Цифровой демодулятор сигналов с двухуровневой амплитудно-фазовой манипуляцией и относительной оценкой амплитуды символа

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в цифровых устройствах приема информационных сигналов с многопозиционной амплитудно-фазовой манипуляцией (АФМ или APSK). Техническим результатом изобретения является увеличение скорости передачи информации за счет использования двух позиций амплитуды символа и упрощение реализации демодулятора, не требующей формирования порогов сравнения абсолютных значений амплитуд принимаемых символов. Цифровой демодулятор сигналов с двухуровневой амплитудно-фазовой манипуляцией и относительной оценкой амплитуды символа дополнительно содержит блок формирования решения (БФР), формирователь кода (ФК), квадратичный преобразователь (КП), блок тактовой синхронизации (БТС), блок задержки (БЗ), первый (У1) и второй (У2) умножитель, третий (В3) и четвертый (В4) вычитатель, триггер (Т) и решающее устройство (РУ). Первый вход БФР соединен с выходом ЦФ. Первый вход ФК подключен к выходу БФР, второй вход – к выходу РУ, второму входу Т и третьему входу БФР, третий вход – ко второму входу БФР, первому входу Т, выходу БТС и второму входу БЗ, а выход ФК является выходом демодулятора. Вход У1 подключен к выходу БЗ и первому входу В4, выход – к одному входу В3. Первый вход КП соединен с выходом первого ККО, второй вход - с выходом второго ККО, а выход - с общей точкой, образованной соединением первых входов БТС, БЗ, входом У2 и другим входом В3. Второй вход В4 подключен к выходу У2. Первый вход РУ соединен с выходом В3, а второй - с выходом В4, а третий – с выходом Т. Тактовые входы АЦП, РС4, первого и второго ККО, БТС, БФР и ФК подключены к выходам ГТИ. 9 ил.

 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в цифровых устройствах приема информационных сигналов с многопозиционной амплитудно-фазовой манипуляцией (АФМ или APSK).

Известно устройство приема сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией [1], содержащее фазовый демодулятор, амплитудный компаратор, коммутатор, управляемый аттенюатор, усилитель и фильтр нижних частот. Его недостатком является сложная аналоговая обработка сигнала и сопутствующие ей погрешности преобразований сигнала.

Известно другое устройство приема сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией [2], содержащее аналого-цифровой преобразователь (АЦП), корректор, преобразователи вектора сигнала, блок вычисления ортогональной проекции градиента и блок автоматической регулировки усиления. Его недостатком является сложность реализации и необходимость точного контроля уровня входного сигнала.

Известно устройство адаптивного приема дискретных сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией [3], содержащее автоматический регулятор уровня, фазовращатель, АЦП, демодулятор, решающий блок, адаптивный корректор, декодер и блок фазовой автоподстройки частоты. Его недостатками являются значительные вычислительные затраты и сложность реализации, особенно корректора и демодулятора, а также аналоговое формирование квадратурных каналов, погрешности которого существенно влияют на помехоустойчивость многопозиционных значений фазы.

Известны способ и устройство демодуляции сигнала [4], содержащее последовательно соединенные блок аналоговой обработки, блок АЦП и программируемую логическую интегральную схему (ПЛИС), где ПЛИС выполнена с возможностью обмена данными с буферной памятью и микроконтроллером, а микроконтроллер и ПЛИС связаны с интерфейсами, обеспечивающими взаимодействие с компьютером и внешними устройствами. При этом устройство выполнено с возможностью последовательности обработки сигнала, включающей преобразование аналогового сигнала в цифровой вид на промежуточной частоте, выделение огибающей и разложение на квадратуры, символьную синхронизацию, адаптивную фильтрацию, синхронизацию по несущей, демаппинг с использованием данных в буферной памяти, кадровую синхронизацию и декодирование. Его недостатком является сложность реализации.

Общим недостатком известных устройств является необходимость обеспечения заданных порогов сравнения амплитуд принимаемых символов за счет, например, автоматической регулировки усиления (АРУ) приемника.

Наиболее близким по технической сущности и внутренней структуре к предлагаемому устройству является цифровой фазовый детектор [5], содержащий АЦП, регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, первый и второй n-каскадные каналы квадратурной обработки сигналов, генератор тактовых импульсов, нормирующее устройство, цифровой формирователь арктангенса и блок коррекции фазы. Его недостатком является низкая скорость передачи информации, обусловленная единственной позицией амплитуды символа.

Технической задачей предлагаемого изобретения является высокоскоростная оптимальная цифровая демодуляция сигналов с многопозиционной амплитудно-фазовой манипуляцией с относительной оценкой амплитуды принимаемого символа.

Технический результат заключается в увеличении скорости передачи информации за счет использования двух позиций амплитуды символа и упрощении реализации демодулятора, не требующей формирования порогов сравнения абсолютных значений амплитуд принимаемых символов.

Это достигается тем, что известный цифровой демодулятор сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией, содержащий каскадно-соединенные аналого-цифровой преобразователь (АЦП) и регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4), первый и второй n-каскадные каналы квадратурной обработки сигналов (ККО), первый и второй входы которых подключены к нечетным и четным выходам РС4, нормирующее устройство (НУ), первый и второй входы которого соединены с выходами первого и второго ККО соответственно, цифровой формирователь арктангенса (ЦФ), вход которого подключен к выходу НУ и генератор тактовых импульсов (ГТИ), снабжен блоком формирования решения (БФР), первый вход которого соединен с выходом ЦФ, формирователем кода (ФК), первый вход которого подключен к выходу БФР, квадратичным преобразователем (КП), первый вход которого соединен с выходом первого ККО, второй вход - с выходом второго ККО, блоком тактовой синхронизации (БТС), блоком задержки (БЗ), первым умножителем (У1), вход которого подключен к выходу БЗ, вторым умножителем (У2), третьим вычитателем (В3), один вход которого соединен с выходом У1, четвертым вычитателем (В4), первый вход которого подключен к выходу БЗ, а второй - к выходу У2, выход КП подключен к общей точке, образованной соединением первых входов БТС, БЗ, входом У2 и другим входом В3, решающим устройством (РУ), первый вход которого соединен с выходом В3, а второй - с выходом В4, триггером (Т), один вход которого подключен к выходу РУ, а выход - к третьему входу РУ, выход БТС подключен к общей точке, образованной соединением второго входа БЗ, второго входа БФР, другого входа Т и третьего входа ФК, выход РУ соединен со вторым входом ФК и третьим входом БФР, тактовые входы АЦП, РС4, первого и второго ККО, БТС, БФР и ФК подключены к выходам ГТИ, выход ФК является выходом демодулятора.

Предлагаемое изобретение поясняется чертежами, где на фиг. 1 представлена структурная схема предлагаемого цифрового демодулятора сигналов с двухуровневой амплитудно-фазовой манипуляцией и относительной оценкой амплитуды символа, на фиг. 2 и фиг. 3 - созвездия сигнала с 16АФМ (16APSK), на фиг. 4 показан процесс квантования входного сигнала (по 4 отсчета на период), на фиг. 5 - временные диаграммы откликов квадратурных каналов, на фиг. 6 - реализация отсчетов фаз, на фиг. 7 - реализация оценки амплитуды символов, на фиг. 8 и фиг. 9 - зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал/шум для созвездий, представленных на фиг. 3 и фиг. 2, соответственно.

Цифровой демодулятор сигналов с двухуровневой амплитудно-фазовой манипуляцией и относительной оценкой амплитуды символа содержит АЦП 1, первый вход которого выполнен с возможностью приема сигнала АФМ от приемного устройства ПРМ 2. Выход АЦП 1 соединен со входом регистра 3 сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета РС4, нечетные выходы которого соединены с соответствующими входами вычитателя В1 4 первого ККО 5, а четные выходы - с соответствующими входами вычитателя В2 6 второго ККО 7. Каждый ККО помимо вычитателя содержит n каскадно-соединенных блоков накопления отсчетов (БНО). Количество БНО n зависит от числа N периодов накопления сигнала и определяется двоичным логарифмом N (n=log₂N). Такое построение устройства обеспечивает минимальное количество БНО. При этом число обрабатываемых периодов сигнала соответствует N=2ⁿ, а длительность обрабатываемого информационного символа определится как NT₀, где T₀=1/ƒ₀ - период принимаемого сигнала с несущей частотой ƒ₀.

Первый ККО 5 содержит последовательно соединенные БНО 8-1, …, 8-n, а второй ККО 7 - последовательно соединенные БНО 9-1, …, 9-n. Каждый из БНО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов MP и сумматора СУМ. Блоки 8-1, …, 8-n накопления отсчетов содержат регистры 10-1, …, 10-n сдвига многоразрядных кодов и сумматоры 11-1, …, 11-n соответственно, а БНО 9-1, …, 9-n содержат регистры 12-1, …, 12-n сдвига многоразрядных кодов и сумматоры 13-1, …, 13-n. В каждом блоке 8 (9) накопления отсчетов вход регистра 10 (12) сдвига является входом блока 8 (9) накопления отсчетов, а соответствующие выходы регистра 10 (12) соединены с первым и вторым входами сумматора 11 (13). Выход сумматора 11 (13) является выходом блока 8 (9) накопления отсчетов, а тактовый вход регистра 10 (12) сдвига является управляющим входом блока 8 (9) накопления отсчетов.

Выход вычитателя В1 4 соединен с входом блока 8-1 накопления отсчетов ККО 5, а выход блока 8-n накопления отсчетов ККО 5 - с первым входом нормирующего устройства НУ 14. Выход вычитателя В2 6 соединен с входом блока 9-1 накопления отсчетов ККО 7, а выход блока 9-n накопления отсчетов ККО 7 - со вторым входом НУ 14. Выход НУ 14 соединен с входом цифрового формирователя арктангенса ЦФ 15, выход ЦФ 15 подключен к первому входу БФР 16. Выходы первого 5 и второго 7 ККО подключены к первому и второму входам КП 17, выход которого соединен с первым входом БТС 18, первым входом БЗ 19, входом У2 20 и первым входом В3 21. Выход БТС 18 соединен со вторым входом БЗ 19, первым входом триггера Т 22 и вторым входом БФР 16.

Выход БЗ 19 подключен к входу У1 23 и первому входу В4 24, выход У1 23 подключен ко второму входу В3 21, выход которого подсоединен к первому входу РУ 25, а выход У2 20 соединен со вторым входом В4 24, второй вход РУ 25 подключен к выходу В4 24. Выход РУ 25 подключен к второму входу триггера Т 22 и третьему входу БФР 16, а выход Т 22 - к третьему входу РУ 25. Первый вход формирователя кода ФК 26 соединен с выходом БФР 16, второй вход ФК 26 - с выходом РУ 25, а третий вход ФК 26 подключен к выходу БТС 18.

Тактовые входы АЦП 1, первого 5 и второго 7 ККО, БТС 18, БФР 16 и ФК 26 подключены к выходам ГТИ 27, выход ФК 26 является выходом демодулятора.

Цифровой демодулятор сигналов с двухуровневой амплитудно-фазовой манипуляцией и относительной оценкой амплитуды символа работает следующим образом.

Сигнал с амплитудно-фазовой манипуляцией (АФМ или APSK) является многопозиционным и несущая одновременно модулируется по амплитуде и фазе передаваемым двоичным кодом. Он представляется созвездием - диаграммой на плоскости, точки которой отображают значения амплитуды и начальной фазы передаваемого 2ⁿ-позиционного информационного символа, представляемого n-разрядным двоичным кодом. Пример созвездия сигнала 16АФМ, применяемого в цифровом телевидении, при n=4 (число позиций равно 16) показан на фиг. 2. Точка в квадратурной плоскости (I,Q) соответствует позиции сигнала, для которой угол наклона вектора из начала координат соответствует начальной фазе ψ_k k-го передаваемого информационного символа со значениями 0÷2n, а длина вектора - его амплитуде S_k. Тем самым реализуется полярная система координат. Точки кодируются четырехразрядными комбинациями кода Грея (для рассматриваемого примера передаются 12 значений начальной фазы и 2 значения амплитуды). Для демодуляции сигнала с АФМ на приемной стороне необходима фазовая синхронизация опорного генератора.

На выходе приемника 2 k-й принимаемый символ сигнала s(t) с АФМ можно записать в виде

где U - минимальная амплитуда символа, ƒ₀ ^_ несущая частота, a_k - символы, модулирующие амплитуду (полагается, что они могут принимать М₁=2 возможных значения a_k=0 или a_k=1), - символы, модулирующие фазу (на фиг. 2 М₂=4 при a_k=0 и М₂=12 при a_k=1). При этом общее число позиций сигнала с АФМ (1), описываемого созвездием, представленным на фиг. 2, определится как М=4+12=16.

На фиг. 3 показан другой вариант созвездия с М₁=2 и М₂=8 для каждого возможного значения a_k (М=8+8=16). Его особенностью является возможность независимой модуляции амплитуды (1 бит) и фазы (3 бита) сигнала.

Сигнал с АФМ поступает на вход АЦП 1, который формирует по четыре отсчета входного сигнала на период повторения T₀=1/ƒ₀ в соответствии с тактовыми импульсами ГТИ, следующими с частотой 4ƒ₀. Процесс дискретизации входного сигнала для i-го периода показан на фиг. 4.

После обработки j-го периода (заполнения многоразрядного регистра сдвига на четыре отсчета РС4 3) на вход вычитателя В1 4 поступают отсчеты s_2j и s_4j, а на его выходе формируется разность (где S - амплитуда текущего элемента), которая запоминается в регистре сдвига многоразрядных кодов 10-1. В следующем периоде сигнала на выходе вычитателя В1 4 получим величину , а на выходе сумматора 11-1 - . После поступления N=2ⁿ периодов входного сигнала (n - число БНО в каждом ККО) при отсутствии помех и в предположении, что за время NT₀ начальная фаза входного сигнала меняется незначительно, на выходе сумматора 11-n первого ККО 5 получим результат обработки 2N отсчетов принятого сигнала вида

Аналогично на вход вычитателя В2 6 сначала поступают отсчеты s_1j и s_3j (сдвинуты относительно пары s_2j и s_4j по времени на Т₀/4 или по фазе на 90°), и на выходе вычитателя В2 6 формируется разность , которая запоминается в регистре 12-1. После поступления N периодов входного сигнала на выходе сумматора 13-n второго ККО 7 имеем

Изменив для удобства нумерацию поступивших периодов посредством преобразования i=j+N-1, для y_1i и y_2i можно записать

где i - номер текущего (последнего поступившего) обрабатываемого периода сигнала по окончании приема текущего символа. Примеры нормированных к 2NS зависимостей y_1i и y_2i от номера текущего периода i для созвездия, представленного на фиг. 3, в отсутствии помех показаны на фиг. 5. Линейный характер изменения этих величин свидетельствует об оптимальности обработки сигнала.

Двоичные коды величин y_1i и y_2i поступают в нормирующее устройство НУ 14 (на основе регистров сдвига), обеспечивающее путем совместного сдвига кодов полное заполнение разрядной сетки наибольшего по модулю из них. Далее результаты поступают в цифровой формирователь арктангенса ЦФ 15, в котором определяется величина

равная сдвигу фаз между принимаемым и опорным (от ГТИ 27) сигналами и принимающая значения в интервале от -3π/2 до π/2. Процедуру вычисления выражения (3) в ЦФ 15 целесообразно реализовать на базе постоянного запоминающего устройства (ПЗУ), в котором коды величин y_1i и y_2i образуют адрес ячейки памяти, содержащей двоичный код ψ_i (3). Если выбрать разрядность нормированных кодов y_1i и y_2i равной 10 (20-ти разрядная шина адреса ПЗУ), и разрядность кода ψ_i (шины данных) равной 16, то потребуется ПЗУ общей емкостью 2 Мбайт.

На фиг. 6 показан пример зависимости ψ_i (3) от i/N для созвездия, представленного на фиг. 3, при отсутствии помех. Решение о фазе принятого символа выносится при целых значениях i/N. С выхода ЦФ 15 двоичный код c_i начальной фазы ψ_i передается на первый вход БФР 16.

Отклики первого 5 и второго 7 ККО y_1i и y_2i поступают в КП 17, на выходе которого формируется величина

Согласно (2) в момент окончания приема k-го символа с амплитудой S_k

и является оценкой амплитуды элемента сигнала с АФМ. Пример зависимости z_i от значения i/N для созвездия, представленного на фиг. 3, в условиях отсутствия помех показан на фиг. 7.

Отклик КП 17 z_i поступает в БТС 18, в котором формируются синхроимпульсы символьной синхронизации, отмечающие момент окончания приема очередного элемента сигнала. Как видно из диаграммы, показанной на фиг. 7, форма импульсов отклика КП 17 пригодна для формирования синхроимпульсов БТС 18.

Значения z_i поступающие от КП 17 по сигналу БТС 18, при целочисленных k=i/N (где k - номер текущего принятого символа) передаются на вход умножителя У2 20 с коэффициентом а₂, на первый вход вычитателя В3 21 и на вход блока задержки БЗ 19, в котором хранится ранее записанное значение амплитуды предыдущего символа z_i-N. С выхода У2 20 результат подается на второй вход вычитателя В4 24. С выхода БЗ 19 данные передаются на вход умножителя У1 23 с коэффициентом умножения а₁ и на первый вход вычитателя В4 24. С выхода У1 23 результат поступает на второй вход вычитателя В3 21. В результате на выходе вычитателя В3 21 формируется величина

а на выходе В4 24 - величина

Для созвездия, представленного на фиг. 3, целесообразно выбрать коэффициенты a₁=а₂=2. При этом операции умножения в (4), (5) могут быть реализованы монтажно смещением разрядной сетки.

Нетрудно убедиться, что знаки b₁ и b₂ характеризуют уровень (амплитуду) принятого символа. Именно, если b₁≥0, то амплитуда символа равна 3U, и на выходе РУ 25 формируется код 1. Если же b₂≤0, то амплитуда равна U, и на выходе РУ 25 формируется код 0. Наконец, если b₁<0 и b₂>0, то на выход РУ 25 выдается предшествующее значение кода амплитуды символа, записанное ранее в триггере Т 22.

Таким образом, код амплитуды принятого символа определяется в демодуляторе по относительным уровням текущего z_i и предшествующего z_i-N символов. При этом необходимость в абсолютных измерениях амплитуд символов и сравнения их с заранее установленными порогами отсутствует, что существенно упрощает техническую реализацию демодулятора.

Код амплитуды символа с выхода РУ 25 поступает на третий вход БФР 16, определяя набор значений фаз символов для созвездия, представленного на фиг. 2. Для созвездия, представленного на фиг. 3, в указанной операции нет необходимости, поскольку фаза символа не зависит от его амплитуды. На выходе БФР 16 по сигналу от БТС 18 формируются решения об амплитуде и начальной фазе принятого символа (их двоичные коды), по которым в ФК 26 в моменты окончания принимаемого символа образуется двоичный (в частности, четырехразрядный для созвездий, представленных на фиг. 2 и фиг. 3) код сигнала с АФМ, выдаваемый на выход демодулятора. Блоки БФР 16 и ФК 26 могут быть реализованы на базе постоянного запоминающего устройства или программируемой логической интегральной схемы (ПЛИС).

Проведем оценку помехоустойчивости демодулятора. Положим, что полезный сигнал (1) искажается центрированным гауссовским случайным шумом, отсчеты которого не коррелированы и имеют дисперсию . Тогда шумовые компоненты величин y_1i, y_2i (2) описываются нормальным распределением вероятностей с нулевым средним значением и дисперсией, равной сумме дисперсий отсчетов:

и являются приближенно статистически независимыми для соседних символов.

Минимальное отношение сигнал/шум на выходе квадратурных каналов обработки сигнала (отношение мощности сигнальной компоненты последовательности отсчетов к мощности шумовой составляющей) определится как

где U - минимальная амплитуда элемента сигнала с АФМ.

Помехоустойчивость сигнала с АФМ зависит от вида созвездия. Для расположения сигнальных точек, показанного на фиг. 3, число позиций амплитуды М₁=2 (два значения U и 3U), а число позиций фазы равно М₂=8 и одинаково для каждой из амплитуд элементов сигнала. Для элементов с амплитудой 3U отношение сигнал/шум больше минимального (6) на 9,5 дБ, т.е. вероятности ошибочного приема элементов с амплитудой 3U пренебрежимо малы по сравнению с вероятностями ошибочного приема элементов с амплитудой U.

В [6] приведено выражение для вероятности ошибки оптимальной когерентной демодуляции сигнала с МФМ (MPSK) с числом позиций М₂ в виде

Тогда для равновероятных амплитуд символов для вероятности ошибки демодуляции сигнала с АФМ с созвездием на фиг. 3 получим

В (8) полагается, что амплитуды принимаемых сигналов U и 3U известны.

На фиг. 8 сплошной линией изображена зависимость Р_ошАФМ (h₀) (8) от h₀ (6), выраженного в децибелах, для созвездия, представленного на фиг. 3, при М₂=8. Здесь же треугольниками нанесены соответствующие экспериментальные значения вероятности Р_ошАФМ, полученные в ходе статистического имитационного моделирования работы цифрового демодулятора сигнала с АФМ при точно известных амплитудах символов и N=256. Кружками показаны результаты моделирования работы демодулятора с выбором амплитуд принимаемых символов на основе (5) и (6) при оптимальных значениях а₁=а₂=1,8, а прямоугольниками (для сравнения) - при значениях a₁=а₂=2, отличных от оптимальных. Из фиг. 8 следует, что предлагаемый демодулятор для созвездия, представленного на фиг. 3, при Р_ошАФМ<10^-3 обеспечивает незначительное снижение помехоустойчивости (менее 0,5 дБ) по сравнению с демодуляцией при известных амплитудах символов.

На фиг. 9 сплошной линией изображена зависимость вероятности ошибки демодуляции

для созвездия, представленного на фиг. 2, при М₂=4. Кружками нанесены экспериментальные значения вероятности Р_ошАФМ, полученные в ходе статистического имитационного моделирования работы демодулятора при точной оценке порога сравнения и амплитуды символа. Наблюдаемое здесь расхождение теоретических и экспериментальных оценок вероятности Р_ошАФМ обусловлено большим влиянием символов с амплитудой 3U, поскольку для них число позиций фазы равно 12, что снижает помехоустойчивость, в то время как число позиций фазы символов с амплитудой U равно 4, что существенно повышает их помехоустойчивость по сравнению с созвездием, представленным на фиг. 3. В целом устойчивость к шумовой помехе для созвездия, представленного на фиг. 2, значительно выше по сравнению с созвездием, представленным на фиг. 3.

Треугольниками на фиг. 9 показаны результаты моделирования работы демодулятора с относительной оценкой амплитуды символа. Нетрудно видеть, что в данном случае помехоустойчивость демодулятора существенно падает, но остается не хуже, чем для созвездия, представленного на фиг. 3. Отметим также, что в предлагаемом демодуляторе можно использовать созвездия и с другим отношением амплитуд символов (не только 3:1). При этом значения а₁ и а₂ могут отличаться от указанных выше.

Для практической реализации представленного демодулятора наиболее целесообразно использовать программируемые логические интегральные схемы.

Использование изобретения позволяет осуществлять демодуляцию сигнала с двухуровневой амплитудно-фазовой манипуляцией с относительной оценкой амплитуды символа и за счет этого повысить скорость передачи информации по сравнению с прототипом и упростить реализацию демодулятора.

Литература

1. Мартиросов В.Е., Гуськов А.П., Белов Г.Ю., Березин С.В. Цифровой измеритель сдвига фаз // Авторское свидетельство SU 1356247, МПК H04L 5/12, от 30.11.87, Бюл. №44.

2. Клейбанов С.Б., Логунова Н.Л. Устройство приема сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией // Авторское свидетельство SU 1385316, МПК H04L 27/06, от 30.03.88, Бюл. №12.

3. Астапкович К.Ф., Буянов В.Ф., Захаров И.И., Калмыков Б.П., Лопатин С.И., Нейман А.А., Перфильев Э.П., Сивов О.Т. Устройство адаптивного приема дискретных сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией // Авторское свидетельство SU 1309319 А1, МПК Н04В 1/10, от 07.05.87, Бюл. №17.

4. Лабутин В.В., Чулков Д.О., Петров И.А., Ронжин A.M. Способ и устройство демодуляции сигнала // Патент №2713206 С1, МПК H04L 27/34, от 04.02.2020 (Бюл. №4); заявка №2019109357 от 29.03.2019.

5. Чернояров О.В., Глушков А.Н., Литвиненко В.П., Литвиненко Ю.В., Матвеев Б.В., Демина Т.И. Цифровой фазовый детектор // Патент №2723445 С2, МПК H04L 27/22, от 11.06.2020 (Бюл. №17); заявка №2018134812 от 01.10.2018.

6. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. - М.: Вильямс, 2016. - 1104 с.

Цифровой демодулятор сигналов с двухуровневой амплитудно-фазовой манипуляцией и относительной оценкой амплитуды символа, содержащий каскадно-соединенные аналого-цифровой преобразователь (АЦП) и регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4), первый и второй n-каскадные каналы квадратурной обработки сигналов (ККО), первый и второй входы которых подключены к нечетным и четным выходам РС4, нормирующее устройство (НУ), первый и второй входы которого соединены с выходами первого и второго ККО соответственно, цифровой формирователь арктангенса (ЦФ), вход которого подключен к выходу НУ и генератор тактовых импульсов (ГТИ), отличающийся тем, что он снабжен блоком формирования решения (БФР), первый вход которого соединен с выходом ЦФ, формирователем кода (ФК), первый вход которого подключен к выходу БФР, квадратичным преобразователем (КП), первый вход которого соединен с выходом первого ККО, второй вход - с выходом второго ККО, блоком тактовой синхронизации (БТС), блоком задержки (БЗ), первым умножителем (У1), вход которого подключен к выходу БЗ, вторым умножителем (У2), третьим вычитателем (В3), один вход которого соединен с выходом У1, четвертым вычитателем (В4), первый вход которого подключен к выходу БЗ, а второй - к выходу У2, выход КП подключен к общей точке, образованной соединением первых входов БТС, БЗ, входом У2 и другим входом В3, решающим устройством (РУ), первый вход которого соединен с выходом В3, а второй - с выходом В4, триггером (Т), один вход которого подключен к выходу РУ, а выход - к третьему входу РУ, выход БТС подключен к общей точке, образованной соединением второго входа БЗ, второго входа БФР, другого входа Т и третьего входа ФК, выход РУ соединен со вторым входом ФК и третьим входом БФР, тактовые входы АЦП, РС4, первого и второго ККО, БТС, БФР и ФК подключены к выходам ГТИ, выход ФК является выходом демодулятора.