Способ управления импульсным стабилизатором напряжения

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано для управления импульсными стабилизаторами постоянного напряжения повышающе-понижающего типа с широтно-импульсной модуляцией. При этом обеспечиваются малые амплитуда и длительность переходных процессов и астатизм выходного напряжения. На каждом периоде Т работы стабилизатора в окрестности моментов времени t₀ - t₃ производят переключение управляемых электронных ключей. Момент времени t₀ совпадает с началом периода Т, а момент времени t₁ формируется по принципу широтно-импульсной модуляции в функции интеграла сигнала рассогласования по выходному напряжению и динамической составляющей выходного напряжения U_вых стабилизатора. Моменты времени t₂ и t₃ зависят от момента времени t₁, индуктивности дросселя L, входного U_вх и выходного U_вых напряжений стабилизатора, момента времени t_к, в который ток дросселя принимает отрицательное значение, некоторых отрицательного тока I₀ дросселя и коэффициента K_px и вычисляются по формулам:

t₂ = (K_pxТ - t₁) U_ВЫХ/U_ВХ = t₃ = t_к - LI₀/U_вых. 9 ил.

 

Изобретение относится к области электротехники, в частности к преобразовательной технике, и может быть использовано для управления импульсными стабилизаторами постоянного напряжения (ИСН) с силовой цепью, позволяющей обеспечить стабильность выходного напряжения при входном напряжении, как больше, так и меньше выходного, в которых применяется дискретная обработка информационных сигналов и достигается малые длительность переходных процессов и статическая ошибка стабилизации выходного напряжения.

Известен [1] способ управления импульсным преобразователем напряжения, силовая цепь которого выполнена в виде первой пары из соединенных последовательно первого и второго транзисторов MOSFET типа и подключенных стоком первого транзистора ко входу, а истоком второго транзистора к общему проводу преобразователя, второй пары из соединенных последовательно третьего и четвертого транзисторов MOSFET типа и подключенных стоком третьего транзистора к выходу, а истоком четвертого транзистора к общему проводу преобразователя, дросселя L с индуктивностью L, включенного между точкой соединения истока первого и стока второго транзисторов MOSFET типа и точкой соединения истока третьего и стока четвертого транзисторов MOSFET типа, конденсатора С с емкостью С, подключенного между выходом и общим проводом преобразователя, заключающийся в том, что измеряют напряжения U_вых на выходе и U_вх на входе преобразователя. Далее посредством устройства управления обеспечивают работу всех транзисторов в ключевом режиме, причем на каждом периоде преобразования задают четыре момента коммутации транзисторов t₀, t₁, t₂ и t₃. В момент времени t₀, совпадающий с началом периода преобразования Т, производят выключение второго транзистора и с задержкой на малое время t_зад<<T, производят включение первого транзистора, в момент времени t₁, производят выключение четвертого транзистора и, с задержкой на малое время t_зад<<T, производят включение третьего транзистора, в момент времени t₂, производят выключение первого транзистора и, с задержкой на малое время t_зад<<T, производят включение второго транзистора, в момент времени t₃ производят выключение третьего транзистора и, с задержкой на малое время t_зад<<T, производят включение четвертого транзистора. Моменты времени t₀ приравнивается к началу каждого m-того периода преобразования, а моменты времени t₁, t₂ и t₃ заранее вычисляются по математическим выражениям [1] с учетом индуктивности L дросселя L преобразователя и принятого периода преобразования Т. Вычисления моментов времени t₀, t₁, t₂ и t₃ производят для различных значений напряжений U_вых на выходе и U_вх на входе преобразователя, и мощности Р_вх, потребляемой преобразователем со стороны входа, причем для вычислений различные значения напряжений U_вых, U_вх и мощности Р_вх выбирают с некоторым шагом из всего рабочего диапазона их изменений. Результаты вычисления моментов времени t₁, t₂ и t₃ заносят в систему таблиц, названную в [1] 3-D справочной таблицей. Для значений напряжений U_вых, U_вх и мощности Р_вх, отличающихся от занесенных в 3-D справочную таблицу с использованием линейной интерполяции вычисляются промежуточные значения моментов времени t₁, t₂ и t₃.

Этот преобразователь разработан для применения в составе системы электропитания электромобиля [1]. Его достоинством является высокий КПД, превышающий 98%, возможность работы в режимах понижения и повышения напряжения на выходе относительно входного напряжения и возможность реверса потока энергии в режиме рекуперации энергии при торможении автомобиля. Высокий КПД преобразователя достигается за счет переключения транзисторов преобразователя при близких к нулю напряжениях между стоком и истоком. Для достижения высокого КПД преобразования согласно алгоритма работы, описанного в [1], в дросселе L к моменту времени t0 обеспечивается некоторый ток , где С_си.сум - емкость, равная сумме паразитных емкостей сток исток первой пары транзисторов, если напряжение U_вых > U_вх, или второй пары транзисторов, если напряжение U_вх > U_вых. Этот ток I₀ имеет направление, противоположное тому, при котором происходит передача энергии со входа преобразователя на его выход. Переключение транзисторов при напряжении, близком к нулю, объясняется тем, что при выключении второго транзистора первой пары близкое к нулю напряжение между его стоком и истоком обеспечивается разряженной паразитной емкостью сток исток второго транзистора [1]. В течение малого времени t_зад<<T, на которое задерживается включение первого транзистора, происходит разряд паразитной емкости сток исток первого транзистора и заряд до напряжения U_вх паразитной емкости сток исток второго транзистора, затем происходит смена знака напряжения на паразитной емкости сток исток первого транзистора с последующим отпиранием антипараллельного диода, который, согласно схеме замещения транзисторов MOSFET типа, включен между его стоком и истоком. Этот антипараллельный диод, находящийся в проводящем состоянии, обеспечивает в момент включения первого транзистора близкое к нулю напряжение между его стоком и истоком. Аналогичным образом за счет перезаряда паразитных емкостей сток исток остальных транзисторов током дросселя и, в дальнейшем, за счет перехода в проводящие состояния антипараллельных диодов обеспечивается включение транзисторов при близком к нулю напряжении. Длительность малого времени задержки tзад выбирается из условия полного перезаряда паразитной емкости сток исток первого транзистора и перехода его антипараллельного диода в проводящее состояние при начальном токе I₀ дросселя L. Длительность малого времени задержки в окрестности моментов времени t₁ и t₂ из-за большей абсолютной величины тока дросселя L может быть уменьшена.

При работе этого преобразователя в составе системы электропитания автомобиля для каждого нового желаемого значения мощности на выходе преобразователя, с учетом КПД преобразователя производится расчет входной мощности и с учетом текущих значений напряжений U_вых и U_вх из 3-D справочной таблицы выбираются значения моментов времени t₁, t₂ и t₃.

Недостаток рассмотренного способа управления преобразователем состоит в том, что он не позволяет обеспечить малую статическую ошибку стабилизации выходного напряжения и малую длительность переходных процессов стабилизации выходного напряжения при изменении сопротивления нагрузки по причине отсутствия обратной связи по напряжению.

В качестве прототипа выбран способ управления [2] импульсным стабилизатором напряжения, выполненным в виде дросселя L и диода, включенных последовательно между входом и выходом стабилизатора, управляемого электрического ключа (УЭК), включенного между общим проводом стабилизатора и точкой соединения дросселя и диода, конденсатора с емкостью С, включенного между выходом и общим проводом стабилизатора, и подключенным к первичному источнику, обладающему свойствами источника тока и силой тока I_ПИ, заключающийся в том, что измеряют напряжение U_ВЫХ на выходе стабилизатора, формируют сигнал рассогласования по напряжению, вычитая эталонное напряжение из напряжения на выходе стабилизатора, получают первый сигнал, умножая сигнал рассогласования по напряжению на коэффициент K_P<<K_X, интегрируют первый сигнал, при этом ограничивая, путем прерывания интегрирования, диапазон изменения интеграла по значениям его максимальных отклонений в динамических режимах, не приводящих к прерыванию модуляции, формируют результирующий сигнал, суммируя третий и четвертый сигналы, результирующим сигналом формируют импульсы управления УЭК по принципу широтно-импульсной модуляции с блокировкой модулятора в момент формирования модулируемого фронта импульса. При этом дополнительно из выходного напряжения U_ВЫХ выделяют динамическую составляющую U_ВЫХ.Д посредством частотной коррекции выходного напряжения U_ВЫХ реальным дифференцирующим звеном с передаточной функцией W(p) = T₁p/(T₁p + 1), где Т₁>>Т, получают второй и третий сигналы, запоминая в моменты времени mТ, где m = 1, 2, 3, соответственно, значения интеграла первого сигнала и значения динамической составляющей U_ВЫХ.Д выходного сигнала, получают четвертый сигнал, умножая третий сигнал на коэффициент , где U_А - амплитудное значение линейно нарастающий сигнала. При положительных значениях результирующего сигнала в моменты времени mТ производят включение управляемого силового ключа, а в моменты равенства результирующего сигнала и линейно нарастающего сигнала производят выключение УЭК, причем линейно нарастающий сигнал равен нулю в момент времени mТ и увеличивается линейно до значения U_A в момент времени mТ + τ, где τ меньше периода Т на бесконечно малую величину, а коэффициент K_X = 4K_ОПТ/(2r_CC + Т), где r_C - внутреннее активное сопротивление конденсатора.

Этот способ позволяет обеспечить в ИСН малую длительность переходных процессов в динамических режимах работы и малую величину статической ошибки стабилизации выходного напряжения.

Однако он непосредственно не может быть использован для обеспечения стабилизации напряжения на выходе импульсного преобразователя, обладающего высоким КПД, возможностью работы в режиме понижения и повышения напряжения, силовая цепь которого описана в [1] по причине существенной разницы устройства силовых цепей и процессов в них.

В основу изобретения положена задача разработки способа управления импульсным стабилизатором напряжения, силовая цепь которого выполненная по схеме, приведенной в [1], имеет высокий КПД и может работать в режимах повышения и понижения напряжения. Применение этого способа управления должно обеспечивать малую длительность переходных процессов стабилизации выходного напряжения при возмущающих воздействиях со стороны нагрузки и малую статическую ошибку стабилизации выходного напряжения.

Поставленная задача решается тем, что в способе управления испульсным стабилизатором напряжения, который выполнен в виде первой пары соединенных последовательно первого и второго УЭК и подключенных между входом и общим проводом импульсного стабилизатора напряжения, причем параллельно каждому из управляемых электрических ключей первой пары подключен диод, в той полярности, которая обеспечивает его непроводящее состояние под действием напряжения на входе импульсного стабилизатора напряжения, второй пары соединенных последовательно третьего и четвертого УЭК и подключенных между входом и общим проводом импульсного стабилизатора напряжения, причем параллельно каждому из управляемых электрических ключей второй пары подключен диод, в той полярности, которая обеспечивает его непроводящее состояние под действием напряжения на выходе импульсного стабилизатора напряжения, дросселя L с индуктивностью L (Гн), включенного между точкой соединения первого и второго УЭК и точкой соединения третьего и четвертого УЭК, конденсатора С с емкостью С (Ф), подключенного между выходом и общим проводом импульсного стабилизатора напряжения, заключающегося в том, что измеряют напряжение U_ВЫХ (В) на выходе стабилизатора, формируют сигнал рассогласования по напряжению, вычитая эталонное напряжение из напряжения на выходе стабилизатора, получают первый сигнал, умножая сигнал рассогласования по напряжению на коэффициент K_P, интегрируют первый сигнал, из выходного напряжения U_ВЫХ выделяют динамическую составляющую U_ВЫХ.Д посредством частотной коррекции выходного напряжения U_ВЫХ реальным дифференцирующим звеном с передаточной функцией W(p) = T₁p/(T₁p + 1), где Т₁ - постоянная времени (с), причем T₁>>T, р - оператор Лапласа, а Т - период преобразования (с), получают второй и третий сигналы, запоминая в моменты времени mТ, где m = 1, 2, 3,…, соответственно, значения интеграла первого сигнала и значения динамической составляющей U_ВЫХ.Д выходного сигнала, получают четвертый сигнал, умножая третий сигнал на коэффициент K_ОПТ, формируют результирующий сигнал, суммируя второй и четвертый сигналы, при положительных значениях результирующего сигнала самим результирующим сигналом по принципу широтно-импульсной модуляции формируют импульсы U_ШИМ управления, причем на каждом m-том периоде преобразования передний фронт импульса управления соответствует началу периода преобразования и моменту времени t₀ = 0, а задний - моменту времени t₁, в который наступает равенство результирующего сигнала и опорного пилообразного напряжения, дополнительно для каждого из управляемых электрических ключей формируют сигналы управления, причем на каждом m-том периоде преобразования по переднему фронту импульса U_ШИМ управления производят выключение второго УЭК и, с задержкой на время t_3.1<<T, включение первого УЭК, по заднему фронту импульса U_ШИМ управления производят выключение четвертого УЭК и, с задержкой на время t_З.2<<T, включение третьего УЭК, измеряют напряжение U_ВХ на входе стабилизатора, вычисляют момент времени t₂ по выражению 1: t₂ = (K_pxТ - t₁)U_ВЫХ/U_ВХ, где Kpx<1 - некоторый коэффициент, численно равный части периода Т, в течение которой ток дросселя больше обратного тока I₀ дросселя (А), обратный ток I₀ дросселя - некоторый ток дросселя, имеющий направление, противоположное тому, при котором происходит передача энергии со входа на выход стабилизатора и имеющий величину достаточную для переключения первого УЭК при нуле напряжения, в момент времени t₂ производят выключение второго УЭК и, с задержкой на время t_З.3<<T, включение первого УЭК, определяют момент времени t_К, в который ток i_L дросселя L меняет свое направление, вычисляют момент времени t₃ по выражению 2: t₃ = t_К - L I₀/U_ВЫХ и в момент времени t₃ производят выключение третьего УЭК и, с задержкой на время t_З.4<<T, включение четвертого УЭК.

На фиг. 1 приведена схема силовой цепи преобразователя, выбранного в качестве аналога [1]. На фиг. 2 приведена функциональная схема ИСН с устройством управления, обеспечивающим реализацию предложенного способа управления. На фиг. 3 приведены временные диаграммы тока дросселя ИСН и сигналов управления УЭК стабилизатора напряжения. На фиг. 4 приведены временные диаграммы напряжений и токов элементов силовой цепи ИСН и тока нагрузки, полученные при моделировании на ЦВМ процессов в ИСН с предложенным способом управления при ступенчатом изменении тока нагрузки. На фиг. 5 приведены временные диаграммы напряжений и токов элементов силовой цепи ИСН и тока нагрузки, полученные при экспериментальных исследованиях физического макета ИСН с предложенным способом управления при ступенчатом изменении тока нагрузки.

В состав силовой цепи преобразователя, выбранного в качестве аналога (фиг. 1) входит силовая цепь, содержащая первый 1, второй 2, третий 3 и четвертый 4 транзисторы MOSFET типа, первый 5, второй 6 третий 7 и четвертый 8 антипараллельные диоды, выходной конденсатор 9, дроссель 10, вход 11, выход 12, общий провод 13. При этом первый 1 и второй 2 транзисторы MOSFET типа соединены последовательно и подключены стоком первого транзистора ко входу 11, а истоком второго транзистора к общему проводу 13 преобразователя, третий 3 и четвертый 4 транзисторы MOSFET типа соединены последовательно и подключены стоком третьего 3 транзистора к выходу 12, а истоком четвертого транзистора к общему проводу 13, дроссель 10 включен между точкой соединения истока первого 1 и стока второго 2 транзисторов MOSFET типа и точкой соединения истока третьего 3 и стока четвертого 4 транзисторов MOSFET типа, выходной конденсатор 9 подключен между выходом 12 и общим проводом 13 преобразователя. Антипараллельный диод 5 подключен катодом ко входу 11, а анодом к точке соединения первого 1 и второго 2 транзисторов MOSFET типа, антипараллельный диод 6 подключен катодом к точке соединения первого 1 и второго 2 транзисторов MOSFET типа, а анодом к общему проводу 13, третий 7 антипараллельный диод подключен катодом ко выходу 12, а анодом к точке соединения третьего 3 и четвертого 4 транзисторов MOSFET типа, четвертый 8 антипараллельный диод подключен катодом к точке соединения третьего 3 и четвертого 4 транзисторов MOSFET типа, а анодом к общему проводу 13 преобразователя.

Приведенная схема силовой цепи преобразователя, выбранного в качестве аналога (фиг. 1) необходима для понимания процессов преобразования энергии, и в частности процессов при переключении транзисторов при нуле напряжения, которые рассмотрены ранее при описании аналога.

В состав ИСН (фиг. 2) с устройством управления (УУ), обеспечивающим реализацию предложенного способа управления, входит силовая цепь, содержащая первый 1, второй 2 третий 3 и четвертый 4 управляемые электрические ключи, диоды 5-8, выходной конденсатор 9, дроссель 10, вход 11, выход 12, общий провод 13, первый 14, второй 15, третий 16 и четвертый 17 коммутирующие конденсаторы 14 - 17. В состав УУ входит дифференцирующая цепь 18, источник эталонного напряжения 19, сумматор 20, усилитель 21 с коэффициентом передачи K_p, интегратор 22, первое 23, второе 24, третье 25 и четвертое 26 устройства выборки и хранения (УВХ), вычислительное устройство (ВУ) 27 с пятью входами и пятью выходами, компаратор 28, диод 29 и резистор 30.

При этом первый 1 и второй 2 УЭК силовыми выводами соединены последовательно и подключены между входом 11 и общим проводом 13 ИСН, третьий 3 и четвертый 4 УЭК силовыми выводами соединены последовательно и подключены между выходом 12, и общим проводом 13 ИСН, дроссель 10 включен между точкой соединения первого 1 и второго 2 УЭК и точкой соединения третьего 3 и четвертого 4 УЭК, выходной конденсатор 9 подключен между выходом 12 и общим проводом 13 ИСН. Диод 5 подключен катодом ко входу 11, а анодом к точке соединения первого 1 и второго 2 УЭК, диод 6 подключен катодом к точке соединения первого 1 и второго 2 УЭК, а анодом к общему проводу 13 ИСН, диод 7 подключен катодом ко выходу 12, а анодом к точке соединения третьего 3 и четвертого 4 УЭК, диод 8 подключен катодом к точке соединения третьего 3 и четвертого 4 УЭК, а анодом к общему проводу 13 ИСН. Каждый из коммутирующих конденсаторов 14 - 17 по отдельности подключен, соответственно, к параллельно диодам 5-8.

Дифференцирующая цепь 18 своим входом подключена к выходу 12 ИСН, а выходом - к информационному входу первого УВХ 23, сумматор 20 подключен первым входом к выходу 12 ИСН, вторым вычитающим входом -к источнику эталонного напряжения 19, а выходом - ко входу усилителя 21. Интегратор 22 входом подключен к выходу усилителя 21, а выходом - к информационному входу второго УВХ 24. Компаратор 28 подключен неинвертирующим входом к общему проводу 13 ИСН, а инвертирующим входом - к аноду диода 29 и первому выводу резистора 30. Катод диода 29 соединен с общим проводом 13 ИСН, а второй вывод резистора 30 - с точкой соединения УЭК 1 и 2. ВУ 27 подключено первым, вторым, третьим, четвертым и пятым входами соответственно к выходам первого 23, второго 24, третьего 25 четвертого 26 УВХ и выходу компаратора 28. ВУ 27 своими первым - четвертым выходами соединено, соответственно, с управляющими входами первого 1 - четвертого 4 УЭК, а пятым выходом ВУ 27 подключено к управляющим входам первого 23, второго 24, третьего 25 четвертого 26 УВХ. Информационный вход третьего 25 УВХ подключен ко входу ИСН, а информационный вход четвертого 26 УВХ подключен ко выходу ИСН.

Для осуществления предлагаемого способа управления, в ИСН, выполненном согласно функциональной схеме (фиг. 2) измеряют напряжение U_ВХ на входе 11 и напряжение U_ВЫХ на выходе 12 стабилизатора, формируют сигнал рассогласования по напряжению, вычитая посредством сумматора 20 неизменное эталонное напряжение U0, задаваемое источником эталонного напряжения 19. Выходной сигнал сумматора 20 - сигнал рассогласования по напряжению, усиливают в K_p раз посредством усилителя 21, далее интегрируют интегратором 22 и полученный интеграл усиленного сигнала рассогласования подают на информационный вход второго УВХ 24. Напряжение U_ВЫХ на выходе 12 стабилизатора подают на вход реального дифференцирующего звена с передаточной функцией W(p) = T₁p/(T₁p+1), где T₁>>T, а Т - период преобразования стабилизатора и получают на его выходе динамическую составляющую U_ВЫХ.Д выходного напряжения, которая далее поступает на информационный вход первого УВХ 23. На информационные входы третьего 25 и четвертого 26 УВХ поступают, соответственно входное U_ВХ выходное U_ВЫХ напряжения ИСН.

Вычислительное устройство 27 на основании информации, полученной по своим 1-5 входам, формирует на своих 1 - 4 выходах сигналы управления ИСН. ВУ 27 на своем выходе 5 формирует короткие импульсы с периодом Т и длительностью t_И<<T, поступающие на управляющие входы первого 23 и второго 24 УВХ. Задний фронт этого короткого импульса соответствует моменту времени t0, совпадающему с началом очередного m-того периода преобразования в ИСН. По заднему фронту короткого импульса первое 23, второе 24, третье 25 и четвертое 26 УВХ осуществляют запоминание сигналов, поступающих на их информационные входы. Таким образом в начале каждого m-того периода Т преобразования первое УВХ 23 запоминает значение динамической составляющей U_ВЫХ.Д выходного напряжения, а второе УВХ 24 - интеграл усиленного в K_P раз сигнала рассогласования по напряжению, третье УВХ 25 - входное U_ВХ, а четвертое УВХ 26 - выходное U_ВЫХ напряжения ИСН. Сигналы с выходов первого 23, второго 24, третьего 25 четвертого 26 УВХ поступают, соответственно, на первый, второй, третий и четвертый второй входы ВУ 27 и оцифровываются ВУ 27. Далее в ВУ 27 полученное цифровое значение сигнала, поступающего на первый вход, умножается на коэффициент K_ОПТ, полученный результат суммируется с полученным цифровым значением сигнала, поступающего на собственный второй вход, а результатом суммирования цифровых сигналов формируют, по принципу широтно-импульсной модуляции, импульсный сигнал U_ШИМ, У которого передний фронт совпадает с моментом времени t₀, а задний фронт - совпадает с моментом времени t₁, в который происходит равенство, результата суммирования цифровых сигналов и постепенно возрастающего, в течение периода Т, цифрового сигнала, в момент времени t₀ начинающего свой рост от нулевого значения.

На фиг. 3 приведены временные диаграммы тока дросселя и сигналов управления УЭК импульсного стабилизатора напряжения, поясняющие рассматриваемые процессы. Момент времени t₀ совпадает с началом очередного m-того периода преобразования в ИСН. На интервале времени, непосредственно предшествующем моменту времени t₀ в проводящем состоянии находятся УЭК 2 и 4. Ток i_L дросселя L имеет направление, противоположное указанному стрелкой на фиг. 2, т.е. является отрицательным и замыкается по контуру - УЭК2, общий провод 13, УЭК 4 и дроссель 10. В момент времени t₀ ВУ25 формирует на своем выходе 2 задний фронт сигнала U_y.2, что переводит УЭК 2 в непроводящее состояние. После момента времени t₀, ток i_L дросселя L, не изменяя направление, начинает заряжать конденсатор 15 и разряжать конденсатор 14. При этом энергия, накопленная в дросселе, расходуется, его ток уменьшается. Спустя некоторое время напряжение на конденсаторе 15 изменяет свой знак, что приводит к переходу диода 5 в проводящее состояние. Далее, спустя некоторое время t_З.1<<T относительно момента времени t₀ ВУ 27 на своем выходе 1 формирует передний фронт сигнала управления U_y.1, что переводит УЭК 1 в проводящее состояние. Поскольку переход УЭК 1 в проводящее состояние происходит при напряжении, равном напряжению на диоде в проводящем состоянии, то динамические потери энергии на УЭК 1 минимальны. Далее спустя некоторое малое время t_a - t₀, ток i_L дросселя 10, изменяет свое направление и начинает возрастать, проходя по цепи: вход 11, УЭК 1, дроссель 10, УЭК 4, общий провод 13. В момент времени t₁, совпадающий с задним фронтом импульсного сигнала U_ШИМ, сформированного по принципу широтно-импульсной модуляции, ВУ27 формирует на своем выходе 4 задний фронт сигнала U_y.4, что переводит УЭК 4 в непроводящее состояние. С задержкой некоторое время t_З.2<<T, ВУ 27 на своем выходе 3 формирует передний фронт сигнала управления U_y.3, что переводит УЭК 3 в проводящее состояние. Задержка включения УЭК 3 на время t_З.2 относительно момента времени t₁ обеспечивает его переход в проводящее состояние при близком к нулю напряжении. Интервал времени t_З.2 должен иметь длительность, достаточную для смены полярности напряжения на конденсаторе 16 и перехода диода 7 в проводящее состояние. После наступления момента времени t₁ ток i_L дросселя 10, проходит по цепи: вход 11, УЭК 1, дроссель 10, УЭК 3, выход 12, замыкаясь через нагрузку и общий провод 13. Если напряжение на выходе 12 больше напряжения на входе 11, то ток i_L дросселя 10 уменьшается (см. фиг. 3), а если напряжение на выходе 12 меньше напряжения на входе 11, то ток i_L дросселя 10 увеличивается.

ВУ 27 по выражению t₂ = (K_pxT - t₁)U_ВЫХ/U_ВХ, где K_px<1 - некоторый коэффициент, численно равный части периода Т, в течение которой ток i_L дросселя 10 больше обратного тока I₀ [1], вычисляет момент времени t₂. В момент времени t₂ ВУ27 формирует на своем выходе 1 задний фронт сигнала U_y.1, что переводит УЭК 1 в непроводящее состояние. С задержкой некоторое время t_З.3<<T, ВУ 27 на своем выходе 2 формирует передний фронт сигнала управления U_y.2, что переводит УЭК 2 в проводящее состояние. Задержка включения УЭК 2 на время t_З.3 относительно момента времени t₂ обеспечивает его переход в проводящее состояние при близком к нулю напряжении. Интервал времени t_З.3 должен иметь длительность достаточную для смены полярности напряжения на конденсаторе 15 и перехода диода 6 в проводящее состояние. После наступления момента времени t₂ ток i_L дросселя 10, проходит по цепи: общий провод 13, УЭК 2, дроссель 10, УЭК 3, выход 12, замыкаясь через нагрузку на общий провод 13. При этом расходуется энергия, накопленная в дросселе 10, и его ток уменьшается.

В момент времени tК (фиг. 3) ток i_L дросселя 10 изменяет свое направление на противоположное, т.е. становится отрицательным. При этом изменяется полярность напряжения на УЭК 2, происходит переключение компаратора 26 и с выхода компаратора 26 на собственный вход 1 ВУ 27 поступает сигнал. ВУ 27 по выражению: t₃ = t_К - LI₀/U_ВЫХ, где I₀<0, производит вычисление момента времени t₃. Обратный ток I₀ дросселя I₀ -это некоторый ток дросселя, имеющий направление, противоположное тому, при котором происходит передача энергии со входа на выход стабилизатора и имеющий величину достаточную для переключения транзисторов при нуле напряжения.

В [1] показано, что момент времени t₃ можно принять равным K_pxТ, принятым в выражении для расчета t2 и не вычислять его в процессе работы ИСН. Однако в этом случае, по ряду причин, а именно погрешности вычисления момента времени t₂, изменению величины индуктивности L дросселя 10 в зависимости от величины его тока, деградационных изменений параметров элементов ИСН возможно возрастающее, от периода к периоду работы ИСН, отклонение величины обратного ток I₀ от желаемого значения. При недостаточной абсолютной величине обратного ток I₀ это приведет к прекращению включения УЭК 1 при напряжении, близком к нулю или к снижению КПД ИСН по причине чрезмерно большой абсолютной величины обратного ток I₀. Поэтому предложено на каждом периоде вычислять момент времени t₃ по выражению: t₃ = t_К - L I₀/U_ВЫХ. В этом случае ошибка формирования желаемой величины тока к моменту времени t3 не будет накапливаться.

В момент времени t₃ ВУ27 формирует на своем выходе 3 задний фронт сигнала U_y.3, что приводит к выключению УЭК 3. С задержкой некоторое время t_З.4<<T, ВУ 27 на своем выходе 4 формирует передний фронт сигнала управления U_y.4, что приводит к включению УЭК 4. Задержка включения УЭК 4 на время t_З.4 относительно момента времени t₃ обеспечивает его переход в проводящее состояние при близком к нулю напряжении. Интервал времени t_З.4 должен иметь длительность достаточную для смены полярности напряжения на конденсаторе 17 и перехода диода 8 в проводящее состояние. После наступления момента времени t₃ и отпирания УЭК 4 ток i_L дросселя 10, проходит по цепи: дроссель 10, УЭК 2, общий провод 13, УЭК 4. При этом расходуется энергия, накопленная в дросселе L, и его ток уменьшается. В силу низкого омического сопротивления этого контура потери энергии в нем незначительны и ток дросселя изменяется незначительно.

Коэффициент K_P усиления сигнала рассогласования и коэффициент K_ОПТ, на который умножаются запомненные значения составляющей U_ВЫХ.Д зависят от величины напряжения U_ВЫХ на выходе ИСН, максимального и минимального значений напряжения U_ВХ на входе ИСН, индуктивности L дросселя 10, емкости С конденсатора С и периода Т преобразования. Значения коэффициентов K_P и K_ОПТ, при которых за 2 - 4 периода преобразования после момента действия возмущающего воздействия наступает режим установившихся колебаний тока дросселя и за 10 - 15 периодов устраняется статическая ошибка стабилизации выходного напряжения определяются опытным путем с использованием имитационной модели ИСН или его физического макета.

На фиг. 4,а - в приведены временные диаграммы напряжения U_C на выходе ИСН, тока i_L дросселя 10 и тока нагрузки i_H, полученные с использованием имитационной модели ИСН. Моделирование выполнено на ЦВМ в программе PSPice Designer, входящей в состав пакета для сквозного схемотехнического проектирования OrCAD версии 16.6. Модель имеет следующие параметры силовой цепи: индуктивность дросселя L = 10 мкГн, емкость выходного конденсатора С = 1000 мкФ, период преобразования Т = 10 мкс. Напряжение на выходе ИСН U_ВЫХ = 100 В, а на входе - U_ВХ = 75 В. На фиг. 4,а показаны: напряжение U_ВЫХ на выходе ИСН, ток i_L дросселя 10 и ток нагрузки i_H ИСН, при ступенчатом увеличении и последующем ступенчатом уменьшении тока нагрузки. На фиг. 4,б в ином масштабе времени показаны: напряжение U_ВЫХ на выходе ИСН, ток i_L дросселя 10 и ток нагрузки i_H ИСН, при ступенчатом увеличении тока нагрузки. На фиг. 4,в в ином масштабе времени (относительно фиг. 4,а) показаны: напряжение U_ВЫХ на выходе ИСН, ток i_L дросселя 10 и ток нагрузки i_H ИСН, при ступенчатом уменьшении тока нагрузки.

На фиг. 5, а - в приведены временные диаграммы напряжения U_ВЫХ на выходе ИСН, тока i_L дросселя L и тока нагрузки i_H, полученные с использованием физического макета ИСН, силовая цепь которого выполнена в соответствии с фиг. 1. Физический макет ИСН имеет следующие параметры силовой цепи: индуктивность дросселя L = 8 мкГн, емкость выходного конденсатора С = 1000 мкФ, период преобразования Т = 20 мкс. Напряжение на выходе ИСН U_ВЫХ = 50 В, а на входе - U_ВХ = 45 В. На фиг. 5,а и фиг. 5,б показаны: напряжение U_ВЫХ на выходе ИСН, ток i_L дросселя L и ток нагрузки i_H ИСН, при ступенчатом увеличении тока нагрузки. На фиг. 5,а выбран масштаб по оси времени - 250 мкс/дел., а на фиг. 5,б - 25 мкс/дел. На фиг. 5,в показаны: напряжение U_ВЫХ на выходе ИСН, ток i_L дросселя L и ток нагрузки i_H ИСН, при ступенчатом уменьшении тока нагрузки и масштабе по оси времени - 250 мкс/дел.

На фиг. 5, а - в приняты следующие масштабы напряжение U_ВЫХ на выходе ИСН - 500 мВ/дел., ток i_L дросселя L - 10 А/дел. и нагрузки i_H ИСН - 2 А/дел.

Исследование процессов в ИСН с предложенным способом управления, проведенные на ЦВМ с использованием имитационной модели ИСН и проведенные с использованием физического макета ИСН показали работоспособность предложенного способа управления, достижение малой длительности переходных процессов стабилизации выходного напряжения при возмущающих воздействиях со стороны нагрузки и малую статическую ошибку стабилизации выходного напряжения.

ЛИТЕРАТУРА

1. Waffler, S. and Kolar, J. W., "A novel low-loss modulation strategy for high-power bi-directional buck + boost converters," in Proc. 7th Internatonal Conference on Power Electronics ICPE '07, 22-26 Oct. 2007, pp. 889-894.

2. Патент №2621071 РФ, кл. G05F 1/56. Способ управления импульсным стабилизатором напряжения/ О.В. Непомнящий, О.А. Донцов, А.С.Правитель, Ю.В. Краснобаев. - Опубл. 31.05.2017, Бюл. №16.

Способ управления импульсным стабилизатором напряжения, который выполнен в виде первой пары соединенных последовательно первого и второго управляемых электрических ключей и подключенных между входом и общим проводом импульсного стабилизатора напряжения, причем параллельно каждому из управляемых электрических ключей первой пары подключен диод в той полярности, которая обеспечивает его непроводящее состояние под действием напряжения на входе импульсного стабилизатора напряжения, второй пары соединенных последовательно третьего и четвертого управляемых электрических ключей и подключенных между выходом и общим проводом импульсного стабилизатора напряжения, причем параллельно каждому из управляемых электрических ключей второй пары подключен диод в той полярности, которая обеспечивает его непроводящее состояние под действием напряжения на выходе импульсного стабилизатора напряжения, дросселя L с индуктивностью L (Гн), включенного между точкой соединения первого и второго управляемых электрических ключей и точкой соединения третьего и четвертого управляемых электрических ключей, конденсатора С с емкостью С (Ф), подключенного между выходом и общим проводом импульсного стабилизатора напряжения, заключающийся в том, что измеряют напряжение U_ВЫХ (В) на выходе стабилизатора, формируют сигнал рассогласования по напряжению, вычитая эталонное напряжение из напряжения на выходе стабилизатора, получают первый сигнал, умножая сигнал рассогласования по напряжению на коэффициент K_P, интегрируют первый сигнал, из выходного напряжения U_ВЫХ выделяют динамическую составляющую U_ВЫХ.Д посредством частотной коррекции выходного напряжения U_ВЫХ реальным дифференцирующим звеном с передаточной функцией W(p) = T₁p/(T₁p + 1), где Т₁ - постоянная времени (с), причем T₁>>T, р - оператор Лапласа, а T - период преобразования (с), получают второй и третий сигналы, запоминая, в моменты времени mT, где m = 1, 2, 3,…, соответственно, значения интеграла первого сигнала и значения динамической составляющей U_ВЫХ.Д выходного сигнала, получают четвертый сигнал, умножая третий сигнал на коэффициент K_ОПТ, формируют результирующий сигнал, суммируя второй и четвертый сигналы, при положительных значениях результирующего сигнала самим результирующим сигналом по принципу широтно-импульсной модуляции формируют импульсы U_ШИМ управления, причем на каждом m-м периоде преобразования передний фронт импульса управления соответствует началу периода преобразования и моменту времени t₀ = 0, а задний - моменту времени t₁ (с), в который наступает равенство результирующего сигнала и опорного пилообразного напряжения, отличающийся тем, что для каждого из управляемых электрических ключей формируют сигналы управления, причем на каждом m-м периоде преобразования по переднему фронту импульса U_ШИМ управления производят выключение второго управляемого электрического ключа и с задержкой на время t_З.1<<T включение первого управляемого электрического ключа, по заднему фронту импульса U_ШИМ управления производят выключение четвертого управляемого электрического ключа и с задержкой на время t_З.2<<T, включение третьего управляемого электрического ключа, измеряют напряжение U_ВХ (В) на входе стабилизатора, вычисляют момент времени t₂ (с) по выражению 1: t₂ = (K_pxТ - t₁)U_ВЫХ/U_ВХ, где K_px<1 - некоторый коэффициент, численно равный части периода Т, в течение которой ток i_L дросселя L больше обратного тока I₀ дросселя (А), обратный ток I₀ дросселя - некоторый ток дросселя, имеющий направление, противоположное тому, при котором происходит передача энергии со входа на выход стабилизатора, и имеющий величину, достаточную для переключения первого управляемого электрического ключа при нуле напряжения, в момент времени t₂ производят выключение второго управляемого электрического ключа и с задержкой на время t_З.3<<T включение первого управляемого электрического ключа, определяют момент времени t_К (с), в который ток i_L дросселя L меняет свое направление, вычисляют момент времени t₃ (с) по выражению 2: t₃ = t_К - LI₀/U_ВЫХ и в момент времени t₃ производят выключение третьего управляемого электрического ключа и с задержкой на время t_З.4<<T включение четвертого управляемого электрического ключа.