Квазикогерентный демодулятор фазоманипулированных сигналов

 

Сущность изобретения: квазикогере;пный демодулятор содержит 2 смесителя 1,2, фильтры нижних частот 3, 4, перемножители 5-7, полосовой фильтр 8, компаратор 9, делители частот 10, 11, блоки задержки 12-15, сумматоры 16-18, интегратор 19 етеродин 20, фазовращатель 21. 3 ил.

СОЮЗ СОВЕТСКИХ

СОЦИАЛИСТИЧЕСКИХ

РЕСПУБЛИК (51)5 Н 04 1 27/22

ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ

ПО ИЗОБРЕТЕНИЯМ И ОТКРЫТИЯМ

ПРИ ГКНТ СССР

ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

К АВТОРСКОМУ СВИДЕТЕЛЬСТВУ (21) 4890406/09 (22) 10,12.90 (46) 30.08.92. Бюл. N 32 (72) В,Ю.Лоскутов (56) Лоскутов В.Ю. и др. Демодуляция фазоманипулированных сигналов на сверхнизкой промежуточной частоте, — "Радиотехника", 1987, N 8, с.13 — 15. Ы„„1758897 Al (54) КВАЗИКОГЕРЕНТНЫЙ ДЕМОДУЛЯТОР ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ (57) Сущность изобретения: квазикогере: тный демодулятор содержит 2 смесителя 1, 2, фильтры нижних частот 3, 4, перемножители

5 — 7, полосовой фильтр 8, компаратор 9, делители частот 10, 11, блоки задержки 12-15, сумматоры 16 — 18, интегратор 1;9, гетеродин

20, фазовращатель 21. 3 ил. l758897

Изобретение относится к радиотехнике и связи и может использоваться для демодуляции двоичных фазоманипулированных сигналов (ФМС), Извесп- ы квазикогерентные демодуляторы, п lкоторых формирование опорного сигнала производится с помощью автогенератора, управляемого петлей фазовой автоподстройки частоты, Они обладают высокой ггомехоустойчивостью, потенциально возможной для данного вида модуляции, Существ::иным недостатком т:.ких демодуляторов является Относительная слОжнОсть петли ФАПЧ, возмо>кность захвата петлей частоты по лехи, а также потерял помехоустойчивости, пропорциональные фазовой

Ошибке в петле, Кроме того, де лодуляторы с с1МПЧ характеризуются увеличенным временем вхождения в синхронизм (время захвата). Это затрудняет их применение в г акетньгх радиосетях, в спутниковых сетях с временным разделением абонентов.

И з вест н ы квази ко гере тн ы е демодуляторы ФМС с цепями пассивной фильтрации

Опорных колебаний, например, путем удвоения частоты с последуюгцим ее делением.

Их преимуществом является простота, устойчивг>сть работы, малое время вхождения в синхрониз л. Недостатками являются сложность получения узкой полосы пропускания опорного тракта на высоких частотах и связанные с. этим потери помехоустойчивости. Кроме того, для пе- рестройки демодулятора в диапазоне частот необходима сопряженная перестройка опорного тракта, Известен также квазикогерентный квадрзтурный де>ладулятор дискретных сигналов с разомKl-lóòûì устройством фазовой синхронизации, Для его перестройки необходима лишь перестройка высокочастотного гетеродина, однако работа на "нулевой" промежуточной частоте позволяет выделить опорные колебания только с помощью микропроцессорных средств, так как требует реализации сложных вычислительных процедур, Вследствие ограниченного быстродействия такие демодуляторы пока не обеспечивают работу в реальном масштабе гремени.

Наиболее близким к изобрете ию является демодулятор ФМС, содержащий гетеродин, два канала обработки сигнала, сумматор, интегратор и опорный тракт, причем каждый. из каналов обработки сигнала состоит из последовательно включенных смесителя, фильтра нижних частот (ФНЧ} и перемножителя, при этом входы каналов обработки обьединен ы и являются входом демодуляторз, выходы каналов обработки

f подключены к сумматору; выход которого соединен со входом интегратора, колебания гетеродина подаются на смесители со сдвигом фаз на 90О, а опорный тракт состоит из

5 третьего перемножителя, компаратора, трех полосовых фильтров (ПФ) и двух делителей частоты, причем входы третьего перемно>кителя подключены к выходам ФНЧ, а выход через первый ПФ подключен к входу

10 компаратора, прямой выход которого через первый делитель частоты и второй ПФ, а инверсный выход через второй делитель частоты и третий ПФ подключен к вторым входам перемножителей каналов обработки

15 сигнала, при этом выход первого делителя частоты подключен к второму входу второго делителя частоты.

Достоинством этого демодулятора яв. ляется простота выделения опорного коле20 бания, так как благодаря квадратурному построению разность частот сигнала fc N гетеродина f - может быть выбрана сколь угодно малой, в том числе меньшей ширины спектра сигнала, Необходимо лишь соблю25 дение условия Ifc — fr !> Л1н, где Л в— нестабильность частоты канала связи, Работа всех элементов опорного тракта нз

"сверхнизкой" промежуточной частоте позволяет произLoäèòü деление частоты с по30 мощью обычных цифровых делителей (триггеров). На низкой частоте также легко формируется сколь угодно узкая полоса пропускания опорного тракта, например, с помощью активных фильтров на операци35 онных усилителях, что обеспечивает высокое отношение сигнал — шум в опорном тракте.

Недостатком прототипа является повышенное влияние нз его помехоустойчивость

40 фазовых ошибок, обусловленных неидеальностью опорного тракта. Как известно, фазовые ошибки опорного тракта складываются из случайных (дрожание фазы), обусловленных влиянием шумов, и статических, 45 вызванных влиянием фазо.асToтных характеристик опорного тракта при нестабильностях GGTOTbl. Уменьшение полосы пропускания опорного тракта приводит к снижени о дрожания фазы, однако увеличи50 взет статическую ошибку, THI: как возрастаег крутизна фазочастотной характеристики опорного тракта. Так, в прототипе второй и третий Г1Ф используются только для выделения первой гармоники из прямоугольных

55 колебаний, получаемых на гыходах делителей частоты. Известно, что в квадратурном демодуляторе ФМС допустимая величина статической фазовой ошибки

0„, /га (1) т,,„„д,. и

1758897 откуда Ос = 20 lg (р,т,+ 1), дБ; где Осев потери помехоустойчивости.

Например, если в качестве второго и третьего ПФ применить одиночные колебательные контуры с полосой пропускания 2

Л 1,, то их фазочастотная характеристика имеет вид р (Лfp) = агсея (Лfpq/Лfy), (2) где h f — отстройка от центральной частоты, Если даже 2 Л1к = 8 ЛЬ, т.е, полоса пропускания в восемь раз превышает нестабильность частоты, величина фазовой ошибки составит рст = arctg (1/4) = 0,245 рад, а соответствующие потери 0 > = 20 Ig (0,245

+ 1) = 1,9 дБ. При более сложных фильтрах эти потери будут еще больше.

Значительно уменьшить эти потери можно за счет исключения второго и третьего ПФ и введения элементов, формирующих прямоугольные опорные колебания специальной формы.

Целью изобретения является повышение помехоустойчивости квазикогерентного демодулятора ФМС со сверхнизкой промежуточной частотой эа счет устранения влияния статической фазовой ошибки.

Поставленная цель достигается тем, что в прототипЕ исключены второй и третий

ПФ, при этом введены второй и третий сумматоры, два блока задержки на Т/16 и два блока задержки на Зфб, где Т вЂ” период опорного сигнала. Выход первого делителя частоты соединен с входами первых блоков задержки на Т/16 и ЗТ/16, прямой выход второго делителя частотЫ вЂ” с входом второго блока задержки на Т/16, а инверсный выход — с входом второго блока задержки на

3TД 6, выход которого и выход первого блока задержки на Т/16 соединены с входами второго сумматора, выход которого соединен с вторым входом первого перемножителя, а выходы второго блока задержки на Т/16 и первого блока задержки на ЗТ/16 соединены с входами третьего сумматора, выход которого соединен с вторым входом второго п ерем ножителя.

На фиг.1 приведена функциональная схема демодулятора; на фиг.2 — временные диаграммы его работы; на фиг.3 — схема принципа формирования прямоугольных опорных колебаний.

Устройство (фиг.1) содержит первый и второй смесители 1 и 2, первый и второй Ф НЧ

3 и 4; первый-третий перемножители 5-7; полосовой фильтр 8, компаратор 9, первый и второй делители частоты 10 и 11, первый и второй блоки задержки»а Т/16 12 и 13, пер10

30 вый и второй блоки задержки на 3T/16 14 и

15, первый-третий сумматоры 16 — 18, интегратор 19, гетеродин 20 и фазовращатель 21.

Устройство работает следующим образом.

Исходный фаэоманипулированный радиосигнал на входе демодулятора имеет вид фиг.2а. Квадратурные сигналы Uc(t) и U<(t) на выходах ФНЧ 3 и 4 представлены на фиг.2б,в. Поскольку разность частот сигнала и гетеродина в таком демодуляторе меньше, чем ширина спектра сигнала, то период разностной частоты больше, чем период фазовой манипуляции (смены полярностей) двоичных символов, что видно из фиг.2б,в.

Перемножением квадратурных составляющих в перемножителе 7 и фильтрации в полосовом фильтре 8 выделяется удвоенная разностная частота (фиг,2г), из которой на прямом и инверсном выходах компаратора 9 формируются прямая и инверсная последовательности типа "меандр". После деления частоты делителями 10 и 11 из них образуются последовательности Ut(t) и U;(t) (фиг.2д,е), сдвинутые по фазе на 90 (четверть периода разностной частоты). Сопоставление фиг.2б.д и фиг.2в,е показывает, что эти последовательности синфазны огибающим .квадратурных сигналов. Если бы делители

10 и 11 работали независимо друг от друга, то вследствие неопределенности фазы на

180О при делении частоты последовательности фиг.2д,е могли бы отличаться по фазе на

+90О, что нарушило бы нормальную работу демодулятора. Дпя исключения этого явления выход делителя 10 соединен с вторым входом делителя 11: по фронту входного.сигнала делитель 11 устанавливается в то состояние, в котором в этот момент времени находится делитель 10, Этим обеспечивается жесткая фазовая связь между последовательностями: последовательность 2д опережает на 90 последовательность фиг.2е, а в случае сбоя работы делителей эта фазовая связь восстановится через период, С помощью блоков задержки 12 — 15 и сумматоров 17 и 18 иэ последовательностей фиг.2д,е формируются трехуровневые последовательности фиг.2ж,з, где длительность положительных и отрицательных импульсов равна 3T/8, а длительность промежутков с нулевым уровнем — Т/8. После . перемножения этих последовательностей с соответствующими квадратурными сигналами в перемножителях 5, 6 и сложения их в сумматоре 16 образуются цифровой видеосигнал (фиг.2,и) с переменной огибающей, который поступает на вход решающего устройства (интегратора 19).

1758897

Рассмотрим порядок формирования трехуровневых опорных сигналов и покажем, что это обеспечивает повышение помехоустойчивости демодулятора.

Последовательность Ut(t) с выхода делителя 10 (фиг.З,а) с помощью блока задержки 12 задерживается на время Т16, где Т— период опорных сигналов (фиг,Ç,в), а последовательность 02(t) с помощью блока задер-. жки 15 — на время ЗТ/16 (фиг.Зб,г), Так как последовательность Uz(t) снимаетсч с инверсного выхода делителя 11, то сумматором 17 реализуется операция

10

0з{е) - 0«(t — Т/16) — Uz(t — ЗТ/16), (3) что показано на фиг.Зд;

Аналогично сумматором 18 реализуется функция (фиг.Ç.е) ..

U4(t) = Ul(t — ЗТ/16) + UZ(t — Т/16), (4) так как блоки задержки. 14 и 13 вносят задержку ЗТ/16 и Т/16 соответственно, Квадратурные сигналы на входах пе- 25 ремножителей 5 и 6 имеют вид U>(t) =

=A(t) cos 2.л t/Ò, Ug(t) = A(t) s«n 2 л t/T. где

A(t) = с-1 — информационный параметр. Так как опорные сигналы фиг.Зд,е являются трехуровневыми (+1; 0; -1), то огибающая 30 результирующего сигнала на выходе сумматора 16 изменяется по периодическому закону с периодом Т/4 (см. фиг.Зж), Поэтому достаточно рассмотреть изменение огибающей на протяжении одного периода. 35

На интервале {О; t<) Uz(t) = 1; U4(t) = О, поэтому 0вых = 0с(т) = A(t) cos 2 л t/T. Ha .интервале (t1; Т/4 — t1) Щ) = 1, 04(t) = 1, поэтому 0вых = Uc{t)+. Us(t) =V2 A(t) cos {2 2гт/Т— — л/4). 40

Наконец, на интервале (Т/4 — Е1; Т/4)

03(t) = 0; 04(t) = 1 и 0вых = Us{t) = A(t) з«п 27г t/Т.

Рассмотрим среднеквадратическое на. пряжение шума нэ выходе демодулятора.

Известно, что если среднеквадратическое 45 напряжение гауссовского шума равно ф, то среднеквадратические значения его квадратурных составляющих е = „= g. Кроме того, квадратурные составляющие являются некоррелированными. поэтому средне- 50 квадратическое значение их суммы ф.=) 2 ф.

Таким образом, на трех рассмотренных интервалах среднеквадратическое значение выходного шума составляет (; т 2 ф gсоответственно, 55

Исходя из принципа работы демодулятора, период изменения огибающей выходного сигнала значительно больше . длительности информационных посылок Тс, поэтому вероятность ошибочного приема найдем усреднением вероятности ошибки на интервале Т/4 т«4 4 z}4-4 „Я) р,.(еж=,- ()ца j,е л ) p,(tick), о о

Для двоичного фазоманипулированного сигнала р ш =0,5{1 -erf (g)), поэтому обозначив

А

А/g=h выражение(5) запишем в виде

«оь y(JSS(c"«icos — }Ьс j ай-er«(hens — --"))lgtс .

1 f

« "} "4 —;"И. < > и-с, Для идеального когерентного демодулятора двоичных ФМС

po = 0.5 {.1 —. erf(h*)), А4 . где h* = - - — отношение сигнал-шум на входе решающего устройства, Для определения потерь помехоустойчивости подоптимального демодулятора по отношению к идеальному необходимо найти отношение h/h*, при котором демодуляторы обеспечивают равную помехоустойчивость, для чего прирэвняем выражения (6) и (7) рош (h) = рош ("*) . (8)

Вынося общий множитель, получим

4Гtl Tfl ty

T(j (-ег«(Ь cos2ltgJj ft-е+сфЕцт-ЯЦ,«Е+ с, + J («-c «(hsinЫЕ«т)),«ф«-qc«{h j тв-с;

Раскладывая интеграл от разности функций как разность интегралов, получим;

4 Е Т/4-te —, je «(hcos2tIr)dt s — Е;Е,-j е«(4еое{2И)т )},«Ес о с, т«4 т т

+--- t,— J ec«{hs п2СЦт) «Е) =«-ее«(Ь ) ц -с, или 4 Е

f Jе"«(Ьсаъ2 Е}т)«Е+ J ег«{ьеее(е цттц (1 О)

4 )}dt i j е+| 2>Е«т))Е =ее«(Ь )

Че-С, Для получения аналитического выражения потерь воспользуемся разложением функции erf(x), при этом для малых х можно ограничиться первым членом ряда: erf(x)

=2х/ Vm.

Тогда выражение (10) преобразуется к виду ес с! 1

21е юолнtlT 2«,с тес, « " Й ь Yf4.tt т, с

hcos(2atltldt + J hcas{FitlT- (t Н+ J hsin{Nt«T)dt

"""1

tñ тв.с, 4

1758897

10 (12) 5

10. или окончательно (13) 2лЭ

20

30

Произведя интегрирование, получим

М i . 2к11 д 2Ktt

4 (slil + sin — — — )

Т 4, Т

Удобнее выразить отношение мощностей сигналов, поэтому ("*) 64 sin — cos ——

8 8 Т (14) Физический смысл имеет изменение t> от 0 до Т/8, На интервале (О < tt

Т Т или t1 = /16, Подставляя tl = Т/16 в выражение (14), получим цпв = 1,053 или 0,22 дБ.

При крайних значениях t> = 0 и t> = Т/8 получим ц = 1,23 или 0,9 дБ.

Введенные в прототип элементы обеспечивают получение оптимального значения tt = Т/16 и соответственно минимум потерь помехоустойчивости. Таким образом, исключение из опорного тракта полосовых фильтров и введение устройств формирования трехуровневых опорных сигналов обеспечивает повышение по лехоустойчивости демодулятора за счет устранения влияния статической фазовой ошибки.

Конкретная реал из а ция дан ного устройства ложет быть выполнена на существующей элементной базе: смесители 1 и 2 и гетеродин 20 — на полупроводниковых транзисторах; фазовращатель 21 и линии задержки 12 — 15 — на LC-звеньях. Остальные элементы удобнее реализовать на основе аналоговой и цифровой интегральной схемотехники, так как они являются низкача35

55 статными. Фильтры 3, 4, 8 — на активных

RC-звеньях, компаратор 9, сумматоры 1618, интегратор19 — на основе операционных усилителей, например, серий 140, 154, Перемножители 5 — 7 — на основе аналоговых прецизионных перемножителей 525ПС2, делители 10 и 11 — триггерные, например, серий 155, 176.

Формула изобретения

Квазикогерентный демодулятор фазоманипулированных сигналов, содержащий последовательно соединенные первый смеситель, первый фильтр нижних частот, первый перемножитель, первый сумматор и интегратор, выход которого является выходом квазикогерентного демодулятора, последовательно соединенные второй смеситель, второй фильтр нижних частот и второй перемножитель, выход которого соединен с вторым входом первого сумматора, первые входы смесителей соединены и являются входом квазикогерентного демодулятора, выход гетеродина соединен с вторым входом первого смесителя и через фазовращатель на 90 — с вторым входом второго смесителя, выходы фильтров нижних частот соединены с входами третьего перемножителя, выход которого через полосовой фильтр соединен с входом компаратора, прямой выход которого соединен с входом первого делителя частоты, а инверсный выход — с первым входом второго делителя частоты, второй вход которого соединен с выходом первого делителя частоты, отличающийся тем, что, с целью повышения помехоустойчивости путем устранения влияния статической фазовой ошибки, введены два блока задержки на

Т/16 (где Т вЂ” период опорного сигнала), два блока задержки на ЗТ/16, второй и третий сумматоры, причем выход первого делителя частоты соединен с входами первых блоков задержки на T/16 и ЗТ/16, прямой-выход второго делителя частоты соединен с входом второго блока задержки на Т/16, а инверсный выход — с входом второго блока задержки на 3T/16, выход которого и выход первого блока задержки на Т/16.соединены с входами второго сумматора, выход которого соединен с вторым входом первого перемножителя, выходы второго блока задержки на Т/16 и первого блока задержки на 3T/16 соединены с входами третьего сумматора, выход которого соединен с вторым входом второго перемножителя.

1758897

Фиг. 2

1758897 в) г) е)

Фиг. 3

Составитель В. Лоскутов

Редактор Н. Швыдкая Техред M.Ìîðãåíòàë Корректор M. Демчик

Заказ 3013 Тираж Подписное

ВНИИПИ Государственного комитета по изобретениям и открытиям при ГКНТ СССР

113035, Москва, Ж-35, Раушская наб., 4/5

Производственно-издательский комбинат "Патент", г. Ужгород, ул,Гагарина, 101