Способ квазиоднополосногопреобразования частоты и устройстводля его осуществления

 

Союз Советских

Социалистических

Реслублик

ОПИСАНИЕ

ИЗОБРЕТЕНИЯ

К АВТОРСКОМУ СВИ ЕТЮЛЬСТВУ

< 1>813621 (61) Дополнительное к авт. сеид-ву— (22) Заявлено 280878 (21) 2657912/24-07 с присоединением заявки М— (23) Приоритет (51)М. Кл з

Н 02 M 5/27

Государственный комитет

СССР но делам изобретений и открытий (53) УДК 621. 314.27 (088. 8) Опубликовано 15.0381, бюллетень HB 10

Дата опубликованию описания170381

1 (72) Автор изобретения

Г. С. Мыцык (71) Заявитель

Московский ордена Ленина энергетический институт (54) СПОСОБ КВАЗИОДНОПОЛОСНОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ

ЧАСТОТЫ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

Из обретение относится к электротехнике и может быть использовано, например, при построении устройств для преобразования многофазного напряжения одной (стабильной или изменяющейся ) частоты в многофазное регулируемое или стабилизированное по величине напряжение другой (регулируемой или стабилизированной) частоты.

Известы устройства с такой функциональной характеристикой, применяющиеся в различного типа частотноуправляемых электроприводах для питания линейных двигателей в установ- 15 ках электромагнитного перемешивания жидких металлов, а также при решении задачи получения стабильной частоты при переменной скорости вращения привода генератора на автономных подвижных объектах, а также при построении радиотехнических устройств, реализующих однополосную модуляцию P1), В преобразовательной технике известны способы преобразования много- 25 фазного напряжения одной частоты в многофазное напряжение другой частоты (21 . Реализуются эти способы посредством преобразователей частоты со звеном постоянного тока (31 или с по- 30 мощью непосредственных преобразователей частоты, например (41 — (8) .

B первом случае многофаэное напряжение одной частоты посредством его выпрямления и фильтрации преобразуют в постоянное напряжение, а затем с помощью инвертирования полученное напряжение преобразуют в многофаэное напряжение заданной частоты. Регулирование величины выходного напряжения осуществляют или в выпрямителе или в ннверторе (31.

Недостатком такого .способа является сравнительно низкое качество выходного напряжения. Типичное значение его коэффициента гармоник обычно лежит в области 0,31, а практически (при регулировании величины напряжения). это значение существенно больше.

Кроме того, выпрямленное постоянное напряжение характеризуется наличием пульсаций, которые дополнительно ухудшают качество выходного напряжения. Для их подавления приходится ставить достаточно мощные сглаживающие фильтры, что влечет за собой увеличение массы преобразователя в целом а также ухудшает его динамические свойства. При таком способе преобра813б21 эования частоты затруднен возврат реактивной и активной мощности в сеть.

Во втором случае многофазное напряжение одной исходной частоты f„ непосредственно (без промежуточного выпрямления) преобразуют в напряжение заданной частоты f> путем амплитудноимпульсной модуляции (ANN) 2-го рода каждого из напряжений этой щ -фазной системы одним из модулирующих напряжений ю -фазной системы напряжений частоты f и последующего суммирования 1О, тн числа промодулированных напряже- ний. В зависимости от того, осуществ ляют ли это суммирование в узле или в контуре, модулирующие напряжения имеют ту или иную форму и аппаратур- 15 ная реализация этого способа также различна. В связи с этим различают непосредственные преобразователи частоты (НПЧ) с суммированием в общем узле (СОУ) и суммированием в общем контуре (COK) (4) — (Bj .

Известно большое число алгоритмов управления ключевыми элементами таких НПЧ.При наиболее простом и эффективном алгоритме управления, обеспечивающем формирование выходного напряжения по так называемому способу квазиоднополосного преобразования частоты, частота основной гармоними „ выходного напряжения равна (1)

В этом равенстве знак минус соответствует случаю, когда напряжения исходной частоты подключают к наг1 рузке (циклически) с прямым порядком 35 чередования фаз, а знак плюс — c обратным порядком.

Таким образом, в этом способе исходная частота т „ может быть преобразонана или в более низкую (нижнюю 40 боковую) частоту

"2л= 1 (1а) или в более высокую (верхнюю боковую) частоту

f

Наиболее близким к предлагаемому является способ квазиоднополосного преобразования частоты с помощью НПЧ с СОК .В качестве модулирующих напря- g0 жений частоты f в этом случае исполэзуют напряжения прямоугольной формы

1,меандры) (2 .

Недостатком данного способа квазиоднополосного преобразования частоты, используемого в силовой преобразовательной технике, в отличие от способа (чистого) однополосного преобразования частоты, используемого в радиотехнике (когда при исходном моногармоническом,напряжеиии частоты,1 пре- 40

"браэованное напряжение частоты также является моногармоническим), в выходном напряжении помимо гармоники основной частоты „ содержится также бесконечный спектр комбинацион- 4 ных гармоник нижних и верхних боковых частот типа

f2ê=f, nfl (2) где и — целое чйсло, которые ухудшают качестно выходного напряжения.

Цель изобретения - улучшение качества выходного напряжения за счет минимизации величины его искажений.

Поставленная цель достигается тем, что при использовании способа квазиоднополосного преобразования частоты путем амплитудно-импульсной модуляции каждого из напряжений трехфазной системы напряжений исходной частоты одним из основных модулирующих напряжений 3-фазной системы напряжейий прямоугольной формы задаваемой частоты У,л и последующего формирования выходного напряжения преобразованной частоты f „ = 1„ + f за счет суммирования этих трех основных промодулиронанных напряжений, формируют трехфазную систему дополнительных модулирующих напряжений, содержащих лишь гармоники частот (6K+1),„, где К вЂ” любое целое число. Каждым из полученных дополнительных модулирующих напряжений осуществляют амплитудную модуляцию одного соответствующего напряжения исходной трехфазной системы напряжений частоты „, и полученные три дополнительных промудированных напряжения суммируют между собой и с тремя упомянутыми основными промодулированными напряжениями.

В одной из предлагаемых модификаций m-фазную систему дополнительных модулирующих напряжений получают путем формирования первой вспомогательной трехфазной системы напряжений частоты f ступенчатой формы без гармоник кратных трем, второй вспомогательной трехфазной системы напряжений этой же частоты f синусоидальной фор мы и последующего пофазного нычитания синфазных . напряжений первой и второй вспомогательных систем напряжений.

В другой модификации для получения трехфазной системы дополнительных модулирующих напряжений результирующие напряжения, полученные н результате пофазного вычитания синфазных напряжений первой и второй вспомогательных систем напряжений, аппроксимируют тремя последовательно сдвинутыми между собой на соответствующие фазовые углы последовательностями импульсов многоступенчатой формы.

В этом случае оказывается возможным улучшить энергетические показатели аппаратуры, реализующей этот способ.

На фиг.1 приведены временные диаграммы, поясняющие принцип формирования дополнительного модулирующего напряжения (на примере исходной трехфаэной сети) на фиг.2 — временные

1 диаграммы, поясняющие способ квазиоднополосного преобразования часч оты

81 ЗГ) 21 для случая преобразования исходной частоты f1 в более низкую частоту (-f = э, на фиг.З вЂ” блок-схема силовой части устройства, реализующего способ (а), а также вариант блок-схемы системы его управления (б); на фиг.4 — вариант силовой части устройства, реализующего предлагаемый способ; на фиг.5 — блок-схема устройства (силовой части и системы управления), обеспечивающего не только получение требуемой частоты, но и регулирование или стабилизацию величины этого напряжения (a), а также векторные диаграммы, поясняющие принцип этого регулирования (б); на фиг.бд регулировочная характеристики 0 „ =f(o) для устройства на фиг.5а; на фйг.63 — зависимость коэффициента гармоник напряжения K„(U ) от угла регулирования д" при отсутствии дополнительных модулирующих напряже- 20 ний, т.е. при использовании в устройстве только НПЧ с СОК и при их наличии, причем с простейшей одноступенчатой формой, показанной на фиг.1 ; а также выходное напряжение з5

02 при модулирующем напряжении на фиг.1 .

В известном способе квазиоднополосного преобразования частоты в качестве основных модулирующих напряжений (частоты 1 ) используют напряжения прямоуголыюй формы (фиг. 1б)

При этом каждое иэ напряжений трехфаэной системы напряжений исходной частоты f„

U =U Мтuu t

1А 1

45

50 (Я-) 55

Ми

М = А- Ч 1Я ,„*оп

Ме мв * б S>n мс ис ™мс оси

2Я 1А мА

Одно из этих напряжений ч о

65 показано на (фиг. 1 i ) . .После этого xëæмодулируют посредством амплитудноимпульсной модуляции 2-го рода одним иэ основных модулирующих напряжений трехфазной системы напряжений частоты f

ОСН 4

Ч = — з — э п(2 к+1)BJ

МА Т к=О 2К+1 м ч/ = — 2 „з п ((2к+1)(ю 4- — ))

Осй 4 1 2JI

HS .// к=о 1кг1 и

l ч ™-4 юп((к фо t — )j к=о " +" 3

При этом получают три промодулированных напряжения

Затем эти промодулированные напряжения суммируют и получак т выходное напряжение (в данном случае раэностной частоты f 1=f1 -Е„, (/ОС I 6 01„„.

2 2А Я gC у (СО (й - 5

Cos((ea )ou в) (g)

) I "

Как показано, например в (2), коэффициент гармоник этого напряжения равен 0,31.

Согласно предлагаемому способу искажения выходного напряженйя могут быть сведены к нулю за счет того, что формируют трехфазную систему дополнительных модулирующих напряжекоторые содержат лишь гармоники частот (6К+1) 1м, где К вЂ” любое целое число.

Формирование трехфазной сНсТеМН дополнительных модулирующих напряжений для упрощения рассмотрим на примере формирования одного из этих напряжений, например для фазы А, (фиг. 1 >) .

Из основного модулируюющего напряжения прямоугольной формы (фиг.1 Л) путем, например вычитания иэ него гармоник, кратных трем (т.е. напряжения утроенной частоты 3 с амплитудой, равной 1/3 от амплитуды основного модулирурщего напосч ряжения Ч „,д укаэанной на фиг.1 с формируют первое вспомогательное

С rn напряжение ч ...д частоты Гм ступенчатой формы (фиг.18). Затем формируют второе вспомогательное напря- . жение 4 д частоты f синусоидальной формы, синфазное с первым вспомогательным напряжением ч,"д и по амплитуде меньшее его в )/ /3 раэ (фиг. 1 8) .

Аналогичным образом формируют и остальные два напряжения первой и и второй вспомогательных трехфаэных систем напряжений.

После этого путем пофазного вычитания синфазных напряжений первой и второй вспомогательных систем напряжений формируют трехфазную систему дополнительных напряжений

813621 дым иэ сформированных таким образом дополнительных напряжений осуществляют амплитудную модуляцию соответст вующего напряжения исходной трехфазной системы напряжений частоты f < и получают три дополнительных промодулиоованных напряжения: о =о .(" " до

2А 1А МА, Аоп

181â мв

О =U .4

2С 1С

Затем эти дополнительные напряжения суммируют между собой

=0 +0 +u

4оп и

2À 2В с и с оснбвными промодулированными напряжениями и в итоге получают неискаженное выходное напряжение (фиг.2 s) осн дои, н

Э Э Э э Э Э

=() я ч мд+ ч +> (ф =О gp +ц

1S МЬ 1С МС 2д 25 1С

-3

= — ӄ .COs(m -uu ) 1 (8)

)1ля сокращения числа поясняющих временных диаграмм на фиг.2 показаны лишь эквивалентные модулирующие напряжения

93 уо н+ МAon

МД l1A мд

Э,,оган доп . Мв Мз мз р oGH 40п

Мс мс мс и эквивалентные промодулированные напряжения

v9 U., 3

2Я 1д МА

0 -0

2Ь 1В МВ

0 =u Ч

2С 1с мс

Как следует из временных щ аграмм на фиг.1д, и на фиг,2, несмотря на

15 то, что эквивалентное модулирующее напряжение не является моногармоническим сигналом (кроме основной гармоники Ч Дд" в нем содержится также спектр гармоник, кратных трем Ч з (фиг.1 e), выходное напряжение U (фиг.2ж) является моногармоническим, т.е ° искажения его, характеризуемые коэффициентом гармоник, равны нулю.

Это объясняется тем, что гармоники, кратные трем, содержащиеся в эквивалентном модулирующем напряжении или в исходном напряжении частоты

Г при суммировании в контуре ком1 пенсируются.

Аппаратурная реализация модулирующего напряжения, показанного на фиг.1 г, требует применения ключевых элементов, способных работать в линейном режиме (т. е. в классе А). Эту функцию могут выполнять электроваку2П. умные управляемые приборы и транзисторы. Таким образом очевидно, что получение неискаженного выходного напряжения сопровождается при этом некоторым снижением КПД аппаратуры, реализующей предлагаемый способ (из— за работы в линейном режиме части ключей, формирующих дополнительные модулирующие напряжения) . Исключить этот недостаток (эа счет некоторого ухудшения качества выходного напряжения) можно применением второй модификации вышеописанного способа преобразования частоты, заключающейся в том, что трехфазную систему дополнительных модулирующих напряжений

З5 (аналогового типа, показанных на фиг.1г)преобразуют в три последовательно сдвинутых на соответствующие фазовые углы последовательности импульсов многоступенчатой формы (циф4Q рового вида) из условия приближения их формы к форме дополнительных модулирующих напряжений. Полученные таким образом импульсные последовательности используют в качестве дополнительных модулирующих напряжений. На фиг.1ж и на фиг.1з показаны два примера форм одного из напряжений этих последовательностей: простейшая одноступенчатая форма и несколько усложненная двухступенчатая. Расчеты показывают, что коэффициент гармоник выходного напряжения при дополнитель— ном модулирующем напряжении на фиг.1х равен 0,15, а на фиг.13 он меньше примерно вдвое.

Иодулирующие напряжения цифрового вида (фиг.1Ж,з)могут быть реализованы ключевыми элементами, способными работать в более экономичном импульсном режиме, то есть в классе D . В этом

60 классе могут работать не только транзисторы, но и тиристоры. Таким образом, указанная модификация способа позволяет не только улучшить энергетические показатели реализующей ее

45 аппаратуры, но также расширить об813621

10 ласть применения способа за счет возможности применения значительно бо.лее мощных полупроводниковых приборов — тиристоров.

Данные устройства рассматриваемого класса не могут реализовать предлагаемый способ.

Наиболее близким к предлагаемому техническому решению является устройство (НПЧ с СОК), содержащие три модулятора, выполненные в виде однофазных инверторных ячеек на управляемых ключах с двухсторонней проводимостью, причем силовые входы этих модуляторов образуют силовые входные выводы устройства для подключения его к соответствующим фазам трехфаз- 1Ъ ной сети, а выходные выводы модуляторов соединены последовательно и образуют выходные выводы устройства.

Для управления ключами модуляторов должен использоваться выполненный 20 соответствующим образом блок управления. На практике, как правило, требуется согласование уровней напряжений питающей сети и потребителя. Для решения этой задачи используют согласующие трансформаторы, устанавливаемые на выходе модуляторов (8).

Предлагаемое устройство, реализующее вышеописанный способ квазиоднополюсного преобразования частоты, содержащее три основных модулятора, вы- ЗО полненных в виде однофазных инверторных ячеек на управляемых ключах с двухсторонней проводимостью, и блок управления с управляющим входом, причем силовые входы каждого модулятора образуют силовые входные выводы уст-. ройства для подключения его к соответствующим фазам трехфаэной сети, а выходные выводы каждого модулятора подключены к первичной обмотке одного 40 иэ трех основных согласующих трансформаторов, вторичные обмотки которых связаны между собой последовательно и образуют выходные выводы устройства, снабжено тремя дополнительными модуляторами, выполненными аналогично основным и своими выходными выводами подклЮченными к первичным обмоткам дополнительно введенных согласующих трансформаторов, вторичные обмотки которых соединены последовательно между собой и со вторичными обмотками основных согласующих трансформаторов, а силовые входы этих дополнительных модуляторов подключены к соответствующим силовым входам основных модуляторов.

В одной из модификаций устройства число витков вторичных обмоток основных согласующих трансформаторов и дополнительно введенных согласующих Щ трансформаторов находятся в соотношении 1:0,307.

Во второй модификации устройства, первичная обмотка каждого иэ дополнительно введенных согласующих транс- у форматоров снабжена отпайками, соединенныж с силовыми входами соответствующих дополнительных модуляторов через дополнительно введенные управляемые ключи с двухсторонней проводимостью.

Кроме того, в любой из описанных модификаций устройство снабжено вторым устройством, выполненным аналогично первому, а также управляемым фазосдвигающим узлом с управляющим и тактовыми входами, причем тактовый вход последнего подключен к управляющему входу упомянутого блока управления одного устройства, а выход— к управляющему входу блока управления второго устройства.

Это позволяет расширить функциональные свойства преобразователя за счет обеспечения возможности регулирования величины его выходного напряжения.

Предлагаемое устройство (фиг.3) состоит иэ силовой части 1 и блока

2 управления. Силовая часть 1 включает основные модуляторы 3-5 и дополнительные модуляторы 6-8. Для удобства основные и дополнительные модуляторы, подключенные своими силовыми входами к одним и тем же силовым входным выводам, обозначают преобразующими ячейки 9-11. В устройстве на фиг.4 основные и дополнительные модуляторы выполнены по схеме однофазной мостовой инверторной ячейки.

На выходе каждого модулятора установлены согласующие трансформаторы: основные 12-14 и вспомогательные 15-17 (фиг.4) . Вторичные обмотки всех трансформаторов соединены последовательно и образуют выходные выводы

18 и 19 силовой части 1 устройства.

В зависимости от особенностей исходной питающей сети (является ли она трехпроводной или шестипроводной с гальванически развязанными фазаьи) по крайней мере половина согласующих трансформаторов (а именно

12-14) в некоторых модификациях может быть исключена. В случае, если обмотки генерирующей исходной сети гальванически развязаны и могут выполняться с отпайками, можно отказаться и от второй половины согласующих трансформаторов 15-17. Кроме того, возможны различные варианты выполнения модуляторов (как основных, так и дополнительных). С учетом таких возможных модификаций; предлагаемое устройство представлено в обобщенном виде — блок-схемой на фиг.3а и в конкретном виде (представляющем для практики наибольший интерес) — полуструктурной схемой на фиг.4. Силовые входные выводы

20-22 устройства предназначены для подключения их к трехфазной сети.

Блок 2 управления ключами силовой части 1, представленный одним воэ813621

12 ) можным вариантом на фиг.3b, содержит генератор 23 трехфазного синусоидального напряжения(Ч д на фиг.1 6)частоты f,,фазные выходы 24-26 которого подключены ко входам преобразователей 27-29 формы напряжения, преобразующих синусоидальное напряжение д

S n осн в напряжение прямоугольной формы(Фид на фиг. 1 h ).Эти напряжения Ч д +g д Гфф" подают на управляющие входы ключей основных модуляторов 3-5 (фиг.4) ..

Преобразователи формы могут быть выполнены на основе любого типа спуско вых устройствах, например на триггерах Шмитта.

Для получения напряжения утроенной частоты прямоугольной формы(Ф на фиг.1 ol) трехфаэные напряжения прямоугольной формы с блоков 27-29 подают в сумматор 30. С помоцью сумматоров 31-33, на входы которых подают напряжения с блоков 2?-29 и с сум- 20 матора 30, формируют трехфазную систему напряжений ступенчатой формы V д, +Я Vс ),а дополнительные модулирующие напряжения Ч д

Ч, ") получают н сумматорах 3436 путем подачи на нх входы напряжений трехфазного генератора 23 и напряжений с сумматоров 31-33.

Полученные энакопеременные основНые и дополнительные модулирующие напряжения подают на ключи соответствующих модуляторов так, что при одной полярности этих напряжений н каждом модуляторе в состоянии проводимости находится одна пара диагонально расположенных ключей, например 37 и 38, а при протиноположной полярности — вторая пара ключей 39 и 40 для основного .модулятора 3 и пара ключей

41, 42 и 43, 44 для дополнительного модулятора б соответственно (фиг.4) 40

На выходах преобраэуюцих ячеек

9-11 (фиг. 3 а, фиг. 4) при этом формируются эквивалентные промодулированные напряжения U>A,Uzg,U g (фиг.3) . э э

После их суммирования на выходе сило- 45 вой части 1 получают напряжение U синусоидальной формы преобразованной частоты

В рассмотренном Варианте (c моду щ лируюцим напряжением на фиг.1 г)числа витков вторичных обмоток основного и дополнительного согласующего трансформаторов должны находиться в соотношении 3:2.

Для улучшения энергетических показателей устройства в качестве дополнительных модулируюцих напряжений следует использовать напряжения, показанные на фиг.1к,з. 60

При аппроксимации идеального модулирующего напряжения на фиг.1г, которое обеспечивает отсутствие искажений выходного напряжения, прямоугольными импульсами для упрощения технической реализации взяты равнонременные интервалы его квантования.

Блок управления н этом случае в сраннении с фиг.3б видоизменяется.

В моменты, когда дополнительные модулируюшие напряжения (ч д" на фиг.1 >3) имеют нулевой потенциал, блок управления должен обеспечить замыкание соседних ключей разных стоек (например 41, 43 или 42,44) иннерторной ячейки.

Форма выходного напряжения 0 при дополнительном модулирующем напряжении простейшей одноступенчатой формы (фиг. 1 )показана на фиг.бб.

Коэффициент гармоник этого напряжения равен 0,15.

Дальнейшее улучшение качества выходного напряжения достигается увеличением числа ступеней в дополнительном модулирующем напряжении.

Силовая часть 1 устройства при этом несколько усложняется за счет увеличения числа ключей н дополнительных модуляторах. Первичные обмотки дополнительных согласующих трансформаторов при этом выполняют с отпайками, которые через дополнительно введенные ключи подключают к силовым входам основных модуляторов. Так, при двухступенчатом дополнительном модулирующем напряжении (фиг.1з) в перничной обмотке согласующего трансформатора 15, например, ннодят отпайку

45, а н модуляторе 6 — дна ключа 46 и 47.

Для различных форм дополнительных модулирующих напряжений отношение чисел витков вторичных обмоток основных и дополнительных согласующих трансформаторов различно. Для формы напряжения на фиг.1ж это отношение равно 1:0,307. Искажения выходного напряжения н этом случае получаются минимальными. Для обеспечения ноз— можности регулирования величины выходного напряжения вышеописанное устройство (фиг.3) снабжают аналогично выполненным устройством (с силовой частью 48 и блоком 49 управления), а также управляемым фаэосднигаюцим узлом 50 с тактовым и управляющими входами 51 и 52 (фиг.5 а).

При этом тактовый вход 51 подключают к управляющему входу 53 блока управления одного устройства 1 и 2, а выход фазосдвигающего узла 50 подсоединяют к управляющему входу 54 блока управления второго устройства

48 и 49

Регулирование величины выходного напряжения обеспечивают изменением напряжения 0, подаваемого на управляющий вход 52 узла 50. В зависимости от величины этого напряжения ныtl ходкое напряжение U> второго устройства (48 и 49) сдвигают по фазе относительно напряжения первого устройства (1 и 2) . Суммарное напряже13

813621 ние при этом мо ;

0 „ х-— 2 Π— — 2 0 (фиг. 5 б) .

При дополнительном модулирующем напряжении (фиг.1r) искажения напряжения U в процессе регулирования также равны нулю.

При простейшем одноступенчатом дополнительном модулирующем напряжении ("„иг.1 )коэффициент гармоник

К r (U>) в функции угла регулирования с - в диапазоне его изменения I)-150О о периодически (с периодом в 30 гизменяется в области 0,15-0,08 (фиг.бс )

Значение этой зависимости позволяет использовать угол С также для улучшения качества выходного напряжения.

Регулировочная характеристика, показывающая изменение величины основной гармоники U выходного напряже- 20 ния в относительных единицах, от формы модулирующего напряжения не зависит (фиг.ба)

Для сопоставительной оценки на фиг.6 апунктиром нанесена также за- >5 висимость Кг(Ug)=f(д.) при использовании в преобразователе на фиг.5а известного устройства. Как видно, даже при простейшем одноступенчатом дополнительном модулирующем напряжении (фиг.1> )искажения выходного напряжения при использовании предлагаемого решения вдвое меньше, а диапазон регулирования его величины с искажениями не более, чем при - =

=0 шире: 1-0,26 против диапазона

1-0,48.

Регулирование или стабилизацию выходной частоты устройства осуществляют соответствующим изменением частоты управляющего сигнала Uf пода- 49 ваемого на управляющий и тактовый входы 53, 51 блоков 2 и 50 (фиг. 5 a)

Устройство с многофазным выходом строится за счет использования соответствующего числа вышеописанных ва- 45 риантов устройств с однофазным выходом. Блоки управления фазных устройств при этом синхронизируют or общего задающего генератора через распределитель импульсов. 50

Для конкретизации взята трехфазная питающая сеть.

В принципе может быть использована любая m-фазная сеть.

Особенностью предлагаемого преобразующего устройства является доволь- 55 но развитая разветвленность преобразующего тракта, характеризуемая значительным числом инверторных ячеек.

Учитывая, что выходные мощности этих ячеек на выходе суммируются, очевид- ф() но, что используя такой принцип построения, можно создать уже сейчас достаточно мощные (в несколько десятков KBA и более) преобразователи частоты в преобразовательной технике 5 или модуляторы в радиотехнике на базе (сравнительно еще сегодня маломощных) ключевых элементов транзисторов. Это открывает большие возможности для применения предлагаемого решения.

Формула изобретения

1. Способ квазиоднополосного преобразования частоты путем амплитудно-импульсной модуляции каждого иэ напряжений трехфазной системы напряжений исходной частоты f„ одним из основных модулирующих напряжений трехфазной системы напряжений прямоугольной формы задаваемой частоты

f > и последующего формирования выходного напряжения преобразованной частоты f =f + f за счет суммирования этих трех основных промодулированных напряжений, о т л и ч а ю шийся тем, что, с целью улучшения качества напряжения преобразованной частоты за счет минимизации величины его искажений, формируют трехфазную систему дополнительных модулирующих напряжений, содержащих только гармоники частоты (6 K+1)f > где К вЂ” любое целое число. Каждым из этих дополнительных модулирующих напряжений осуществляют амплитудную модуляцию одного соответствующего напряжения исходной трехфаэной системы напря>хений частоты 1„ и полученные три дополнительные промодулированные напряжения суммируют между собой и с тремя основными промодулированными напряжениями.

2. Способ по п.1, о т л и ч а ю шийся тем, что трехфазную систему дополнительных модулирующих напряжений получают путем формирования первой вспомогательной трехфазной системы напряжений частоты ступенчатой формы без гармоник кратных трем и второй вспомогательной трехфазной системы напряжений этой же частоты f „ синусоидальной формы и последующего пофазного вычитания синфаэных напряжений первой и второй вспомогательных систем напряжений.

3. Способ по п.2, о т л и ч аю шийся тем, что, с целью улучшения энергетических показателей при аппаратурной его реализации, для получения трехфазной системы дополнительных модулирующих напряжений результирующие напряжения, полученные в результате пофаэного вычитания синфазных напряжений первой и второй вспомогательных систем напряжений, аппроксимируют тремя последовательно сдвинутыми между собой не соответствующие фазовые углы последовательностями импульсов многоступенчатой фор> ы.

4. Устройство для осуществления способа по п.1, содержащее три ос16

813621

15 новных модулятора, выполненные в виде однофаэных инверторных ячеек на управляемых ключах с двухсторонней проводимостью, и блок управления с управляющим входом, причем силовые входы каждого модулятора образуют 5 силовые входные выходы устройства для подключения его к соответствующим фазам трехфазной сети, а выходные выводы каждого модулятора подключены к первичной обмотке одного иэ трех основных согласующих трансформаторов, вторичные обмотки которых связаны между собой последовательно и образуют выходные выводы устройства, отличающееся тем, что оно снабжено тремя дополнительными модуляторами, выполненными аналогично основным и своими выходными. выводами подключенными к первичным обмоткам дополнительно введенных согласующих трансформато- 20 ров, вторичные обмотки которых соединены последовательно между собой и со вторичными обмотками основных согласующих трансформаторов, а силовые входы этих дополнительных модулято- р ров подключены к соответствующим силовым входам основных модуляторов.

5. Устройство по п.3, о т л и ч а ю щ е е с я тем, что число витков вторичных обмоток основных согласующих трансформаторов и дополнительно введенных согласующих трансформаторов выбирают из соотношения

1:0,307.

6. Устройство по п.4 для осуществления способа по пп. 1-3, о т л ич а ю щ е е с я тем, что первичная обмотка каждого иэ дополнительно введенных согласующих трансформаторов снабжена отпайками, соединенными с силовыми входами соответствующих дополнительных модуляторов через дополнительно введенные управляемые ключи с двухсторонней проводимостью.

7. Устройство по пп. 4-6, о т л и ч а ю щ е е с я тем, что, с целью расширения его функциональных воэможностей эа счет обеспечения возможности регулирования величины выходного напряжения, оно снабжено вторым аналогично выполненным.устройством, а,также управляемым фазосдвигающим узлом с управляющим и тактовым входами, причем тактовый вход последнего подключен к управляющему входу упомянутого блока управления одного устройства, а выход— к управляющему входу блока Управления второго устройства.

Источники информации, принятые во внимание при экспертизе

1. Штейн В.В., Черняк Н.А. Однополосная модуляция с помощью фазовых схем. Связьиэдат, 1959, с.7-10.

2. Мыцык Г.С. Исследование и разработка способов преобразования параметров электрической энергии с помощью статических преобразователей.

Канд.дис., M., МЭИ, 1972, с.7-31 (c.116,117) .

3. Авторское свидетельство СССР

9 238656 кл. Н 02 М 5/27, 23.08.66.

4. Патент Швейцарии Р 486801, кл. Н 02 P 7/62, 15.04.70.

5. Патент США Р 3.170.107, кл. 321-61 16.02.65.

6. Патейт Японии Р 48-31408, кл. 53 В 3,28 ° 09.73.

7. Авторское свидетельство СССР

9 515222, кл. Н 02 M 5/257, Н 02 Р7/62,,16. 11. 70.

8.Сб.устройство преобразовательной техники. Вып.2, 1969, К., "Наукова думка", с.111 (прототип) .

813б21

16 0

ng D игр) т и и го ran во фили.0

Составитель И. Никитин редактор 0. Петруыко Техред Н.Бабурка Корректор H- Бабннец

Эакав Тираж 730 Подписное

ВИИИПИ Государственного ксмитета СССР по делам ивобретений и открцтий

113035, Москва, Ж-35, Раушская наб., д. 4/5

Филиал ППП Патент, r. Ужгород, ул. Проектная, 4