Способ спектрального анализа сигналов

 

Изобретение относится к радиотехнике. Сущность изобретения: устройство, реализующее способ, содержит входной усилитель 1, многоотводную линию задержки 2, усилители 3, 4, 5, аналоговый сумматор 6, полосовой фильтр 7, смеситель 8, ЛЧМ-гетеродин 9, дисперсионную линию задержки 10, компенсирующий усилитель 11. 4 ил.

Изобретение относится к радиотехнике, может быть использовано в устройствах обнаружения квазимонохроматических радиосигналов и в спектроанализаторах.

Целью изобретения является повышение помехоустойчивости.

На фиг. 1 представлена блок-схема устройства, реализующего предлагаемый способ; на фиг.2 диаграмма преобразования объемов сигналов после совершения тех или иных операций способа; на фиг.3 временные диаграммы процессов расширения радиосигнала по длительности и его полосовой фильтрации; на фиг.4 - диаграммы формирования широкополосного, в частности, ЛЧМ-эквивалента и сжатия последнего в спектро-временном фильтре (ДЛЗ).

Устройство (фиг.1) включает последовательно связанные входной усилитель 1, линию задержки 2, например, с N отводами, связанные с каждым из отводов линии канальные усилители 4, 5, компенсирующие потери сигнала в линии 2, многовходовой аналоговый сумматор 6, полосовой фильтр 7, смеситель 8 с ЛЧМ-гетеродином 9, синхронизация которого (запуск) осуществляется внешним синхроимпульсом, дисперсионную линию задержки (ДЛЗ) 10 и ее компенсирующий усилитель 11, компенсирующий потери сигнала в ДЛЗ. Будем полагать, что полый коэффициент передачи цепи от входа многоотводной линии задержки 2 до выхода полосового фильтра 7 равен единице в полосе пропускания полосового фильтра 7 и быстро уменьшается вне этой полосы. Будем также полагать, что полный коэффициент передачи цепи широкополосного тракта от входа смесителя 8 до выхода компенсирующего усилителя 11 также равен единице в полосе рабочих частот ΔF_лз. Коэффициент передачи входного усилителя 1 будем считать равным K>1 в полосе спектра входного сигнала Δf_вх≥ Δf_c..

Способ осуществляют следующим образом.

Входной квазимонохроматический сигнал, например, прямоугольный радиоимпульс длительностью τ_c с несущей частотой f_c, изображенный на фиг.2 прямоугольником 12, в смеси с шумом усиливают во входном усилителе 1, после чего его расширяют по длительности в некоторое число раз в гребенчатом фильтре из соединенных многоотводной линии задержки 2, канальных усилителей 3, 4 и многовходового аналогового сумматора 6, в результате чего образуется пачка из N взаимно когерентных радиоимпульсов, следующих внутри пачки с малой скважностью g. Фактор когерентности несущих колебаний каждого из этих радиоимпульсов пачки обеспечивается из условия: f_c·Δτ=M - целое число, (1) где Δτ задержка между смежными номерами отводов.

Пусть входной радиосигнал (фиг.2) представляет собой радиоимпульс длительностью t_c с несущей частотой f_c. Его изображение на частотно-временной диаграмме представлено заштрихованным прямоугольником 12 единичного объема (базы), так как произведение длительности сигнала на ширину его спектра Δf_c=1/τ_c равно единице. В результате N-кратного расширения длительности сигнала с сохранением его когерентности и полосовой фильтрации пачки из N взаимно когерентных радиоимпульсов, следующих с малой скважностью g≥1, на выходе полосового фильтра выделяется радиоимпульс также единичного объема (базы) с длительностью τ_и=qτ_cN и спектром Δf_и=1/Nqτ_c. Частота несущих колебаний в расширенном по длительности радиоимпульсе может сохраниться прежней или как-либо измениться на известную разность (последнее представлено на фиг. 2). Длительность τ_и задают соизмеримой или несколько меньшей с длительностью τ_лз импульсной характеристики используемого в согласованном фильтре спектро-временного фильтра сжатия (ДЛЗ), что и определяет конкретную величину коэффициента расширения длительности N. Затем из полученного сигнала формируют соответствующий широкополосный, например ЛЧМ, эквивалент, рабочая длительность которого равна длительности τ_и сформированного радиоимпульса (на фиг.2 она показана жирной наклонной линией внутри прямоугольника, характеризующего базу ДЛЗ). Этот эквивалент сжимается по длительности в соответствующей ДЛЗ 10, образуя на ее выходе короткий корреляционный максимум. Изображение сложного сигнала широкополосного (например, ЛЧМ) эквивалента на фиг. 2 показано прямоугольником 13 внутри прямоугольника 14, изображающего объем (базу) спектро-временного фильтра сжатия (ДЛЗ). Увеличение размера прямоугольника 14 по сравнению с прямоугольником 13, что отображается неравенством τ_лз≥ τ_и, обычно имеет место в силу неопределенности момента появления на входе согласованного фильтра принимаемого радиоимпульса (положения прямоугольника 12 на временной оси, фиг.2). Если момент прихода сигнала строго известен, то целесообразно использовать режим полного согласования времен τ_и=τ_лз. Зона неопределенности по времени появления на входе согласованного фильтра сигнала Δτ_Σ=τ_лз-τ_и определяет запас надежности правильной работы согласованного фильтра, что реализуется при использовании последнего в локации, поскольку в этом случае величина временной зоны неопределенности связана с неопределенностью по дальностному положению лоцируемого объекта согласно равенству ΔT_Σ=2(D_max-D_min)/C, где D_min и D_max - соответственно минимальная и максимальная границы измеряемых локатором дальностей. В применении к системам стационарной связи такой временной неопределенности может не существовать, и в этом случае длительность расширенного импульса τ_и выбирают оптимально высокой, равной величине длительности импульсной характеристики ДЛЗ τ_лз.

Для передачи расширенного по длительности радиоимпульса (пачки из N взаимно когерентных радиоимпульсов) без потери его энергии можно иметь полосовую систему (полосовой фильтр 7) с полосой пропускания, соизмеримой обратной величине указанной длительности τ_и. Иначе говоря, полосовой фильтр 7 выбирают с полосой пропускания, например, равной Полосовой фильтр 7 представляет собой инерционную систему, которая устранит "пустые" промежутки между смежными радиоимпульсами в пачке, поэтому на выходе полосового фильтра будет выделяться радиоимпульс длительностью τ_и со структурой моноимпульса (как указано на фиг.3), но с несколько уменьшенной средней (усредненной) амплитудой по сравнению с амплитудой радиоимпульсов в пачке при g>1, а именно с амплитудой где А_c амплитуда сигнала на выходе входного усилителя 1 (при указанном выше условии единичности коэффициента передачи тракта от входа многоотводной линии задержки 2 до выхода полосового фильтра 7), величина которой связана с входной мощностью принимаемого сигнала P_вх и входным сопротивлением входного усилителя 1 R_вх и его усилением К соотношением Полагая шум на входе системы "белым" (равномерным гауссовским), находим, что дисперсия шума σ²_ш на выходе полосового фильтра 7 будет равна σ²=k²NGR_вх/2τ_и, (5)
где G приведенная к нагрузке 1 Ом спектральная плотность мощности шума на входе системы (Вт/Гц).

Следовательно, на выходе полосового фильтра 7 отношение сигнал/шум будет равно

Таким образом, расширенный и отфильтрованный радиоимпульс, изображаемый на фиг. 2 прямоугольником 15, является аналогом-представителем принятого радиоимпульса, изображенного прямоугольником 12 на фиг.2, но в отличие от последнего, имеет значительно более узкий спектр, допускающий применение к нему узкополосной фильтрации, основной смысл введения которой заключается в ограничении шума узкой полосой Δf_ф, что позволяет существенно уменьшить дисперсию шума σ²_ш на входе смесителя 8, которым начинается широкополосный тракт согласованного фильтра заявляемого типа.

При таком ограничении полосы шума полосовым фильтром 7 и при наличии усиления К во входном усилителе в выборе значения К можно свести на нет собственный шум широкополосного тракта, имеющего спектральную плотность мощности шума G^* и рабочую полосу ΔF_лз, определяемую полосой пропускания ДЛЗ 10. Так, при аддитивном сложении шумов с выхода полосового фильтра 7 и собственно широкополосного тракта (σ^*_ш)²=G^*R^*_вхΔF_лз/2 результирующий шум на выходе системы (для единичного коэффициента передачи в цепи от входа смесителя 8 до выхода компенсирующего усилителя 11 в полосе пропускания ДЛЗ) будет равен:
σ²_шΣ=σ²_ш+(σ^*_ш)² (7)
Если выполнить условие вида

где Ψ=τ_лз/τ₄=1 и B=ΔF_лзτ_лз база применяемой ДЛЗ 10, то величиной вклада (σ²_ш)² в общий шум на выходе системы в выражении (8) можно пренебречь и считать, что дисперсия шума на выходе системы не изменилась и равна величине, определяемой из выражения (5).

Отметим, что выражением (6) с учетом выражений (5) и (2) доказывается, что имеет место важное свойство инвариантности отношения сигнал/шум на выходе полосового фильтра 7, по отношению к изменению множителя N расширения длительности принимаемого радиосигнала. Множитель N в числителе выражения (5) отражает свойство аддитивности сложения шумовых взаимно некоррелированных компонент в многовходовом аналоговом сумматоре 6. Некоррелированность этих шумовых компонент обоснована тем, что величина парциальной задержки Δτ в многоотводной линии задержки 2 выбрана больше интервала корреляции для шума, который определяется в свою очередь полосой пропускания входного усилителя 1, линии 2 и канальных усилителей 3, 4, 5. Широкополосность указанных элементов схемы позволяет значительно снизить интервал корреляции шума, то есть уменьшить возможное значение задержки Dt или, что то же, уменьшить длительность входного сигнала t_c≅ Δτ. Поскольку для некоррелированных шумов дисперсия суммы шумовых компонент, возникающих на выходах канальных усилителей 3, 4, 5, равна сумме дисперсий этих компонент, а дисперсии этих компонент полагаются одинаковыми, то ясно, почему в выражении (5) использован множитель N. Но поскольку полосовой фильтр 7 имеет полосу пропускания, обратно пропорциональную числу N, то свойство инвариантности отношения сигнал/шум μ_ф=inv/N является обоснованным.

Полагая смеситель 8 линейным частотно-преобразующим элементом, в также полагая единичным его коэффициент передачи для компоненты преобразованной частоты ЛЧМ эквивалента, амплитуда ЛЧМ эквивалента и среднеквадратическое напряжение шума на выходе смесителя 8 будут такими же, как это следует из выражений (4) и (5) с учетом выполнения условия (8). То есть и отношение сигнал/шум на входе ДЛЗ 10 будет определяться выражением (6).

Формирование с помощью смесителя 8 широкополосного, например ЛЧМ, эквивалента достигается гетеродинированием сигнала, поступающего с выхода полосового фильтра 7, с сигналом ЛЧМ-гетеродина 9, который вырабатывает от момента прихода внешнего синхроимпульса ЛЧМ импульс длительностью τ_лз и с девиацией частоты в нем ΔF_лз по линейному закону в функции времени df/dt=ΔF_лз/τ_лз. Таким образом, объем (база) формируемого ЛЧМ-гетеродином 9 сигнала изображается прямоугольником 14 на фиг.2 и отображает собой фактически базу ДЛЗ 10, равную B=ΔF_лзτ_лз. Поскольку момент прихода синхроимпульса на вход ЛЧМ-гетеродина 9 не точно равен моменту воздействия на вход согласованного фильтра принимаемого сигнала, что видно и из фиг.2, и эти моменты разделены во времени некоторой областью временной неопределенности ΔT_Σ=τ_лз(1-1/Ψ), то положение жирной линии на фиг.2, односвязанной с прямоугольником 13, характеризует частотно-временное расположение ЛЧМ эквивалента на выходе смесителя 8 внутри прямоугольника 14 на фиг.2. Если меняется момент времени прихода сигнала на вход согласованного фильтра, то и жирная линия ЛЧМ эквивалента испытывает сдвиг вдоль наклонной прямой (луча, совпадающего с жирной линией), перемещая и прямоугольник 13 внутри прямоугольника 14 вдоль указанной наклонной линии, адекватно отображающей частотно-временную перестройку ЛЧМ-гетеродина 9 под действием синхроимпульса.

Операция расширения длительности принимаемого радиосигнала условно изображена на фиг.3. Эпюры 3а, 3б и 3в выражают напряжения на выходе канальных усилителей 3, 4, 5, причем заштрихованные области это радиоимпульсы, а незаштрихованные составляющие напряжения шума (условно). На этих эпюрах шум не показан в интервалах времени действия радиоимпульсов (длительность которых равна τ_c, а парциальная задержка в линии 2 Δτ>τ_c). На эпюре 3г дан вид напряжения на выходе многовходового аналогового сумматора 6. Видно, что амплитуда импульсов и среднеквадратический уровень шума на выходе сумматора 6 сохранилась. Это верно, поскольку гребенчатый фильтр на основе соединения многоотводной линии задержки 2, канальных усилителей 3, 4, 5 и многовходового аналогового сумматора 6 представляет собой узкополосную систему, полоса пропускания в которой определяется обратной величиной полной задержки τ_и в линии 2. При этом полосовой фильтр 7 является инерционно-сглаживающим звеном, позволяющим устранить (снизить влияние) временные разрывы между смежными радиоимпульсами внутри образованной пачки. Это показано на эпюре 3д. Видно, что в процессе такого сглаживания несколько снижается амплитуда выходного сигнала от полосового фильтра 7, а среднеквадратическое напряжение шума сохраняется прежним.

На фиг.4 поясняется процесс формирования ЛЧМ эквивалента в смесителе 8 и сжатие его в ДЛЗ 10 (на фиг.4а), результат которого указан на фиг.4б. Сжатый по времени корреляционный отклик ДЛЗ возникает, когда пространственное распределение пучностей ультразвуковой волны, возбуждаемой в звукопроводе ДЛЗ 10 от ЛЧМ эквивалента, совпадает с таким же по виду распределением встречно-штыревых преобразователей, напыленных на пьезокерамической подложке ДЛЗ и представляющих неэквидистантную по пространству структуру. Для увеличения зоны временной неопределенности ΔT_Σ следует использовать ДЛЗ с увеличенным значением t_лз длительности их импульсных характеристик.

Следует отметить, что при ϕ>1 сжатый радиоимпульс на выходе ДЛЗ 10 имеет несущую частоту, являющуюся функцией временного сдвига Δt момента прихода на вход фильтра входного импульса длительностью τ_c и частотой f_c. Эта частота равна
,
где -ΔT_Σ/2≅ Δt≅ ΔT_Σ/2, f_o центральная частота ДЛЗ 10.

Выходы N ДЛЗ анализатора подключают к многовходовому аналоговому сумматору типа 6, после чего результирующую пачку радиоимпульсов фильтруют в полосовом фильтре типа 7, а затем из нее формируют ЛЧМ эквивалент, который сжимают в ДЛЗ типа 10. При этом выбор парциальной задержки в многоотводной линии задержки анализатора подчиняют условию (1) для частоты f_{о ан} - центральной частоты ДЛЗ анализатора. В этом случае во входном тракте не происходит таких потерь сигнала, какие свойственны потерям в многоотводной линии 2 схемы фиг.1 и компенсируются канальными усилителями 3, 4, 5 с достаточно большим коэффициентом усиления и низким уровнем собственного шума.

Формула изобретения

Способ спектрального анализа сигналов, включающий усиление сигнала, формирование широкополосного линейно-частотно-модулированного эквивалента, и спектровременное сжатие последнего, отличающийся тем, что, с целью повышения помехоустойчивости, усиленный сигнал до формирования из него широкополосного эквивалента расширяют по длительности с сохранением когерентности до величины, соизмеримой с длительностью импульсной характеристики спектровременного фильтра сжатия, и фильтруют с полосой пропускания, соизмеримой с обратной величиной когерентно расширенной длительности радиосигнала.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4