Способ обработки некогерентного пакета радиоимпульсов

 

Использование: радио-и гидролокация при цифровой обработке эхо-сигналов некогерентных передатчиков. Сущность изобретения: просочившийся в приемник сигнал передатчика подвергают аналого-цифровому преобразованию с последующим выделением квадратурных составляющих и определением начальной фазы ϕ_o, информацию о которой используют для цифрового доворота эхо-сигналов. Формирование квадратурных осуществляют путем дискретной гильбертовской фильтрации или непосредственного оценивания квадратурных составляющих амплитуды зондирующего импульса. Для повышения помехозащищенности измерительных процедур доворот фазы эхо-сигналов предложено дополнить формированием пакета сигналов с требуемым изменением начальной фазы от импульса к импульсу с последующей согласованной фильтрацией результирующих отсчетов напряжений. 8 з. п. ф-лы, 1 ил.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в радио- и гидролокации при цифровой обработке эхо-сигналов некогерентных передатчиков.

Среди известных способов обработки некогерентных импульсных пакетов можно указать традиционный вариант, изложенный в [1] Он предполагает выполнение оптимальной фильтрации каждого из радиоимпульсов, усреднение фазы полученных сигналов (выделение огибающей), синхронное интегрирование видеоимпульсов и испытание суммарного сигнала на порог.

Цифровой аналог такого подхода приведен в [2] Он отличается тем, что после согласованной фильтрации и амплитудного детектирования радиоимпульсов выполняют их аналого-цифровое преобразование, а все последующие операции производят в цифре.

Ориентация на некогерентную обработку, как известно, позволяет упростить схемное решение передающих устройств по сравнению с истинно когерентными РЛС, передатчики которых состоят из нескольких каскадов [3] Вместе с тем, немаловажным является то обстоятельство, что некогерентные сигналы уступают когерентным по эффективности решения задач доплеровской селекции, обнаружения слабых источников, подавления пассивных помех и т.д. Поэтому вполне понятным является стремление разработчиков, сохраняя преимущества некогерентных систем, привить им по возможности качества, характерные для когерентного приема.

Среди удачных попыток такого рода можно указать известный способ обработки некогерентной пачки радиоимпульсов, используемый в псевдокогерентных РЛС [3] В этих системах применяется некогерентный зондирующий сигнал с запоминанием начальной фазы каждого излученного импульса, что позволяет при приеме отраженного сигнала исключить влияние случайной начальной фазы и сохранить только те фазовые сдвиги, которые происходят за счет движения цели. Запоминание начальной фазы осуществляют в аналоговом виде посредством стабильных опорных гармонических колебаний, заполняющих почти весь промежуток между импульсами, причем начальная фаза этим колебаниям навязывается каждый раз импульсом передатчика. Принятые сигналы сравнивают по фазе с опорным колебанием с помощью фазового детектора.

Следует отметить, что получение опорного напряжения путем фазирования требует высокой стабильности частоты колебаний когерентного гетеродина. При этом точность фазирования когерентного гетеродина тем выше, чем ниже добротность его контура, хотя для высокой стабильности колебаний требуется увеличение добротности пропорционально частоте генератора [3] До настоящего времени данное противоречие разрешалось путем перевода когерентного гетеродина и фазового детектора на низкие промежуточные частоты. Однако в условиях набирающей силу тенденции максимального приближения цифровой обработки сигналов к апертуре антенны такой подход становится неприемлемым.

Кроме того, следует отметить, что выполнение рассматриваемого способа в аналоговом виде при нынешнем уровне технологии не позволяет рассчитывать на высокую точность реализации образующих его операций. Радикальное решение проблемы представляется возможным только на основе цифровой обработки информации.

Наиболее близким по технической сущности к изобретению является способ обработки некогерентной пачки радиоимпульсов [4] Он предполагает запоминание фазы зондирующего радиоимпульса на период повторения путем фазирования когерентного гетеродина, прием и усиление отраженных сигналов, выделение квадратурных составляющих их напряжений, аналого-цифровое преобразование откликов квадратур, компенсацию паразитного фазового набега путем доворота по фазе комплексных цифровых отсчетов эхо-сигнала на требуемую величину фазового угла ϕ_oсогласно выражению = +j U^c_scosϕ_o+U^s_s·sinϕ_o+j·(U^s_s·cosϕ_o-U^c_s·sinϕ_o) (1) Способ-прототип характеризуется теми же недостатками, что и описанный выше аналог, а именно: ограниченная точность выполнения операций запоминания начальной фазы сигнала в аналоговом виде; сложность фазирования когерентного гетеродина. Кроме того, к числу недостатков следует отнести аналого-цифровое преобразование сигналов на видеочастоте, что не позволяет использовать при оценивании параметров сигналов их тонкую структуру.

Сущность изобретения заключается в том, что запоминание начальной фазы зондирующего импульса осуществляют в цифровом виде, для чего просочившийся в приемник сигнал передатчика, например, на промежуточной частоте, подвергают аналого-цифровому преобразованию с последующим выделением его квадратурных составляющих и определением начальной фазы ϕ_o Процедура расквадратуривания может быть реализована на основе операции дискретной фильтрации Гильберта [5] по фиксированной в пределах зондирующего импульса цифровой выборке напряжений. Поскольку для выполнения доворота фазы согласно выражению (1) интерес представляет не сама начальная фаза ϕ_o, а функции cos ϕ_o и sin ϕ_o, то после формирования квадратур сигнала передатчика U^s и U^s путем гильбертовской фильтрации следует ограничиться определением величин cosϕ_o= sinϕ_o= (2) Результат измерений (2) запоминают в цифровом виде для последующего использования при довороте по фазе комплексных цифровых отсчетов эхо-сигнала согласно выражению (1). Что касается операции выделения квадратур напряжений эхо-сигналов в приемнике, то ее выполняют по полученным в результате аналого-цифрового преобразования отчетам напряжений. При этом из-за импульсного характера сигналов применение дискретной гильбертовской фильтрации в традиционном виде [5] не представляется возможным, вследствие чего для фоpмиpования квадратур можно использовать упрощенную схему. Суть ее, как известно [6] заключается в оцифровке напряжений эхо-сигналов с периодом дискретизации, кратным нечетному числу четвертей периода внутриимпульсных колебаний в отсутствие проявлений доплеровского эффекта и последующем разделении сигнальных отсчетов на четные и нечетные по номеру следования выборки.

Учитывая, что реально просочившийся сигнал передатчика искажен шумами, формированию квадратур путем гильбертовской фильтрации следует предпочесть процедуру расквадратуривания, основанную на когерентном накоплении N сигнальных отсчетов по выходу АЦП. Суть ее сводится к обработке на заданном интервале существования зондирующего радиоимпульса цифровых отсчетов напряжений U_s в соответствии с выражением U^c K²(s-1)·sin²ωΔt(s-1)U_s·K(s-1)·cosωΔt(s-1) K²(s-1)·sin2ωΔt(S-1)U_s·K(s-1)·sinωΔt(s-1);
(3)
U^s= -K²(s-1)·cos²ωΔt(s-1)U_s·K(s-1)·sinωΔt(s-1) +
+ K²(s-1)·sin2ωΔt(s-1)U_s·K(s-1)·sinωΔt(s-1),
где U^c,U^s оценки квадратурных составляющих сигнала;
N протяженность окна накопления, по которому формируются оценки напряжений квадратур, в отсчетах АЦП;
K(s-1) нормированная дискретная функция огибающей просочившегося в приемник импульса передатчика;
ω значение его частоты заполнения;
Δt период дискретизации;
s порядковый номер отсчета.

Для упрощения вычислительных операций процедура формирования квадратурных составляющих напряжений импульса передатчика (3) может быть модифицирована. Для этого аналого-цифровое преобразование необходимо выполнить с периодом дискретизации, кратным нечетному числу четвертей периода заполняющего сигнал колебания, а сами квадратуры сформировать в виде
U^c= fU_s·K(S-1)·cos(2r-1)· (s-1)
U^s= -fU_s·K(s-1)·sin(2r-1)· (s-1), (4) причем

Что касается упрощения операции доворота фазы эхо-сигналов, то оно может быть достигнуто за счет прореживания информационного потока по выходу АЦП путем цифровой фильтрации на основе частичного суммирования сигнальных отсчетов отдельно в четной и нечетной по номеру следования выборках. При этом указанные выборки разбивают на подмножества из N отсчетов в каждом (N четное число) и далее в полученных массивах суммируют коды АЦП с чередующимся знаком, формируя квадратурные составляющие эхо-сигнала в виде:
U^c=U_s·cos ·S; U^s=U_s·sin ·S.

(5)
Полученные в результате напряжения квадратур U^c и U^s далее подвергают операции доворота фазы в соответствии с выражением (1).

Для повышения помехозащищенности измерительных процедур указанный доворот фазы может быть дополнен формированием пакета сигналов с требуемым изменением начальной фазы от импульса к импульсу, при этом информация о начальной фазе излучаемого сигнала позволяет преобразовать исходный некогерентный пакет в ЛЧМ или ФКМ последовательность. Существенно, что конкретный вид закона изменения фазы может быть различным. В частности, для ЛЧМ последовательности необходимо, как известно [7] квадратичное приращение фазы, при фазокодовой модуляции могут быть использованы бинарные фазовые коды, например, Баркера, М-последовательности, а также многофазовые коды, подробный обзор которых изложен в [7]
Соответствующую процедуру доворота фазы в k-м периоде повторения следует осуществлять в виде

(6) где ϕ_oк начальная фаза зондирующего импульса в k-м периоде повторения;
ϕ_тк требуемое фазовое приращение в k-м периоде в соответствии с выбранным законом изменения начальной фазы;
U_sк^c(s) квадратурные составляющие, полученные в результате суммирования отсчетов АЦП согласно выражению (5).

Искусственно сформированную ЛЧМ или ФКМ последовательность далее подвергают согласованной фильтрации, что приводит к сжатию результирующего отклика пачки и подавлению эхо-сигналов, имеющих иной закон межпериодного изменения фазы.

Такой прием позволяет бороться с активными хаотичными и несинхронными импульсными помехами (ХИП и НИП), а также разделять эхо-сигналы частично перекрывающихся пачек.

Процедура аналого-цифрового преобразования просочившегося импульса передатчика и эхо-сигналов может быть выполнена на промежуточной частоте, например, 20-30 МГц, с помощью быстродействующего АЦП типа 1107 ПВ5. При этом генератор тактовых импульсов АЦП должен синхронизироваться импульсом запуска передатчика, что позволит оценить начальную фазу на фиксированном участке существования сигнала, где отсутствуют переходные процессы.

Гильбертовскую фильтрацию оцифрованного напряжения зондирующего импульса весьма эффективно реализует дискретный фильтр Гильберта, например, 6-го порядка, вариант которого представлен в [5] Готовое схемное решение существует и в отношении процедуры доворота фазы эхо-сигналов, приведенной в выражении (1). Для этого достаточно использовать соответствующий узел цифрового компенсатора скорости ветра [4] причем для повышения производительности устройства умножители целесообразно реализовать на серийных микросхемах 1518 ВЖЗ.

Что касается формирования квадратур эхо-сигнала в виде (5), то для его осуществления применимо устройство, представленное на чертеже, где использованы следующие обозначения:
D₁ триггер;
D₂,D₃,D₄,D₇-D₁₀ буферные регистры;
D₅, D₆ вычитатели;
U_вх цифровой сигнал с выхода АЦП;
Т_ацп сигнал такта АЦП;
"Cos","Sin" сформированные квадратурные составляющие эхо-сигнала.

Принцип работы данного устройства заключается в следующем. Поступающие с выхода АЦП цифровые отсчеты напряжений эхо-сигналов на регистрах D₂-D₄ разделяются на четные и нечетные по номеру следования выборки с выравниванием их по времени следования. Данный эффект достигается за счет парафазных управляющих сигналов, формируемых на основе тактовых импульсов АЦП триггером D₁.

В момент действия сигнала "Сброс", совпадающего с импульсом "Начало дистанции", вычитатели D₅, D₆ переводятся в режим трансляции своих входных сигналов на входы регистров D₇, D₈ соответственно. По окончании импульса "Сброс" элементы D₅, D₆ переходят в режим вычитания из вновь поступившего на вход А числа результата предыдущего накопления, выставленного на их входы В по выходам регистров D₇, D₈. Такой прием позволяет реализовать накопление цифровых отсчетов напряжений эхо-сигнала с чередующимся знаком. При появлении очередного импульса "Сброс" результаты накопления переписываются в регистры D₉, D₁₀ и поступают на выход устройства в качестве квадратурных составляющих (5). Далее описанная процедура накопления повторяется вновь. (56) 1. Дулевич В.Е. Коростелев А.А. Мельник Ю.А. и др. Теоретические основы радиолокации /Под ред. В.Е.Дулевича. М. Сов. радио, 1964, с.242-246.

2. Сосулин Ю.Г. Теоретические основы радиолокации и радионавигации. М. Радио и связь, 1992, с.106-109.

3. Финкельштейн М.И. Основы радиолокации. М. Сов.радио, 1973, с.294-353.

4. Бакулев П.А. Степин В.М. Методы и устройства селекции движущихся целей. М. Радио и связь, 1986, с.60-62, рис.5.14. с.135.

5. Хохлов Б.Н. Декодирующие устройства цветных телевизоров. М. Радио и связь, 1982, с.89-95.

6. Радиолокационные станции с цифровым синтезированием апертуры антенны. /Под ред. В.Т.Горяинова. М. Радио и связь, 1988, с.42-46.

7. Ч.Кук, и М.Бернфельд. Радиолокационные сигналы. /Пер. с англ. М. Сов. радио, 1971, с.147-190, 244-316.

Формула изобретения

1. СПОСОБ ОБРАБОТКИ НЕКОГЕРЕНТНОГО ПАКЕТА РАДИОИМПУЛЬСОВ, заключающийся в том, что запоминают на период повторения радиоимпульсов начальную фазу зондирующего импульса в момент излучения, принимают и усиливают отраженный сигнал, выделяют квадратурные составляющие напряжений отраженных сигналов, осуществляют аналого-цифровое преобразование напряжений отраженых сигналов, изменяют фазу комплексных цифровых отсчетов напряжений эхо-сигналов на величину компенсационной фазовой поправки ϕ_o согласно выражению

= U^c_scosϕ_o+U^s_s·sinϕ_o+
+ I·(U^s_s·cosϕ_o-U^c_s·sinϕ_o),
где U^c_s, U^s_s - квадратурные составляющие цифровых отсчетов эхо-сигнала;
- довернутый по фазе цифровой отсчет эхо-сигнала;
- квадратурные составляющие довернутого по фазе цифрового отсчета эхо-сигнала,
отличающийся тем, что для запоминания начальной фазы зондирующего импульса в момент излучения в приемнике осуществляют аналого-цифровое преобразование просочившегося импульса передатчика, выделяют квадратурные составляющие U^c, U^s напряжений просочившегося импульса передатчика по фиксированной во времени относительно момента запуска передатчика цифровой выборке напряжений зондирующего сигнала, вычисляют тригонометрические функции Cos и Sin начальной фазы просочившегося в приемник зондирующего импульса в соответствии с выражениями


запомненное в виде cos ϕ_o и sin ϕ_o значение начальной фазы зондирующего импульса в момент излучения импользуют в течение периода повторения в качестве компенсационной фазовой поправки для изменения по фазе комплексных напряжений отраженных сигналов, а выделение квадратурных составляющих напряжений отраженных сигналов осуществляют после аналого-цифрового преобразования напряжений отраженных сигналов.

2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что квадратурные составляющие U^c и U^s напряжения просочившегося в приемник импульса передатчика формируют путем дискретной гильбертовской фильтрации.

3. Способ по п. 1, отличающийся тем, что квадратурные составляющие U^c и U^s напряжения просочившегося в приемник импульса передатчика формируют согласно выражению

где N - протяженность окна накопления в отсчетах АЦП, по которому формируются оценки квадратурных составляющих напряжения просочившегося импульсов передатчика;
K(S - 1) - нормированная дискретная функция огибающей просочившегося в приемник импульса передатчика;
ω - значение его частоты заполнения;
Dt - период дискретизации;
s - порядковый номер отсчета.

4. Способ по п. 1, отличающийся тем, что аналого-цифровое преобразование просочившегося импульса передатчика выполняют с периодом дискретизации, кратным нечетному числу четвертей периода заполняющего сигнал колебания, а сами квадратурные составляющие напряжения просочившегося импульса передатчика формируют в виде




причем r = 1, 2, ...;


5. Способ по пп. 1 - 4, отличающийся тем, что аналого-цифровое преобразование эхо-сигналов производят с периодом дискретизации, кратным нечетному числу четвертей периода, заполняющего отраженный радиоимпульс колебаний в отстутствие проявлений доплеровского эффекта, далее цифровые отсчеты напряжений сигналов разделяют на четные и нечетные по номеру следования выборки, которые используют в качестве квадратурных составляющих напряжений комплексных цифровых отсчетов эхо-сигнала, подлежающих довороту по фазе.

6. Способ по п. 5, отличающийся тем, что полученные выборки четных и нечетных по номеру следования отсчетов напряжений эхо-сигналов разбивают на подмножества из N отсчетов в каждом (N - четное число) и в полученных массивах суммируют коды АЦП с чередующимся знаком, формируя подлежащие изменению по фазе квадратурные составляющие эхо-сигнала в виде


7. Способ по п. 6, отличающийся тем, что изменение фазы комплексных цифровых отсчетов эхо-сигналов дополняют формированием пакета сигналов с требуемым изменением начальной фазы от импульса к импульсу, для чего в k-м периоде повторения операции изменения фазы имеет вид



где - начальная фаза зондирующего импульса в k-м периоде повторения;
- требуемое фазовое приращение в k-м периоде в соответствии с выбранным законом изменения начальной фазы;
- квадратурные составляющие, полученные в результате суммирования отсчетов АЦП.

8. Способ по п. 7, отличающийся тем, что требуемое изменение начальной фазы от импульса к импульсу определяется квадратичной функцией.

9. Способ по п. 7, отличающийся тем, что требуемое изменение начальной фазы от импульса к импульсу осуществляют бинарным фазовым или многофазовым кодом.

РИСУНКИ

Рисунок 1