Способ и устройство для снижения помех в приемниках чм внутриполосного канального цифрового аудиовещания
Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в приемниках цифрового аудиовещания. Способ снижения ЧМ помех в системе внутриполосного канального цифрового аудиовещания заключается в том, что принимают составной сигнал, содержащий полезный сигнал и сигнал помехи, демодулируют составной сигнал для получения первого демодулированного сигнала, вычисляют первое двоичное мягкое решение на основании первого демодулированного сигнала, обрабатывают составной сигнал для получения обработанного сигнала, в котором подавлен ЧМ сигнал первого соседнего канала, демодулируют обработанный сигнал для получения второго демодулированного сигнала, вычисляют второе двоичное мягкое решение на основании второго демодулированного сигнала и объединяют первое и второе двоичные мягкие решения для получения выходного сигнала. Изобретение охватывает также радиоприемники, в которых осуществлен вышеописанный способ. Технический результат - повышение эффективности подавления помех от сигналов ЧМ вещания в отношении цифровой части сигнала цифрового аудиовещания. 3 н. и 26 з.п. ф-лы, 7 ил.
Область техники, к которой относится изобретение
Изобретение относится к способам снижения радиочастотных помех и, в частности, к способам обработки сигналов, используемым в приемниках цифрового аудиовещания (ЦАВ), и к приемникам, в которых применяются эти способы.
Цифровое аудиовещание - это среда для обеспечения аудиосигнала цифрового качества, более высокого, чем в существующих форматах аналогового вещания. Сигналы AM и ЧМ ЦАВ можно передавать в смешанном формате, в котором сигнал цифровой модуляции присутствует совместно с аналоговыми AM и ЧМ сигналами, вещание которых осуществляется в настоящее время, или в полностью цифровом формате, без аналогового сигнала. В системах внутриполосного канального (ВПК) ЦАВ не требуется выделять никаких новых участков спектра, поскольку передача каждого сигнала ЦАВ осуществляется одновременно в спектральной маске, выделенной для существующего AM или ЧМ канала. Системы ВПК способствуют экономии спектра, в то же время, позволяя вещателям снабжать свою слушательскую аудиторию аудиосигналом цифрового качества. Было предложено несколько подходов к ВПК ЦАВ.
Системы ЧМ ЦАВ составляют предмет нескольких патентов США, в том числе патентов №№5949796; 5465396; 5315583; 5278844 и 5278826. В последнее время предложенный сигнал ЧМ ВПК ЦАВ предусматривает размещение ортогонально-мультиплексированных с частотным разделением (ОМЧР) поднесущих в области, отстоящей от центральной частоты примерно на 129 кГц-199 кГц, как выше, так и ниже спектра, занятого модулированной аналоговым сигналом основной несущей ЧМ. Некоторые варианты ВПК (например, полностью цифровой вариант) предусматривает размещение поднесущих, начиная со 100 кГц от центральной частоты.
Цифровая часть сигнала ЦАВ подвергается помехе, например, со стороны первых соседних ЧМ сигналов или основных сигналов в смешанных системах ВПК ЦАВ. Для отделения полезных сигналов в присутствии источников помех требуются средства обработки сигналов.
Один способ выделения ЧМ, именуемый COLT (непрерывный просмотр), можно использовать для выделения узкополосного сигнала, замаскированного широкополосным ЧМ сигналом. Этот способ описан в патентах США №№5263191; 5428834 и 5355533. Способ, раскрытый в этих патентах, предусматривает использование узкополосного режекторного фильтра, который отслеживает и подавляет мгновенную частоту ЧМ сигнала помехи.
В заявке №09/192555 на патент США, переданной заявителю настоящего изобретения, раскрыт способ снижения помех, который, в частности, пригоден для снижения помех от первых соседних каналов диапазона ЧМ вещания. Снижение помех от первого соседнего канала будем именовать ниже подавлением первого соседнего канала (ППС). ППС можно активировать или дезактивировать по мере необходимости, в зависимости от конкретных условий распространения сигналов. Один способ активации/дезактивации ППС состоит в смешивании сигнала без обработки ППС и совершении обратного действия. В заявке №09/192555 на патент США раскрыт способ смешивания для снижения ЧМ помехи в приемнике внутриполосного канального цифрового аудиовещания.
Способ смешивания ППС, раскрытый в заявке №09/192555 на патент США, позволяет определять, следует ли применять ППС, в зависимости от относительного уровня помех. Однако в некоторых случаях повреждение на поднесущих частотах может быть неравномерным и может по-разному распределяться для ЧМ помехи с ППС и без обработки ППС.
Имеется необходимость в способе выделения сигнала, который был бы эффективным для сигналов внутриполосного канального цифрового аудиовещания, при котором повреждение на поднесущих частотах может быть неоднородным и может по-разному распределяться для ЧМ помехи с ППС и без обработки ППС.
Сущность изобретения
Изобретение предусматривает способ снижения помех в приемниках, используемых для приема сигнала ЧМ внутриполосного канального цифрового аудиовещания. Способ заключается в том, что принимают составной сигнал, содержащий полезный сигнал и сигнал помехи, демодулируют составной сигнал для получения первого демодулированного сигнала, вычисляют первое двоичное мягкое решение на основании первого демодулированного сигнала, обрабатывают составной сигнал для получения обработанного сигнала, демодулируют обработанный сигнал для получения второго демодулированного сигнала, вычисляют второе двоичное мягкое решение на основании второго демодулированного сигнала и объединяют первое и второе двоичные мягкие решения для получения выходного сигнала. Кроме того, изобретение охватывает радиоприемники, в которых применяется вышеописанный способ.
Согласно предпочтительному варианту осуществления, полезный сигнал представляет собой сигнал, содержащий совокупность ортогональных мультиплексированных с частотным разделением поднесущих, модулированных цифровым представлением материала программы вещания, или другими данными, которые могут присутствовать в системе цифрового аудиовещания. Настоящее изобретение предусматривает усовершенствование способа подавления первого соседнего канала (ППС), предназначенного для использования в системе ЧМ внутриполосного канального (ВПК) цифрового аудиовещания (ЦАВ), в которой первые соседние ЧМ сигналы выступают в качестве источников помех в отношении цифровой части сигнала ЦАВ. ППС подавляет и/или отфильтровывает мгновенную частоту ЧМ сигнала помехи для снижения влияния помехи со стороны сигнала ЧМ вещания. Это позволяет смешивать сигнал с ППС, не добавляя информацию мягких символов равномерно по поднесущим.
Краткое описание чертежей
Фиг.1 - диаграмма спектральной плотности мощности сигнала ЧМ внутриполосного канального цифрового аудиовещания.
Фиг.2 - диаграмма спектральной плотности мощности двух сигналов ЧМ внутриполосного канального цифрового аудиовещания на соседних каналах.
Фиг.3 - функциональная блок-схема приемника, используемого в системе цифрового аудиовещания, способного принимать сигналы в формате, отвечающем изобретению.
Фиг.4 - блок-схема способа обработки сигналов, раскрытого в заявке №09/192555 на патент США.
Фиг.5 - блок-схема, дополнительно иллюстрирующая способ обработки сигналов, раскрытый в заявке №09/192555 на патент США.
Фиг.6 - блок-схема, иллюстрирующая действие подавителя первого соседнего канала (ППС), отвечающего изобретению.
Фиг.7 - блок-схема процесса определения информации состояния канала, раскрытого в заявке №09/438148 на патент США, который используется в предпочтительном варианте осуществления изобретения.
Описание предпочтительных вариантов осуществления
На фиг.1 схематически представлены распределение частот (спектральное размещение) и относительная спектральная плотность мощности составляющих смешанного сигнала 10 ЧМ ВПК ЦАВ. Смешанный формат включает в себя традиционный аналоговый сигнал 12 ЧМ-стерео, имеющий треугольное распределение 14 спектральной плотности мощности, расположенное в центральном участке 16 или центральной полосе частот канала. Спектральная плотность мощности (СПМ) типичного аналогового ЧМ сигнала вещания имеет форму, близкую к треугольнику с наклоном около -0,35 дБ/кГц от центральной частоты. По обе стороны аналогового ЧМ сигнала, а именно в верхней боковой полосе 18 и нижней боковой полосе 20, располагаются на равных расстояниях поднесущие цифровой модуляции, передача которых осуществляется совместно с передачей аналогового ЧМ сигнала. Передача всех несущих осуществляется на уровне мощности, отвечающем канальной маске 22, определенной Федеральной комиссией США по связи.
Согласно одному примеру смешанного формата модуляции ЧМ ВПК, по обе стороны от основного аналогового ЧМ сигнала располагаются 95 равноотстоящих модулированных цифровым сигналом ортогонально мультиплексированных с частотным разделением (ОМЧР) поднесущих, которые занимают спектр, отстоящий от центральной частоты основного ЧМ сигнала примерно на 129 кГц -198 кГц, что показано на фиг.1 в виде верхней боковой полосы 18 и нижней боковой полосы 20. В смешанной системе полная мощность ЦАВ в модулированных цифровым сигналом ОМЧР поднесущих в каждой боковой полосе составляет около -25 дБ относительно мощности основного аналогового ЧМ сигнала.
Сигналы соседнего ЧМ канала (т.е. первые соседние ЧМ сигналы), если таковые имеются, будут центрированы на расстоянии 200 кГц от центральной частоты рассматриваемого канала. На фиг.2 показано спектральное распределение смешанного сигнала 10 ЦАВ при наличии верхнего первого соседнего сигнала 24 помехи, содержащего аналоговый модулированный сигнал 26 и совокупность поднесущих цифровой модуляции в боковых полосах 28 и 30 на уровне примерно -6 дБ относительно полезного сигнала (поднесущих цифровой модуляции сигнала 10). На фигуре показано, что верхняя боковая полоса 18 ЦАВ повреждена аналоговым модулированным сигналом первого соседнего сигнала помехи. Настоящее изобретение предусматривает подавитель первого соседнего канала (ППС), который способен снижать помеху в этой ситуации. Было показано, что ППС может работать с первыми соседними сигналами помехи как в нижней, так и в верхней боковых полосах ЦАВ и успешно восстанавливать сигнал ЦАВ, замаскированный помехами. Сигнал ЦАВ выделяют из ЧМ несущей помехи, хотя процесс выделения искажает сигнал ЦАВ. Считается, что сигнал ЦАВ мал относительно первого соседнего аналогового ЧМ сигнала помехи, поэтому могут оказаться полезными отслеживание и подавление ЧМ.
На фиг.3 изображена блок-схема радиоприемника 40, способного осуществлять обработку сигналов в соответствии с изобретением. Прием сигнала ЦАВ осуществляется через антенну 42. Полосовой фильтр 44 предварительного выбора пропускает полезную полосу частот, включающую в себя нужный сигнал на частоте fc, но задерживает зеркальный сигнал на fc-2fif (для внешнего гетеродина нижней боковой полосы). Малошумящий усилитель 46 усиливает сигнал. Смеситель 48 смешивает усиленный сигнал с сигналом f1o гетеродина, поступающим по линии 50 от перенастраиваемого гетеродина 52. В результате в линию 54 поступают сигналы суммарной (fc+flo) и разностной (fc-f1o) частоты. Фильтр 56 промежуточной частоты пропускает сигнал промежуточной частоты fif и ослабляет частоты вне полосы частот полезного модулированного сигнала. Аналого-цифровой преобразователь 58 действует с использованием тактового сигнала fs для создания цифровых выборок на линии 60 с частотой fs. Цифровой понижающий преобразователь 62 осуществляет частотный сдвиг, фильтрацию и прореживание сигнала для получения синфазного и квадратурного сигналов 64 и 66 с пониженной частотой дискретизации. Демодулятор 68 на основе процессора цифровых сигналов обеспечивает дополнительную обработку сигнала для получения выходного сигнала на линии 70, поступающего на устройство 72 вывода.
В отсутствие замирания составной сигнал, состоящий из аналогового ЧМ сигнала и сигнала ЦАВ, можно моделировать в виде
где а - амплитуда, θ(t) - мгновенная фаза ЧМ сигнала и d(t) - сигнал ЦАВ.
Без потери общности можно предположить, что средняя мощность d(t) равна единице. Кроме того, полагаем, что а>>1, так что имеет место эффект захвата ЧМ. Заметим, что амплитуда сигнала считается постоянной, поскольку на этой стадии анализа предполагается отсутствие замирания сигнала. Заметим также, что это идеальный случай отсутствия шума. Если этот сигнал обрабатывается с использованием средств, описанных в патентах США №№5263191; 5428834 и 5355533, то выходной сигнал можно аппроксимировать следующим образом:
Первый член выходного сигнала COLT является полезным членом, тогда как второй член представляет собой помеху. Хотя помеховый член имеет такую же мощность, что и первый член, его спектр свернут с квадратом ЧМ сигнала, который имеет удвоенную ширину полосы модуляции ЧМ сигнала.
Если ширина полосы сигнала ЦАВ равна ширине полосы ЧМ сигнала помехи, и если сигнал ЦАВ центрирован на ЧМ сигнале, то, используя метод COLT, известный из уровня техники, можно снизить результирующее отношение сигнал-помеха максимум на несколько дБ. Еще одним источником ухудшения является замирание вследствие многолучевого распространения. Замирание приводит к амплитудной модуляции мгновенной несущей ЧМ. Избирательное замирание может давать ширину полосы амплитудной модуляции того же порядка, что и ширина полосы модулирующего сигнала ЧМ (т.е. 53 кГц), тогда как ширина полосы, обусловленная динамическим амплитудным замиранием, в автомобильном приемнике ограничена примерно 13 Гц на максимальной скорости движения по магистрали. Поскольку в процессе выделения, раскрытом в патентах США №№5263191; 5428834 и 5355533, входной сигнал используется непосредственно для управления центральной частотой узкополосного режекторного фильтра, то амплитудная модуляция входного сигнала вследствие замирания отрицательно влияет на работу.
При наличии замирания составной сигнал, состоящий из аналогового ЧМ сигнала и поднесущих, модулированных цифровым сигналом, можно моделировать в виде
,
где f(t) - член динамического замирания, обусловленный амплитудной модуляцией ЧМ несущей по мере ее распространения через полосу отклонения с избирательным замиранием. Эта амплитудная модуляция имеет ширину полосы того же порядка, что и ширина полосы модулирующего сигнала ЧМ (т.е. 53 кГц).
Медленная составляющая замирания, обусловленная релеевским замиранием, ограничена примерно 13 Гц на скоростях движения по магистрали при частоте несущей в диапазоне 100 МГц. В данной модели эта медленная составляющая замирания не рассматривается, поскольку в пределах окна анализа ее считают практически постоянной. При наличии избирательного замирания становятся более значимыми дополнительные составляющие замирания.
Способы фильтрации, раскрытые в патентах США №№5263191; 5428834 и 5355533, предусматривают, что входной сигнал сам по себе является хорошим приближением ЧМ сигнала ввиду высокого отношения мощности аналогового ЧМ сигнала к мощности сигнала ЦАВ. Однако, когда входной сигнал подвержен замиранию и не является хорошей аппроксимацией ЧМ сигнала, на этапах обработки может возникнуть зеркальный сигнал, который нельзя удалить на последующих стадиях.
Способ фильтрации, раскрытый в заявке №09/438148 на патент США, решает эту проблему с использованием процесса выделения нормализованного сигнала. Первое умножение сигнала приводит к сдвигу мгновенной частоты ЧМ к нулю, тогда как второе умножение приводит к инверсии результата первого умножения. Теоретически, если первый и второй сигналы являются комплексно сопряженными, и если произведение их амплитуд остается равным определенному постоянному значению, то сигнал вполне можно восстановить по фазе и амплитуде (за минусом отфильтрованной ЧМ несущей). К сожалению, динамическое замирание и избирательное замирание приводят к изменениям амплитуды с частотой замирания и шириной полосы модулирующего сигнала. Дополнительный этап нормализации амплитуды опорного сигнала позволяет исключить генерацию некоторых нежелательных помех, связанных с исходным методом COLT. Этот процесс выделения нормализованного сигнала показан на фиг.4.
Составной сигнал
поступает по линии 74. Блок 76 обозначает нормализацию входного сигнала путем деления на его абсолютное значение для получения нормализованного сигнала на линии 78. При наличии замирания составной сигнал, состоящий из аналогового ЧМ сигнала и сигнала ЦАВ, после нормализации можно приблизительно представить в виде
где предполагается, что аналоговый ЧМ сигнал значительно превышает цифровой сигнал ЦАВ. Блок 80 обозначает комплексное сопряжение нормализованного сигнала, и умножитель 82 умножает составной сигнал на нормализованный комплексно сопряженный ему сигнал для получения промежуточного сигнала
на линии 84. Блок 86 обозначает операцию фильтрации сигнала постоянного тока за счет удаления постоянного члена а для получения сигнала
на линии 88. Фильтр 90 нижних частот с конечной импульсной характеристикой выдает оценку постоянного члена в линию 92. Блок 94 задерживает сигнал на линии 84, чтобы согласовать задержку фильтра, и сумматор 96 вычитает выходной сигнал фильтра из задержанного сигнала, выдавая в линию 88 промежуточный сигнал. Заметим, что сигнал ЦАВ вблизи полосы фильтрации также подавляется, и узкополосная режекторная фильтрация оказывает некоторое влияние на целостность сигнала ЦАВ. Умножитель 98 умножает промежуточный сигнал на нормализованный исходный составной сигнал, задержанный в блоке 100, выдавая выходной сигнал в линию 102:
Полагая, что ЧМ сигнал значительно превышает сигнал ЦАВ, что является обычным случаем, выходной сигнал можно аппроксимировать следующим образом:
Из этого уравнения следует, что если член амплитудной модуляции, обусловленный избирательным замиранием, f(t)=0, то получается такой же результат, как и с применением исходного способа COLT. Однако при наличии избирательного замирания дополнительные члены помехи оказываются сравнимыми с полученными методом COLT в условиях избирательного замирания. В частности, если
то способом, отвечающим изобретению, можно сделать собственный шум еще ниже. Вышеприведенное неравенство можно упростить, дополнительно исключая менее значимые члены, которые много меньше единицы, в результате чего получается
Таким образом, используя метод нормализации, можно улучшить на 6 дБ снижение шума, обусловленного избирательным замиранием.
Изобретение, изложенное в заявке №09/192/555 на патент США, предусматривает снижение неблагоприятных воздействий сигнала помехи на выходе за счет увеличения амплитуды или спектральной плотности мощности полезного сигнала по отношению к сигналу помехи.
Вышеописанный процесс подавления ЧМ непосредственно применим к системе ЧМ ВПК ЦАВ всякий раз при наличии первого соседнего ЧМ сигнала помехи. Первые соседние ЧМ сигналы помехи можно обрабатывать и эффективно подавлять/отфильтровывать из цифровой части сигнала ЦАВ, получая сигнал ЦАВ с достаточно малой степенью искажения. Искажение будет крайне мало, если до начала процесса подавления ЧМ будут выполнены следующие три условия.
1) Единственные присутствующие сигналы, обладающие значительной мощностью, это первый соседний ЧМ сигнал и цифровая часть сигнала ЦАВ, подвергающаяся помехе (т.е. верхняя или нижняя цифровая боковая полоса сигнала ЦАВ). Для этого можно просто смешать ЧМ сигнал помехи до 0 Гц и пропустить полученный сигнал через фильтр нижних частот или полосовой фильтр.
2) Цифровой сигнал полностью содержится в верхней или нижней половине первого соседнего ЧМ сигнала. Это изначально предусмотрено спектром системы ВПК ЦАВ, где край цифрового сигнала доходит почти до ±200 кГц, что является центром первого соседнего ЧМ сигнала. Поэтому цифровой сигнал содержится в одной половине ЧМ сигнала помехи. Это важно, поскольку на стороне спектра, противоположной местоположению сигнала ЦАВ относительно ЧМ сигнала, возникают нежелательное искажение или зеркальный сигнал, порождаемые этим процессом выделения.
3) Мощность первого соседнего ЧМ сигнала примерно на 6 дБ превышает мощность цифрового сигнала. Когда мощность первого соседнего сигнала начинает снижаться, ППС лучше не осуществлять. Это гарантирует, что ЧМ сигнал достаточно велик по сравнению с сигналом ЦАВ, что приводит к эффекту захвата. В условиях замирания, вследствие многолучевого распространения, ЧМ сигнал иногда падает ниже порога мощности 6 дБ и, таким образом, алгоритм рекомендуется дезактивировать.
В одной предложенной системе ЧМ ВПК три условия выполняются некоторое время, особенно в областях на краю зоны покрытия (охвата) ЧМ станций. Подавление первого соседнего ЧМ сигнала обеспечивает ослабление помехи и, таким образом, расширяет зону покрытия станции.
Один способ активации/дезактивации ППС состоит в смешивании сигнала без обработки ППС и совершении обратного действия со сглаживанием. Измерение величины мощности отфильтрованного сигнала можно осуществлять, определяя разность между мощностью, поступающей на узкополосный режекторный фильтр, и мощностью, выходящей из него. Сглаживание двух сигналов осуществляется с использованием простой интегрирующей цепи с потерями до вычисления разности.
На фиг.5 изображена блок-схема, иллюстрирующая функции ППС и смешивания, раскрытые в заявке №09/192555, на патент США, которые применяются к верхнему и нижнему первым соседним ЧМ сигналам помехи. Составной сигнал поступает по линии 104 на смеситель 106, где смешивается с сигналом гетеродина, в результате чего в линию 108 поступает модулирующий сигнал, при этом первый соседний сигнал помехи преобразуется в сигнал постоянного тока. Фильтр 110 нижних частот с конечной импульсной характеристикой фильтрует сигнал для удаления сигналов вне полосы ЧМ сигнала помехи. Полученный сигнал поступает по линии 112 в блок 114, где подвергается отслеживанию и подавлению ЧМ. Подавление осуществляется в соответствии с показанным на фиг.3, при этом сигнал на входе и выходе узкополосного режекторного фильтра выводится в линии 84 и 88. В блоке 116 управления смешиванием осуществляется сравнение мощности выходного сигнала узкополосного режекторного фильтра, выраженной в дБ, с верхним и нижним порогами, которые представляют диапазон, в котором происходит смешивание. Диапазон нормализуют так, чтобы величину мощности на выходе узкополосного режекторного фильтра, приходящуюся на ненормализованный диапазон, можно было представить прямым процентом диапазона. Сигнал управления, поступающий на умножитель 120 в линии 118, выражает процентное соотношение, подлежащее умножению на сигнал, прошедший обработку ППС. Управляющий сигнал в линии 122 выражает величину, равную единице минус процентное соотношение, которая подлежит умножению на сигнал, не прошедший обработку ППС, но получивший задержку в блоке 124. Сумматор 128 объединяет выходные сигналы умножителей 120 и 126, выдавая суммарный сигнал в линию 130, по которой он поступает на фильтр 132 с конечной импульсной характеристикой для фильтрации. Выходной сигнал фильтра поступает по линии 134 на смеситель 136, где вновь смешивается с сигналом гетеродина для получения выходного сигнала на линии 138. Этот выходной сигнал далее обрабатывают известными способами для получения выходного аудиосигнала приемника.
На фиг.6 изображена функциональная блок-схема 140, которая иллюстрирует объединение в максимальном отношении информации мягких символов, прошедшей обработку ППС и не прошедшей обработку, в соответствии с настоящим изобретением. Составной сигнал ЦАВ поступает по линии 142 на фильтр боковой полосы ЦАВ, обозначенный блоком 144, для фильтрации. Фильтрованный сигнал поступает на две схемы демодуляции, блоки которых образуют тракты 146 и 148. На тракте 146 фильтрованный сигнал, поступающий по линии 150, подвергается обработке ППС. Блок 152 осуществляет отслеживание и подавление ЧМ согласно предпочтительному варианту осуществления, показанному на фиг.4. Полученный сигнал поступает по линии 154 на блок 156 демодуляции, который выдает демодулированный сигнал в линию 158. Блок 160 выдает оценку информации состояния канала на основании демодулированного сигнала. Блок 162 использует оценку ИСК для определения мягких двоичных метрик демодулированного сигнала, после чего сигнал, прошедший обработку ППС, поступает в линию 164.
Фильтрованный сигнал также поступает по линии 150 в блок 166 задержки. Сигнал с задержкой поступает по линии 168 в блок 170 демодуляции. Блок 172 выдает оценку информации состояния канала на основании демодулированного сигнала на линии 174. Блок 176 использует оценку ИСК для определения мягких двоичных метрик демодулированного сигнала, после чего сигнал, не прошедший обработку ППС, поступает в линию 178. Блок 180 объединения в максимальном отношении объединяет сигналы, поступающие по линиям 164 и 178, выдавая выходной сигнал в линию 182. Этот сигнал поступает на обращенный перемежитель и декодер с прямым исправлением ошибок, входящие в состав приемника, для дальнейшей обработки.
Согласно настоящему изобретению, когерентно детектированные символы поднесущих КФМ подвергают декодированию по Витерби с мягким принятием решения совместно со взвешиванием и объединением в максимальном отношении (ОМО), чтобы минимизировать потери на канале. Объединение в максимальном отношении (ОМО) - это известный способ объединения нескольких вариантов одного и того же сигнала, поврежденного независимыми источниками шума. Объединяя множественные сигналы в пропорции с ОСШ каждого из входных сигналов, получают сигнал с максимальным отношением сигнал-шум (ОСШ). Этот способ применим для объединения трактов сигнала с обработкой ППС и без нее. На тракте без обработки могут иметь место повреждения, обусловленные первым соседним ЧМ сигналом помехи, тогда как на тракте с ППС повреждения могут быть вызваны артефактами процесса ППС. Помехи или шумы, присутствующие на каждом из этих двух трактов, весьма отличаются друг от друга. Соответствующее взвешивание мягких символов каждого тракта информацией состояния канала (ИСК) с последующим их суммированием эквивалентно операции ОМО. Преимущество состоит в том, что объединение составляющей сигнала осуществляется когерентно (поскольку составляющая сигнала одинакова на трактах с ППС и без ППС), а объединение шума осуществляется некогерентно.
Поскольку избирательное замирание приводит к изменению уровней помехи и сигналов в зависимости от (частоты) поднесущих и времени, для адаптивной регулировки взвешивания мягких символов периодически требуется информация состояния канала (ИСК). Метод оценки ИСК должен быть приспособлен к ширине полосы замирания вплоть до, примерно, 13 Гц для максимальных скоростей автомобиля в ЧМ диапазоне около 100 МГц. Доплеровский разброс обычно составляет несколько микросекунд, хотя в некоторых условиях результаты измерения свидетельствуют о более значительном разбросе. На фиг.7 показана функциональная блок-схема способа оценки опорной фазы и ИСК на основании опорных поднесущих, который раскрыт в заявке №09/438148 на патент США. Этот вес ИСК объединяет амплитудное взвешивание для объединения в максимальном отношении с фазовой коррекцией канальных фазовых ошибок.
Способ восстановления ИСК, представленный на фиг.7, предполагает захват и отслеживание частоты поднесущих и символьное хронирование ОМЧР символов. Методы захвата частоты и символьного хронирования используют свойства циклического префикса. Отслеживание частоты и символов осуществляется путем наблюдения сдвига фазы от символа к символу с течением времени или с изменением частоты (между поднесущими).
После захвата частоты и символьного хронирования производится попытка синхронизации с блочным синхрошаблоном хронирующей последовательности ДФМ путем взаимной корреляции дифференциально детектированной последовательности ДФМ с блочным синхрошаблоном. Дифференциальное детектирование осуществляется по всем поднесущим с учетом того, что местоположение пробных поднесущих первоначально неизвестно. Осуществляется взаимная корреляция известного блочного синхрошаблона с детектированными битами каждой поднесущей. О корреляции поднесущей говорят при обнаружении совпадения со всеми 11 битами блочного синхрошаблона. Блочная синхронизация (и разрешение неопределенности поднесущей) устанавливается, когда количество корреляций поднесущей отвечает пороговым критериям или превосходит их (например, расстояние между 4 корреляциями поднесущей кратно 19 поднесущим).
Установив блочную синхронизацию, можно декодировать переменные поля в хронирующей последовательности ДФМ. Решение по дифференциально детектированным битам этих переменных полей принимается на основании большинства голосов по пробным поднесущим, что позволяет осуществлять декодирование, когда некоторые из этих поднесущих или битов повреждены. 16 блоков в каждом кадре модема пронумерованы последовательно от 0 до 15. Старший бит поля счетчика блоков всегда задают равным нулю, поскольку счетчик блока никогда не превышает 15. Синхронизацию кадра модема устанавливают с учетом поля счетчика блоков.
Для когерентного детектирования этого сигнала требуется когерентная опорная фаза. Декодированную информацию из хронирующей последовательности ДФМ используют, чтобы устранить модуляцию из пробных поднесущих, но оставить информацию о локальной опорной фазе и шуме. Согласно фиг.7, комплексные пробные символы, переносимые опорными поднесущими, поступают по линии 184 в блок 186 комплексного сопряжения. Умножитель 190 перемножает комплексно сопряженные символы с известной пробной последовательностью, поступающей по линии 188. Это позволяет устранить двоичную (±1) модуляцию хронирующей последовательности из принимаемых пробных поднесущих за счет умножения их на хронирующую последовательность ДФМ, подвергнутую синхронизации, декодированию и, вновь, дифференциальному кодированию. Фильтр 194 с конечной импульсной характеристикой (КИХ) обрабатывает символы, выводимые в линию 192, сглаживая их по времени, и выдает в линию 196 комплексно сопряженную оценку локальной фазы и амплитуды. Это значение проходит через схему 198 задержки, после чего поступает на умножитель 202, который умножает его на оценку обратной величины дисперсии шума, поступающую по линии 200. Для получения оценки дисперсии шума вычитают сглаженную оценку локальной фазы и амплитуды, поступающую по линии 196, из входных символов (соответствующим образом выровненных по времени схемой задержки 204) с помощью сумматора 206, полученный результат возводят в квадрат в блоке 208 и фильтруют комплексные шумовые выборки в блоке 210. Блок 212 выдает приближенное значение обратной величины (с защитой от деления на нуль). Блок 214 интерполирует этот вес ИСК по 18 поднесущим между парами соседних пробных поднесущих, выдавая полученные локальные веса ИСК в линию 216. Эти веса ИСК подлежат умножению на соответствующие локальные информационные символы, поступающие по линии 218 и получающие соответствующую задержку в блоке 220. Умножитель 222 выдает выходной сигнал мягкого решения в линию 224.
Процесс нормализации улучшает работу в условиях избирательного замирания. Помимо удобства масштабирования амплитуды, нормализация дополнительно снижает колебания амплитуды сигнала ЦАВ, отслеживаемые блоками оценки информации состояния канала (ИСК) на последующих каскадах приемника ЦАВ. Степень улучшения зависит от типа используемого процесса оценки ИСК и ширины полосы этих фильтров оценки. Кроме того, нормализованный сигнал использует меньший динамический диапазон, поскольку коэффициент усиления в процессе ППС равен единице, а не α2. Для хорошей работы также важно согласовывать задержку на тракте составного сигнала с задержкой узкополосного режекторного фильтра.
Это можно использовать в качестве типичного примера метода модуляции, в котором двоичные мягкие символы повреждены независимым шумом (например, КФМ). При использовании модуляции более высокого порядка, например, КАМ, для обеспечения аддитивного объединения информации мягкого решения, прошедшей обработку ППС и не прошедшей обработку, следует реализовать прагматический способ преобразования детектированных символов в двоичные метрики.
Когерентно детектированные символы поднесущих КФМ подвергают декодированию по Витерби с мягким принятием решения совместно со взвешиванием и объединением в максимальном отношении (ОМО), чтобы минимизировать потери на канале. Поскольку избирательное замирание приводит к изменению уровней помехи и сигналов в зависимости от (частоты) поднесущих и времени, для адаптивной регулировки взвешивания мягких символов периодически требуется информация состояния канала (ИСК). Метод оценки ИСК должен быть приспособлен к ширине полосы замирания вплоть до, примерно, 13 Гц для максимальных скоростей автомобиля в ЧМ диапазоне около 100 МГц. Доплеровский разброс обычно составляет несколько микросекунд, хотя в некоторых условиях результаты измерения свидетельствуют о более значительном разбросе. На фиг.8 показана функциональная блок-схема способа оценки опорной фазы и ИСК на основании опорных поднесущих. Этот вес ИСК объединяет амплитудное взвешивание для объединения в максимальном отношении с фазовой коррекцией канальных фазовых ошибок.
где 
- оценка величины, комплексно сопряженной коэффициенту усиления канала,
и σ2 - оценка дисперсии шума.
Способ восстановления ИСК, представленный на фиг.8, предполагает захват и отслеживание частоты поднесущих и символьное хронирование ОМЧР символов. Методы захвата частоты и символьного хронирования используют свойства циклического префикса. Отслеживание частоты и символов осуществляется путем наблюдения сдвига фазы от символа к символу с течением времени или с изменением частоты (между поднесущими).
После захвата частоты и символьного хронирования производится попытка синхронизации с блочным синхрошаблоном хронирующей последовательности ДФМ путем взаимной корреляции дифференциально детектированной последовательности ДФМ с блочным синхрошаблоном. Дифференциальное детектирование осуществляется по всем поднесущим с учетом того, что местоположение пробных поднесущих первоначально неизвестно. Осуществляется взаимная корреляция известного блочного синхрошаблона с детектированными битами каждой поднесущей. О корреляции поднесущей говорят при обнаружении совпадения со всеми 11 битами блочного синхрошаблона. Блочная синхронизация (и разрешение неопределенности поднесущей) устанавливается, когда количество корреляций поднесущей отвечает пороговым критериям или превосходит их (например, расстояние между 4 корреляциями поднесущей кратно 19 поднесущим).
Установив блочную синхронизацию, можно декодировать переменные поля в хронирующей последовательности ДФМ. Решение по дифференциально детектированным битам этих переменных полей принимается на основании большинства голосов по пробным поднесущим, что позволяет осуществлять декодирование, когда некоторые из этих поднесущих или битов повреждены. 16 блоков в каждом кадре модема пронумерованы последовательно от 0 до 15. Старший бит поля счетчика блоков всегда задают равным нулю, поскольку счетчик блока никогда не превышает 15. Синхронизацию кадра модема устанавливают с учетом поля счетчика блоков.
Данное изобретение предлагает близкий к оптимальному способ объединения информации мягких символов с ППС и без ППС для демодуляции/детектирования и вычисления двоичного мягкого решения на основании сигнала, прошедшего обработку ППС, и сигнала, не прошедшего обработку, что показано на фиг.6.
Настоящее изобретение предусматривает подавление и/или фильтрацию мгновенной частоты ЧМ сигнала помехи для подавления помех от сигналов ЧМ вещания. Изобретение особенно применимо к системам ЧМ внутриполосного канального (ВПК) цифрового аудиовещания (ЦАВ), в которых первые соседние ЧМ сигналы выступают в роли источников помех по отношению к цифровой части сигнала ЦАВ. Этот способ также можно использовать в смешанной системе ВПК ЧМ ЦАВ для подавления помехи от основного ЧМ сигнала в отношении цифровой части сигнала ЦАВ.
Хотя изобретение описано применительно к варианту осуществления, который в настоящий момент считается предпочтительным, специалистам в данной области техники очевидно, что можно предложить различные модификации раскрытых вариантов осуществления, не выходя за рамки объема изобретения, который указан в формуле изобретения.
1. Способ снижения ЧМ-помех в системе внутриполосного канального цифрового аудиовещания, заключающийся в том, что принимают составной сигнал, содержащий полезный сигнал и сигнал помехи, демодулируют составной сигнал для получения первого демодулированного сигнала, вычисляют первое двоичное мягкое решение на основании первого демодулированного сигнала, обрабатывают составной сигнал для получения обработанного сигнала, в котором подавлен ЧМ-сигнал первого соседнего канала, демодулируют обработанный сигнал для получения второго демодулированного сигнала, вычисляют второе двоичное мягкое решение на основании второго демодулированного сигнала и объединяют первое и второе двоичные мягкие решения для получения выходного сигнала.
2. Способ по п.1, отличающийся тем, что при объединении первого и второго двоичных мягких решений для получения выходного сигнала объединяют в максимальном отношении первое и второе двоичные мягкие решения.
3. Способ по п.1, отличающийся тем, что при обработке составного сигнала для получения обработанного сигнала, в котором подавлен ЧМ-сигнал первого соседнего канала, фильтруют составной сигнал.
4. Способ по п.1, отличающийся тем, что при вычислении первого двоичного мягкого решения на основании первого демодулированного сигнала оценивают информацию состояния канала для первого демодулированного сигнала и используют информацию состояния канала для вычисления первого двоичного мягкого решения, а при вычислении второго двоичного мягкого решения на основании второго демодулированного сигнала оценивают информацию состояния канала для второго демодулированного сигнала и используют информацию состояния канала для вычисления второго двоичного мягкого решения.
5. Способ по п.1, отличающийся тем, что дополнительно вносят задержку в составной сигнал до демодуляции составного сигнала.
6. Способ по п.1, отличающийся тем, что при обработке составного сигнала для получения обработанного составного сигнала, в котором подавлен ЧМ-сигнал первого соседнего канала, нормализуют составной сигнал для получения нормализованного составного сигнала, умножают составной сигнал на сигнал, комплексно сопряженный нормализованному составному сигналу, для получения действительного сигнала, фильтруют действительный сигнал для получения фильтрованного сигнала и умножают фильтрованный сигнал на нормализованный составной сигнал для получения обработанного сигнала.
7. Способ по п.6, отличающийся тем, что при фильтрации действительного сигнала для получения фильтрованного сигнала получают сигнал оценки амплитуды несущей, вносят задержку в действительный сигнал для получения действительного сигнала с задержкой и вычитают сигнал оценки амплитуды несущей из действительного сигнала с задержкой для получения фильтрованного сигнала.
8. Способ по п.6, отличающийся тем, что дополнительно вносят задержку в нормализованный составной сигнал до умножения фильтрованного сигнала на нормализованный составной сигнал.
9. Способ по п.1, отличающийся тем, что составной сигнал содержит совокупность поднесущих, модулированных цифровым сигналом и несущую, модулированную аналоговым сигналом.
10. Способ по п.1, отличающийся тем, что при объединении первого и второго двоичных мягких решений для получения выходного сигнала дополнительно смешивают первое и второе двоичные мягкие решения для получения выходного сигнала.
11. Приемник, обеспечивающий снижение ЧМ-помехи в сигнале внутриполосного канального цифрового аудиовещания, содержащий средство приема составного сигнала, содержащего полезный сигнал и сигнал помехи, средство демодуляции составного сигнала для получения первого демодулированного сигнала, средство вычисления первого двоичного мягкого решения на основании первого демодулированного сигнала, средство обработки составного сигнала для получения обработанного сигнала, в котором подавлен ЧМ-сигнал первого соседнего канала, средство демодуляции обработанного сигнала для получения второго демодулированного сигнала, средство вычисления второго двоичного мягкого решения на основании второго демодулированного сигнала и средство объединения первого и второго двоичных мягких решений для получения выходного сигнала.
12. Приемник по п.11, отличающийся тем, что средство объединения первого и второго двоичных мягких решений для получения выходного сигнала содержит средство объединения в максимальном отношении первого и второго двоичных мягких решений.
13. Приемник по п.11, отличающийся тем, что средство обработки составного сигнала для получения обработанного сигнала, в котором подавлен ЧМ-сигнал первого соседнего канала, содержит средство фильтрации составного сигнала.
14. Приемник по п.11, отличающийся тем, что средство вычисления первого двоичного мягкого решения на основании первого демодулированного сигнала содержит средство оценки информации состояния канала для первого демодулированного сигнала и средство использования информации состояния канала для вычисления первого двоичного мягкого решения, а средство вычисления второго двоичного мягкого решения на основании второго демодулированного сигнала содержит средство оценки информации состояния канала для второго демодулированного сигнала и средство использования информации состояния канала для вычисления второго двоичного мягкого решения.
15. Приемник по п.11, отличающийся тем, что дополнительно содержит средство внесения задержки в составной сигнал перед демодуляцией составного сигнала.
16. Приемник по п.13, отличающийся тем, что средство фильтрации составного сигнала содержит средство нормализации составного сигнала для получения нормализованного составного сигнала, средство умножения составного сигнала на сигнал, комплексно сопряженный нормализованному составному сигналу, для получения действительного сигнала, средство фильтрации действительного сигнала для получения фильтрованного сигнала и средство умножения фильтрованного сигнала на нормализованный составной сигнал для получения обработанного сигнала.
17. Приемник по п.16, отличающийся тем, что средство фильтрации действительного сигнала для получения фильтрованного сигнала содержит средство получения сигнала оценки амплитуды несущей, средство внесения задержки в действительный сигнал для получения действительного сигнала с задержкой и средство вычитания сигнала оценки амплитуды несущей из действительного сигнала с задержкой для получения фильтрованного сигнала.
18. Приемник по п.16, отличающийся тем, что средство фильтрации действительного сигнала для получения фильтрованного сигнала содержит средство внесения задержки в нормализованный составной сигнал до умножения фильтрованного сигнала на нормализованный составной сигнал.
19. Приемник по п.16, отличающийся тем, что средство нормализации составного сигнала содержит средство деления составного сигнала на абсолютное значение составного сигнала.
20. Приемник по п.11, отличающийся тем, что средство объединения первого и второго двоичных мягких решений для получения выходного сигнала дополнительно содержит средство смешивания первого и второго двоичных мягких решений для получения выходного сигнала.
21. Приемник, обеспечивающий снижение ЧМ-помехи в сигнале внутриполосного канального цифрового аудиовещания, содержащий вход для приема составного сигнала, содержащего полезный сигнал и сигнал помехи, первый демодулятор, демодулирующий составной сигнал для получения первого демодулированного сигнала, первый процессор, вычисляющий первое двоичное мягкое решение на основании первого демодулированного сигнала, фильтр, обрабатывающий составной сигнал для получения обработанного сигнала, в котором подавлен ЧМ-сигнал первого соседнего канала, второй демодулятор, демодулирующий обработанный сигнал для получения второго демодулированного сигнала, второй процессор, вычисляющий второе двоичное мягкое решение на основании второго демодулированного сигнала, и объединитель, объединяющий первое и второе двоичные мягкие решения для получения выходного сигнала.
22. Приемник по п.21, отличающийся тем, что объединитель объединяет первое и второе двоичные мягкие решения с использованием объединения в максимальном отношении.
23. Приемник по п.21, отличающийся тем, что первый процессор, вычисляющий первое двоичное мягкое решение на основании первого демодулированного сигнала, оценивает информацию состояния канала для первого демодулированного сигнала и использует информацию состояния канала для вычисления первого двоичного мягкого решения, а второй процессор, вычисляющий второе двоичное мягкое решение на основании второго демодулированного сигнала, оценивает информацию состояния канала для второго демодулированного сигнала и использует информацию состояния канала для вычисления второго двоичного мягкого решения.
24. Приемник по п.21, отличающийся тем, что дополнительно содержит схему задержки для внесения задержки в составной сигнал перед демодуляцией составного сигнала.
25. Приемник по п.21, отличающийся тем, что фильтр, обрабатывающий составной сигнал для получения обработанного сигнала, в котором подавлен ЧМ-сигнал первого соседнего канала, содержит нормализатор, нормализующий составной сигнал для получения нормализованного составного сигнала, первый умножитель, умножающий составной сигнал на сигнал, комплексно сопряженный нормализованному составному сигналу, для получения действительного сигнала, фильтр действительного сигнала, фильтрующий действительный сигнал для получения фильтрованного сигнала, и второй умножитель, умножающий фильтрованный сигнал на нормализованный составной сигнал для получения обработанного сигнала.
26. Приемник по п.25, отличающийся тем, что фильтр действительного сигнала содержит блок оценки для получения сигнала оценки амплитуды несущей, схему задержки, вносящую задержку в действительный сигнал для получения действительного сигнала с задержкой, и объединитель, вычитающий сигнал оценки амплитуды несущей из действительного сигнала с задержкой для получения фильтрованного сигнала.
27. Приемник по п.25, отличающийся тем, что фильтр действительного сигнала содержит схему задержки для внесения задержки в нормализованный составной сигнал до умножения фильтрованного сигнала на нормализованный составной сигнал.
28. Приемник по п.25, отличающийся тем, что нормализатор содержит делитель для деления составного сигнала на абсолютное значение составного сигнала.
29. Приемник по п.21, отличающийся тем, что объединитель, объединяющий первое и второе двоичные мягкие решения для получения выходного сигнала, дополнительно содержит средство смешивания, смешивающее первое и второе двоичные мягкие решения для получения выходного сигнала.
