Способ преобразования трехфазного напряжения одной частоты в трехфазное напряжение другой частоты

 

Изобретение относится к элект- , ротехнике и предназначено для использования в частотно-регулируемом электроприводе . Цель изобретения - упрощение преобразования частоты за счет обеспечения возможности естественной коммутации тиристоров преобразователя , а также расширение функциональ- rajx возможностей преобразования частоты за счет обеспечения регулирования величины выходного напряжения одним преобразователем. Способ обеспечивает формирование требуемых значения и формы выходного напряжения, ступенчато приближенных к заданному эталонному значению выходного напряжения синусоидальной формы частотой ниже и ш,1ше входной частоты преобразователя , Регулирование значения выходного напряжения, обеспечивают с помощью трансформаторно-ключевого регулятора путем дискретного изменения каждой из трех составляющих соответствующего выходного напряжения, 1 з,п. ф-лы, 7 ил. 1 табл. (Л

СОЮЗ СОВЕТСКИХ

СОЦИАЛИСТИЧЕСКИХ

РЕСПУБЛИК (19) (11) д1) 4 Н 02 Н 5/27

1)

ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

„, 1З »»I0ТИМ

И А ВТОРСНОМУ СВИДЕТЕЛЬСТВУ

ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ СССР

ПО ДЕЛАМ ИЗОБРЕТЕНИЙ И ОТКРЫТИЙ (21) 3758781/24-07 (22) 26.06,84 (46) 15.08. 86. Бюл. N - 30 (71) Физико-энергетический институт

АН ЛатвССР (72) Л.А.Рутманис (53) 621.314.27 (088.8) (56) Авторское свидетельство СССР

В 1100694, кл. Н 02 M 5/27, 1983.

Авторское свидетельство СССР

9 771821, кл. Н 02 M 5/27, 1978.

Иыцык Г.С. Принципы минимизации и расчета искажений выходного напряжения преобразователей частоты с квазиоднополосной модуляцией: Теэ. докл. Всесоюз. конф. "Проблемы преобразовательной техники". Киев, 1979, ч. У, с. 7 78. (54) СПОСОБ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ТРЕХФАЗНОГО НАПРЯЖЕНИЯ ОДНОЙ ЧАСТОТЫ В ТРЕХФАЗНОЕ НАПРЯЖЕНИЕ ДРУГОЙ ЧАСТОТЫ (57) Изобретение относится к электротехнике и предназначено для испольэования в частотно-регулируемом элект- роприводе. Цель изобретения — упрощение преобразования частоты за счет обеспечения возможности естественной коммутации тиристоров преобразователя, а также расширение функциональ)ых возможностей преобразования частоты за счет обеспечения регулирования величины выходного напряжения одним преобразователем. Способ обес печивает формирование требуе)жх значения и формы выходного напряжения, ступенчато приближенных к заданному эталонному значению выходного напряжения синусоидальной формы частотой ниже и выше входной частоты преобразователя. Регулирование значения выходного напряжения, обеспечивают с помощью трансформаторно-ключевого регулятора путем дискретного изменения каждой из трех составляющих соответствующего выходного напряжения, 1 э.п. ф лы, 7 ил. 1 табл.

1251257

Изобретение относится к преобразовательной технике, предназначено для использования в частотно-регулируемом электроприводе с дискретными ступенями изменения значений выходных частот ниже и выше входной частоты преобразователя и осуществляется естественной его коммутацией. В зависимости от числа регулируемых ступеней входного напряжения форма 10 кривой выходного напряжения может быть приближена к синусоидальной, а эффективное его значение установлено исходя из требуемого регулируемого значения, 15

Цель и зо бр е т ения - упрощение реализации преобразования частоты за счет обеспечения воэможности естественной коммутации тиристоров преобразователя, а также расширение функциональных воэможностей преобразования частоты за счет обеспечения регулирования величины выходного напряжения одним преобразователем.

30

На фиг. l 2 и 3 приведены кривые регулирования трех входных напряжений U U, U при входной вх.1 вх.ь э вх.ъ частоте преобразователя, равной

50 Гц, и получаемое их суммированием синусоидальное напряжение П„,„, =

= U + U + U в.трех выходных ах 1 вх.д вх в фазах преобразователя соответственно с частотами 33,3; 37,5 56,25 Гц; на фиг. 4 и 5 - то же, для одной выходной фазы преобразователя (а) и с дискретным ступенчатым приближением реального выходного напряжения к требуемым U „„,кривым (б) при выходной частоте 42,85 Гц и нагрузке в виде асинхронного электродвига40 теля (фиг.4) и выходной частоте

60 Гц и активной нагрузке преобразователя (фиг. 5}; на фиг. 6 - одна выходная фаза силовой схемы преобразователя; на фиг. 7 - блок-схема си45 стемы управления преобразователем. (В преобразователе, реализующем предлагаемый способ (фиг. 6), каждая пара выводов 1, 2; 2, 3; 3, 1 линейно го входного напряжения преобразователя через реверсивные ключи 4, 5 и 6 переменного тока подключена к входным выводам 7,8; 9,10; 11,12 первичной обмотки трансформа1 рра регуляторов переменного напряжения 13-15 Выход- 55 ные выводы 16 - 21 регуляторов на.пряжения включены в последовательную цепь выводов 22 и 23 выходной фазы нагрузки. Остальные выходные фазы преобразователя выполнены аналогично указанному.

Формирование требуемых значения и формы выходного напряжения Ц ступенчато приближенных к заданному эталонному значению выходного напряжения синусоидальной формы U часвь х э тотой ниже и выше входной частоты преобразователя с естественной коммутации, по данному способу реализуется следующим образом.

Устанавливают абсолютное значение частоты „ модулирующего воздействия ниже абсолютного значения входной частоты <) „ преобразователя, т.е.

)u3 !(1) х1 . При данном условии разность абсолютных значений выходной Эвь,х и входной и): частот преобразователя с отрицательным знаком определяет значение модулирующей частоты при выходной частоте преобразователя ниже его входной частоты, а с положительным знаком -A при ),„>)вх . Преобразование осуществляется при дискретных значениях выходных частот, определяемых зависиk мостью 1 = m — - где m — экwx вх вх э вх э вивалентное число входных фаз, из напряжений которых формируется выходное Пв„х напряжение; k, h — целые числа периодов выходного и входного напряжений преобразователя, имеющие наименьшее общее делимое. При этом в общем выражении модулирующего воздействия 9 (h)= соя(о) t + (-1) (и-i)- $ р . 211 . Н И 3 где i 1, 2, 3; и 1, 2, 3-индексы фаз входного и выходного напряжений соответственно, значение индекса р задают равным р = 2 при

")вых " вх " = 1 при )вь1х ")вх

" )вы )вх

В выражении выходного напряжения

3 и-й фазы U () = U. Ч „(л) индексы

1=1 п могут иметь любые иэ сочетаний, определяемых выражением Ч„(n)=

Р . 25

= соя() + (-1) (n-i) †) выше приИ 3 веденных значений, например при i 2, что соответствует входному напряже2П нию sin(t — — ), и р, равном 2, модулирующей функцией Ч является:

211

np n 1, ) cos(„ t 3 ) (s pep

1251257

30 2% 25 2%

U в«т (6111«д t cos««J t+sin(d t )с08(«« t» )+Sin(д t+ ) с03(«т t+ )

Ь»тх» тт Фх 3 3 3 3 .

U "0 (в1пт„) t.cos(W t+ — )+sin(t — ) cosM t+sin(M t+ ) cos(A t" )г»

2 lT 2 2% 2П ех " 3 3 »т 3 3, U «U (sind t cos(d t- †)+sin(Q t- †) cos(d t+ †)+sin(d t+ †) cosdt).

2% 2% 2тт 2 ртх е т»е м 3 3 3 3 м вой выходной фазе преобразовател»Р): при и 2, Ч = соя) t, при п = 3, 2Л

9-- cos(M t + — ) .

3 . На фиг. 1 и 2 показано модулиру- 5 ющее воздействие с частотой1)„ (),„ при входной частоте преобразователя, равной 50 Гц, а также формирование требуемого трехфазного выходного напряжения U, с частотой 33,3 и

37»5 Гц при модулирующей частоте „, равной 16, (6) и 12,5 Гц соответственно. На фиг. 3 показаны аналогичные зависимости формирования трехфазного напряжения выходной частоты

56,25 Гц при модулирующей частоте, равной 6,25 Гц. Полупериоды модулирующего воздействия с частотойт) сооттт ветствуют моментам времени переключения полярности входных напряжений 20

U =+U sinu3 t; И = + U sin ех т т ех » ех г " тъ (вх )» ех з= т (ех"

27

+ — ), например U (фиг. 2) в момен3 ех т

25 ты времени с, и с» Usxг в сз и . в первой выходной Лазе .U „„„преобразователя и регулируемого по амплитудному значению во времени входного напряжения U „ в моментах времени

t и с во второй выходной фазе пре5 6 образователя.

Как видно из фиг. 1, 3, в соответствии со значением модулирующей функции с частотой ) регулируются амМ . 35 плитудные значения трех входных напря" жений U, U, U которые в ех т » вх g » вх:т сумме образуют выходное напряжение эталонной частоты и требуемого эффективного значения. Иедленное изменение амплитудного значения формирующих Us напРHKeHHH О » г » тт . тт тт с частотой > ниже значения входной частоты прес браэователя позволяет требуемую модуляцию значений вход ных напряжений осуществлять естест45 венными коммутациями преобразователя (фиг. 4б, 5б).

С целью обеспечения регулирования значения выходного напряжения преобразователя величину каждой из трех составляющих соответствующего выходного напряжения изменяют дискретно с помощью трансформаторно-ключевого регулятора. На фиг. 1 на левой стороне показано требуемое оптимальное (с бесконечно большим числом ступеней изменения значений У ) значение

ВХОДНЫХ НаПряжЕНИй Пе. т» ))вх, 1 U Ех, для формирования выходного напряжения U b„, с амплитудным значением, равныт; 1,5 U, а на правой сторонеБ „„ с амплитудным значением, равным амплитудному значению входного напряжения, т.е. с регулируемым значением, равным 2/3 от номинального значения У „„ . В данном примере коэффициент трансформации входного напряжения высшего уровня в регуляторе берут с единичным значением. При выборе это го коэффициента трансформации может быть установлено требуемое номинальное значение U„„,„ В свою очередь регулирование U „„ вниз от номинального эффективного значения осуществля"ется выбором соответствующих ступеней регулирования входных напряже-.

Ний ПО зависиМОСТЯМ 1СР Us„т» kÐ U °

Р Ех1 °

k U „3» 1 e Kos HHHeHT k соответствует требуемому значению регулирования эффективного значения У,„, а мгновенные значениЯ Пвх ° ()ехг » ()ехз приближены к значениям, определяемым согласно зависимостям с Е = 2/3. Примеры дискретного регулирования

U „, U „з приведены на фиг. 4 и 5.

Рассмотрим примеры формирования трехфазного выходного напряжения, например, с частотой ниже входной частоты преобразователя, т.е. при о.)„» c „ H P = 2. В общем выражении выходного напряжения преобразоватев ля U „,„(т)=,» U-Ч (n)= U k sin(A,„

2)l =" Р. 26 (i-1) — ) cos(Q t + (-1) (n-i) — )

3 м 3 принимая при номинальном значении коэффициент регулирования k 1 получим следующие выражения напряжения выходных фаз:

1? 5! 257

2П 2П

U V (sin u! t сови3 t+sin(t- -«-) cos(t+ )+sin(„ t+- †) cos(M„t 3 )t 1

ВЫкт м ЬК 3 3

2Tt 2 2lt

U U (8 1п u> t соя (uJ t )+91н (и t ) собир 1+3 1п(ааЭ t+ ) cos (uJ t+ 3)) вых д sx и 3 вк 3

8 3

«

2> 2 . 2И

О, U (sin > t сов() t+ — -)+в1п(> „ t- — -) cos(„t- — -)+sin(„ t+- — ) cosa) t).

35

50

lbtst формирования выходного напря% же ния пр ео бр аз о в ател я выше входнои частоты преобразователя, т.е. при

Для пояснения способа используются не все тиристоры преобразователя, а только 24-61.

Переключение полярности входных напряжений и дискретное регулирование их амплитудных значений согласно предложенным модулирующим функциям с частотой «>„ может осуществляться согласно схеме преобразователя на фиг. 6 переключениями соответствующих реверсивных ключей переменного тока от входного напряжения преобразователя и соответствующих ступеней значений напряжения на выходе регуляторов переменного напряжения преобразователя, Эти регуляторы напряжения (13-15)-могут иметь,. различное исполнение, позволяющее с требуемой точностью регулировать значения напряжения на их выходе. С целью экономии тиристоров и секции обмоток трансформатора регулятора напряжения во многих случаях на практике, например для электропривода, допусти" мо ступенчато-аппроксимированное регулирование зависимостей изменения трех суммируемых входных напряжений преобразователя. Соответствующие оптимальные (а) и аппроксимированные (б) кривые, поясняющие процесс преобразования частоты, показаны на фиг. 4 и 5, а включенные тиристоры— на фиг. 6.

В таблице приведены характерные интервалы времени формирования выходного напряжения преобразователя.

Для примера согласно фиг. 4 принято, что значения входного напряжения на выходных .выводах регуляторов напряжения имеют соответственно 0;

0 5 0,8; 1,0 значения от полного (номинального) значения входного линейного напряжения преобразователя, а для примера согласно фиг. 5соответственно 0; 0,4; 0,6; 1,0, Согласно фиг. 4, например, в момент с„ начинается формирование положи:,!,,„.- .l„, tt в = 1, получим следующие выражения напряжений выходных фаз: тельной полуволны U,„с повторением в момент t„ . Соответствующие аналогичные моменты t„, показаны

15 на фиг. 5. Переключение полярности регулируемого входного напряжения, например, U „(штрихпунктирная кривая) согласно зависимостям формирования выходного напряжения показано

20 на фиг. 4, 6 и в таблице при включении тиристоров 44 и 45 в момент а согласно фиг. 5 и 6 — напряжения

U „ в момент t включением тирисЬ

25 торов 56 и 57.

Система управления преобразователем для осуществления предложенного способа работает следующим образом.

Ф

Компаратор 62 выявляет начало положительного полупериода входного напряжения одной фазы. Управляемый ключ 63 привязывает импульсы .генератора 64 прямоугольных импульсов к входному напряжению, чем осуществ- ляется умножение частоты. Двоичный счетчик 65 ведет счет импульсов, поступивших от ключа 63. Дешифратор

66 выдает импульсы повторения счета счетчиком 65 после поступления от ключа 63 количества импульсов, равных по продолжительности полупериоду выходного напряжения. Блоки 67-69 дешифруют импульсы согласно заданным моментам открывания тиристоров преобразователя соответственно в трех выходных фазах преобразователя. Распределители 70-72 распределяют дешифрованные импульсы по тиристорам, а блоки 73 осуществляют усиление импульсов, Для уменьшения влияния помех и исключения возможных возникших ложных импульсов введены блоки 74 и 75.

Блок 74 осуществляет счет заданного числа периодов входного напряжения, после чего дешифратор 75 импульса сброса осуществляет сброс всей ранее записанной информации. Для реализа1251257 ции предложенного способа могут применяться и другие системы управления, предназначенные для программного управления.

Интервал 1Амнлитудное значение

Включенные тиристоры в цепи суммирования напряжений суммируемых напряжений времени торов напряжения реверсивных ключ

U Ц U

ВХ 1 ЬХ2 Вх

4

При выходкой частоте 42,85 Гц

24,25 27,28 30,31

24125 27128 30 ° 31

0 5

0,8

30, 31

0,8

30, 31

1,0 0

1,0

30, 31

0,8 0

1,0

Бестоковая пауза

t -t

37,38 — 41,42

37,38 44,45 41,42

0,8 0

1,0

t -t в

0,8 0,5 1,0

37,38 44,45 41,42

0,5 0,5 1,0

9 1О

Бестоковая пауза

1О 1

11 Д

48 29

0,5 0,5 1,0 24,25 49,50 41,42

При выходной частоте, равной 60 Гц

0,4

24,25 27,28 30,31

24,25 27,28

24,25 27,28

26 51

26 51

26 52

Бестоковая пауза

1 5

37,38 53,54

37,38 53,54 56,57

37,38 53,54 56,57

5 6

0,4

6 1

0,6

-С и т.д.

Бестоковая пауза

0,4 1,0 0,6

24,25 27,28 60,61

48 52 33 з

9

t -t

6 7

1,0 0,5

1,0 0,5

1,0 0

1,0 0,6

1,0 0,6

1,0 1,0

0,6 1,0

0,6 1,0

0,6 10

24,25

24,25

24,25

26 29

26 29

26 34

26 34

36 34

39 40

39 46

47 46

39 55

39 55 58

39 55 59

9 l 25

Как видно из приведенного, формирование по повторенным полупериодам выходного напряжения аналогично предыдущему, но отличается включением других тиристоров ключей переменного тока и регуляторов напряжения, что задается заранее составленной программой подачи импульсов управления тиристорами преобразователя. Продолжительность повторения этой прог- . 10 раммы импульсов управления тиристорами преобразователя для схемы согласно фиг. 6 примерно в шесть раз больше интервала на фиг. 4. Повторен. ная реализация программы во время работы преобразователя осуществляется синхронизацией с определенной фазой напряжения преобразователя.

Для каждого значения выходной частоты составляется своя программа уп- равления, например согласно кривым на фиг. 4 и 5.

1257

10 выходного напряжения тиристорного преобразователя в соответствии с выражением

U w

i=! вых(м) (1 Jc(+

3 =ш вых вх э вх, где i=1,3; n=l 3 — индексы фаз сетевоro и выходноro напряжений;

U амплитуда сетевого напряжения; — момент времени переключения полярности входных напряжений,отличающийся тем, что, с целью упрощения реализации преобразования частоты за счет обеспечения возможности естественной коммутации тиристоров преобразователя,преобра- зование осуществляют при условиях

Формула из обретения25

1 ° Способ преобразования трехфазного напряжения одной частоты в трехфаэное напряжение другой частоты путем амплитудно-импульсной модуля30 ции каждого из i-х напряжений сети:

211

U.==U sinful t-(i-l)-, 1, ° 1 ь вх

У соответствующим по фазе и-м квазисинусоидальным модулирующим воздействием, близким к гармоническому воздействию:

211

Ч =соя(д t+(-1) (и-i) —-м<м> и 3 с последующим суммированием результа" тов модуляции для каждой и-й фазы где 1в„ t &blx 1 „ — сетевая, выходная частоты и частота модуляции соответственно; шв„, — эквивалентное число вход ных фаз, из которых формируется выходное напряжение;

k h — - целые числа периодов выходного и сетевого напряжений преобразователя, имеющие наименьшее общее делимое;

Р=2 пРи 1-живых + „и Р=l пРи1вы х »

2. Способ по п. l, о т л и ч а юшийся тем, что, с целью расширения функциональных возможностей за счет обеспечения регулирования величины выходного напряжения, величину каждой из трех составляющих с. соответствующего выходного напряже ния изменяют дискретно с помощью трансформаторно-ключевого регулятора.!

251257

1251257 фиа.б

Составитель Г. Мыцык

Редактор М, Дылын Техред, О. Гортвай Корректор Д. Пилипенко

Заказ 4423/55 Тираж 631 Подписное

ВНИИПИ Государственного комитета СССР по делам изобретений и открытий

113035, Москва, Ж-35, Раушская наб., д, 4/5

Производственно-полиграфическое предприятие, г, Ужгород, ул. Проектная, 4