огибающей , , обозначенные синим цветом и сигналы , полученные в результате линейного усиления в нелинейных усилителях мощности, обозначенные красным цветом); рис. 3 г, соответствует 9-му этапу способа (на рис.3 г представлен выходной сигнал , обозначенный синим цветом и выходной сигнал прототипа 
, обозначенный красным цветом).
На фиг. 1 цифрами от 1 до 12 обозначены этапы реализации заявленного способа.
На 1-м этапе для поддержания требуемых значений спектральной эффективности выходного сигнала, входной сигнал с векторной модуляцией линейно ослабляется для установки индекса модуляции фазомодулированных составляющих.
На 2-м этапе сигнал преобразуется в синфазную i(t) и квадратурную q(t) составляющие модулированного колебания:
, (1)
, (2)
. (3)
где E(t), ϕ(t), ω - соответственно огибающая, фаза и несущая частота модулированного сигнала, k - регулировочный коэффициент уровня входного сигнала.
Так как в дальнейшем уровнь входного сигнала будет определять индекс фазовой модуляции 
квадратурных составляющих выходного сигнала зададимся значениями i(t) и q(t) не более π/4, что позволяет сформировать спектрально-эффективный выходной сигнал, а также позволит ограничиться 3 членами разложения ряда Тейлора при построении формирователя составляющих.
На 3-м этапе квадратурные составляющие поступают на вход формирователя составляющих на выходе которых будут сформированы сигналы, описываемые выражениями (5-8):
, (4)
, (5)
, (6)
. (7)
На 4-м этапе ИВС, ФВ2 и ФВ4 формируют высокочастотные квадратурные составляющие, описываемые выражениями (9) и (10):
, (8)
. (9)
На 5-м этапе перемножаются синусные составляющие модулирующего сигнала (5) и (7) с синусоидальной несущей (9), а также косинусные составляющие (4) и (6) с косинусоидальной несущей (8) в БМ3, БМ4, БМ5, БМ6, а на 6-м этапе складываются в ЛС2, ЛС3:
, (10)
, (11)
где A=US - постоянная амплитуда, 
индекс фазовой модуляции, которые определяются мгновенными значениями амплитуды входного сигнала.
На 7-м этапе ФВ3 осуществляет сдвиг на π /2:
. (12)
На 8-м этапе сигналы фазовой модуляции поступают в УМ1 и УМ2. Модель нелинейного усилителя без памяти может быть записана как:
, (13)
где f[A(t)] - нелинейное усиление AM/AM, а g[A(t)] - преобразование AM/PM. Таким образом, постоянное значение амплитуды сигналов 
и 
, позволяет осуществить их линейное усиление в нелинейных усилителях мощности.
(14)
(15)
На 9-м этапе будет получен результирующий сигнал 
после сложения усиленных сигналов фазовой модуляции 
и 
в ЛС1.
Обозначим 
и 
. (16)
Модулированный сигнал может быть выражен графически, как показано на фиг. 4. Вектор с амплитудой Aout(t) и углом 
является суммой двух ортогональных векторов 
и 
, в показательной форме можно записать:
(17)
(18)
(19)
(20)
Из (16) и фиг. 4. видно, что 
и 
связаны с амплитудой и фазой выходного сигнала, как
, (21)
. (22)
НО осуществляет отвод части полезной мощности выходного сигнала, после чего на 10-м этапе БМ1 и БМ2 выделяют синфазную и квадратурную составляющие сигнала обратной связи:
, (23)
, (24)
, (25)
. (26)
Обозначим исходную синфазную компоненту входного сигнала 
(t), выходной сигнал с учетом задержи в тракте обратной связи - 
, коэффициент усиления усилителей 
и 
, а преобразование выходного сигнала в тракте обратной связи с понижением частоты можно рассматривать, как линейное затухание с коэффициентом передачи - 1/
.
, (27)
. (28)
В связи с тем, что выходной сигнал 
имеет сложную структуру, сформированную в результате оптимизации структуры сигнала с векторной модуляцией, квадратурные компоненты обратной связи iout(t) и qout(t) отличны от входных составляющим io(t) и qo(t). При рассмотрении (16) очевидна взаимосвязь Δi(t) и Δq(t) поэтому для восстановления формы сигналов обратной связи на 11-м этапе осуществим перекрестное сложение и вычитание iout(t) и qout(t) в ЛС4 и ЛВ1, тогда на 12-м этапе в результате объединения исходных синфазной и квадратурной составляющих и сигналов обратной связи в СГС уравляющие сигналы примут вид:
, (29)
. (30)
В связи с этим, предлагается способ преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности (фиг.1), сущность которого заключается в представлении входного сигнала с векторной модуляцией в виде синфазной и квадратурной составляющих сигнала, формировании двух фазомодулированных сигналов с постоянной огибающей, осуществлении их нелинейного усиления, объединении и формировании квадратурной обратной связи, установке индекса модуляции фазомодулированных составляющих обеспечивающего спектральную эффективность, формировании управляющих сигналов в результате объединения синфазной и квадратурной составляющих входного сигнала с фазированными сигналами квадратурной обратной связи, формировании функциональных составляющих, являющихся результатом аппроксимаций функций косинуса и синуса ограниченным количеством членов разложений рядов Тейлора, осуществлении соответствующих квадратурных перемножений низкочастотных и высокочастотных составляющих с последующим линейным суммированием результатов перемножения в линейных сумматорах, в результате чего получают фазомодулированные сигналы с постоянной огибающей, осуществлении фазового сдвига на π/2 между сформированными сигналами.
Использование заявляемого способа позволит осуществлять модуляцию в широком диапазоне частот несущего колебания, повысить линейность огибающей.
Для заявляемого устройства известен аналог устройство в патенте US 5,105,168A (номер публикации - US 5105168 A; номер заявки - 07/751,458; дата публикации - 14.04.1992; заявлен - 28.08.1991), содержащее амплитудный АД и фазовый детектор ФД, первые входы которых являются входами устройства, выход АД соединен с первым входом линейного сумматора ЛС1 и инвертирующим входом линейного вычитателя ЛВ1, а выход ФД соединен со вторым входом линейного сумматора ЛС1 и входом линейного вычитателя ЛВ1. Выход ЛС1 последовательно соединен с фильтром нижних частот ФНЧ1, генератором управляемым напряжением ГУН1, нелинейным усилителем мощности УМ1 и первым входом линейного сумматора ЛС1, а выход ЛВ1 последовательно соединен с фильтром нижних частот ФНЧ2, генератором управляемым напряжением ГУН2, нелинейным усилителем мощности УМ2 и вторым входом линейного сумматора ЛС1, выход которого соединен с входом направленного ответвителя сигнала НО. Основной выход НО является выходом устройства, а вторичный выход НО соединен с аттенюатором АТ, выход которого соединен со вторыми входами АД и ФД.
Недостатки: невозможность осуществлять модуляцию в широком диапазоне частот, недостаточная линейность огибающей.
Возможность дисбаланса ГУН, вследствие наличия управляемых реактивных элементов (варикапов) и частотно-избирательных цепей в тракте управления ГУН, что не позволяет с их помощью, осуществлять фазовую модуляцию без перестройки схемы в широком диапазоне частот несущего колебания, рассинхронизация работы ГУН приводит к недостаточной линейности огибающей и увеличению ширины спектра выходного сигнала.
Наиболее близким аналогом (прототип) по своей технической сущности к заявленному устройству является устройство в патенте US 5,939,951 A (номер публикации - US 5939951 A; номер заявки - 08/976,950; дата публикации - 17.08.1999; заявлен - 24.10.1997)), содержащее схему генерирования сигналов СГС, вход которой является входом устройства, первый выход последовательно соединен с генератором управляемым напряжением ГУН1, а второй выход последовательно соединен с генератором управляемым напряжением ГУН2, выходы которых последовательно соединены с входами нелинейных усилителей мощности УМ1 и УМ2; выходы УМ1 и УМ2 соединены с первым и вторым входом линейного сумматора ЛС, выход которого соединен с входом направленного ответвителя сигнала НО; основной выход НО является выходом устройства, а вторичный выход НО соединен с первыми входами балансных модуляторов БМ1 и БМ2, при этом выход источника высокочастотного сигнала ИВС соединен со вторым входом БМ1 и входом фазовращатель на π/2 ФВ1, выход которого соединен со вторым входом БМ2; выходы БМ1 и БМ2 соответственно соединены с вторым и третьим входами СГС. (фиг. 5)
Характерным для устройства-прототипа является то, что в нем сигналы управления для ГУНов формируются СГС с учетом квадратурных составляющих входного сигнала и сигнала ошибки, поступающего из петли квадратурной обратной связи.
Недостатки: невозможность осуществлять модуляцию в широком диапазоне частот, недостаточная линейность огибающей, увеличение ширины спектра выходного сигнала.
Возможность дисбаланса ГУН, вследствие наличия управляемых реактивных элементов (варикапов) и частотно-избирательных цепей в тракте управления ГУН, что не позволяет с их помощью, осуществлять фазовую модуляцию без перестройки схемы в широком диапазоне частот несущего колебания, рассинхронизация работы ГУН приводит к недостаточной линейности огибающей и увеличению ширины спектра выходного сигнала.
Для устранения негативного влияния вносимого ГУН произведем их замену формирователем функциональных составляющих и формирователем векторных сигналов, а также введем дополнительные элементы.
Технический результат заявляемого устройства: осуществление модуляции в широком диапазоне частот, повышение линейности.
Технический результат для заявляемого устройства достигается за счет того, что устройство содержит схему генерирования сигналов СГС, нелинейные усилители мощности УМ1 и УМ2, выходы УМ1 и УМ2 соединены с первым и вторым входом линейного сумматора ЛС1, выход которого соединен с входом направленного ответвителя сигнала НО, основной выход НО является выходом устройства, а вторичный выход НО соединен с первыми входами балансных модуляторов БМ1 и БМ2, при этом выход источника высокочастотного сигнала ИВС соединен со вторым входом БМ1 и входом фазовращатель на π/2 ФВ1, выход которого соединен со вторым входом БМ2, выходы БМ1 и БМ2 соответственно соединены с вторым и третьим входами СГС, дополнительно введены формирователь функциональных составляющих ФФС и формирователь векторных сигналов ФВС, в состав которого входят источник высокочастотного сигнала ИВС, третий, четвертый, пятый и шестой балансные модуляторы БМ3, БМ4, БМ5 и БМ6, второй и третий линейные сумматоры ЛС2 и ЛС3, второй и четвертый фазовращатели на π/2 ФВ2 и ФВ4, при этом выходы СГС последовательно соединены с входами ФФС, первый, второй, третий и четвертый выходы ФСС соединены с первыми входами, соответственно БМ3, БМ4, БМ5 и БМ6, выход ИВС соединен со вторыми входами БМ4, БМ5 и входами ФВ2, ФВ4, выход ФВ2 соединен со вторым входом БМ3, а выход ФВ4 соединен со вторым входом БМ6, выходы БМ3 и БМ4 соединены с первым и вторым входом ЛС2, а выходы БМ5 и БМ6 соединены с первым и вторым входом ЛС3, дополнительно введен аттенюатор АТ, вход которого является входом устройства, а выход соединен с входом СГС, введен фазовращатель на π/2 ФВ3, вход которого соединен с выходом ЛС2, а выход соединен с входом УМ1, введен линейный сумматор ЛС4 первый вход которого соединен с выходом БМ1, второй с выходом БМ2, а выход соединен со вторым входом СГС, введен линейный вычитатель ЛВ1 первый вход которого соединен с выходом БМ2, второй с выходом БМ1, а выход соединен с третьим входом СГС.
Из уровня техники не выявлены технические решения, содержащие признаки, совпадающие с отличительными признаками заявляемого устройства, поэтому заявляемое устройство, отвечает критерию изобретательского уровня.
Наличие отличительных от прототипа существенных признаков позволяет признать заявляемое техническое решение новым.
Возможность осуществления заявляемого устройства в промышленности позволяет признать его соответствующим критерию промышленной применимости.
Заявляемое устройство поясняется структурной схемой:
- на фиг. 6 приведена структурная схема устройства, реализующего заявленный способ.
Сущность устройства заключается в следующем.
Устройство содержит схему генерирования сигналов, первый и второй нелинейные усилители мощности, их выходы соединены с первым и вторым входом линейного сумматора, выход которого соединен с входом направленного ответвителя сигнала, его основной выход является выходом устройства, а вторичный выход соединен с первыми входами балансных модуляторов, при этом выход источника высокочастотного сигнала соединен со вторым входом первого балансного модулятора и входом фазовращателя на π/2, выход которого соединен со вторым входом второго балансного модулятора, выходы балансных модуляторов соответственно соединены со вторым и третьим входами схемы генерирования сигналов, отличающееся тем, что дополнительно введены, формирователь функциональных составляющих и формирователь векторных сигналов, в состав которого входят: источник высокочастотного сигнала, третий, четвертый, пятый и шестой балансные модуляторы, второй и третий линейные сумматоры, второй и четвертый фазовращатели на π/2, при этом выходы схемы генерирования сигналов последовательно соединены с входами формирователя функциональных составляющих, а его первый, второй, третий и четвертый выходы соединены с первыми входами, соответственно, третьего, четвертого, пятого и шестого балансных модуляторов, выход источника высокочастотного сигнала соединен со вторыми входами четвертого, пятого балансных модуляторов и входами второго, четвертого фазовращателя на π /2, выход второго фазовращателя на π/2 соединен со вторым входом третьего балансного модулятора, а выход четвертого фазовращателя на π/2 соединен со вторым входом шестого балансного модулятора, выходы третьего и четвертого балансных модуляторов соединены с первым и вторым входом второго линейного сумматора, а выходы пятого и шестого балансных модуляторов соединены с первым и вторым входом третьего линейного сумматора, причем дополнительно введены аттенюатор, вход которого является входом устройства, а выход соединен с входом схемы генерирования сигналов, третий фазовращатель на π/2, вход которого соединен с выходом второго линейного сумматора, а выход соединен с входом первого усилителя мощности, четвертый линейный сумматор первый вход которого соединен с выходом первого балансного модулятора, второй с выходом второго балансного модулятора, а выход соединен со вторым входом схемы генерирования сигналов, линейный вычитатель первый вход которого соединен с выходом второго балансного модулятора, второй с выходом первого балансного модулятора, а выход соединен с третьим входом схемы генерирования сигналов.
Использование заявляемого устройства позволит осуществлять модуляцию в широком диапазоне частот несущего колебания, повысить линейность огибающей.
1. Способ преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности, отличающийся тем, что входной сигнал с векторной модуляцией представляют в виде синфазной и квадратурной составляющих сигнала, формируют два фазомодулированных сигнала с постоянной огибающей, осуществляют их нелинейное усиление, объединение и формирование квадратурной обратной связи, задают индекс модуляции фазомодулированных составляющих, обеспечивающий спектральную эффективность, формируют управляющие сигналы в результате объединения синфазной и квадратурной составляющих входного сигнала с фазированными сигналами квадратурной обратной связи, формируют функциональные составляющие, являющиеся результатом аппроксимаций функций косинуса и синуса ограниченным количеством членов разложений рядов Тейлора, осуществляют соответствующие квадратурные перемножения низкочастотных и высокочастотных составляющих с последующим линейным суммированием результатов перемножения в линейных сумматорах, в результате чего получают фазомодулированные сигналы с постоянной огибающей и осуществляют фазовый сдвиг на π/2 между сформированными сигналами.
2. Устройство, реализующее способ по п. 1, отличающееся тем, что содержит схему генерирования сигналов, первый и второй нелинейные усилители мощности, их выходы соединены с первым и вторым входом линейного сумматора, выход которого соединен с входом направленного ответвителя сигнала, его основной выход является выходом устройства, а вторичный выход соединен с первыми входами балансных модуляторов, при этом выход источника высокочастотного сигнала соединен со вторым входом первого балансного модулятора и входом фазовращателя на π/2, выход которого соединен со вторым входом второго балансного модулятора, выходы балансных модуляторов соответственно соединены со вторым и третьим входами схемы генерирования сигналов, причем дополнительно введены, формирователь функциональных составляющих и формирователь векторных сигналов, в состав которого входят: источник высокочастотного сигнала, третий, четвертый, пятый и шестой балансные модуляторы, второй и третий линейные сумматоры, второй и четвертый фазовращатели на π/2, при этом выходы схемы генерирования сигналов последовательно соединены с входами формирователя функциональных составляющих, а его первый, второй, третий и четвертый выходы соединены с первыми входами, соответственно, третьего, четвертого, пятого и шестого балансных модуляторов, выход источника высокочастотного сигнала соединен со вторыми входами четвертого, пятого балансных модуляторов и входами второго, четвертого фазовращателя на π/2, выход второго фазовращателя на π/2 соединен со вторым входом третьего балансного модулятора, а выход четвертого фазовращателя на π/2 соединен со вторым входом шестого балансного модулятора, выходы третьего и четвертого балансных модуляторов соединены с первым и вторым входом второго линейного сумматора, а выходы пятого и шестого балансных модуляторов соединены с первым и вторым входом третьего линейного сумматора, причем дополнительно введены аттенюатор, вход которого является входом устройства, а выход соединен с входом схемы генерирования сигналов, третий фазовращатель на π/2, вход которого соединен с выходом второго линейного сумматора, а выход соединен с входом первого усилителя мощности, четвертый линейный сумматор первый вход которого соединен с выходом первого балансного модулятора, второй с выходом второго балансного модулятора, а выход соединен со вторым входом схемы генерирования сигналов, линейный вычитатель, первый вход которого соединен с выходом второго балансного модулятора, второй с выходом первого балансного модулятора, а выход соединен с третьим входом схемы генерирования сигналов.
