Избирательный усилитель

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п. Техническим результатом является уменьшение общего энергопотребления за счет повышения добротности АЧХ ИУ и его коэффициента усиления по напряжению (K₀) на частоте квазирезонанса f₀. В избирательном усилителе коллектор выходного транзистора (3) соединен по переменному току с общей шиной источников питания (11) через последовательно соединенные первый (9) и дополнительный (12) частотозадающие конденсаторы, общий узел которых соединен с выходом устройства (13) и через второй (8) частотозадающий резистор соединен с токостабилизирующим двухполюсником (6), эмиттер выходного транзистора (3) связан с токостабилизирующим двухполюсником (6) через дополнительный прямосмещенный p-n переход (14), коллектор выходного транзистора (3) соединен со второй (10) шиной источника питания через первый (7) частотозадающий резистор, параллельно дополнительному прямосмещенному p-n переходу (14) включен эмиттерно-базовый переход вспомогательного транзистора (15), коллектор которого связан с первой (5) шиной источника питания. 6 ил.

 

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения избирательных усилителей на минимально возможном числе биполярных транзисторов, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.

Известны схемы ИУ, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-11]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте RU 2421879, фиг.2. Он содержит источник сигнала 1, связанный со входом преобразователя «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 4, эмиттер связан с первой 5 шиной источника питания через токостабилизирующий двухполюсник 6, а коллектор подключен к выходу преобразователя «напряжение-ток» 2, первый 7 и второй 8 частотозадающие резисторы, первый 9 частотозадающий конденсатор, вторую 10 шину источника питания.

Существенный недостаток известного ИУ-прототипа состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению K₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ ИУ и его коэффициента усиления по напряжению (K₀) на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем источник сигнала 1, связанный со входом преобразователя «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 4, эмиттер связан с первой 5 шиной источника питания через токостабилизирующий двухполюсник 6, а коллектор подключен к выходу преобразователя «напряжение-ток» 2, первый 7 и второй 8 частотозадающие резисторы, первый 9 частотозадающий конденсатор, вторую 10 шину источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - коллектор выходного транзистора 3 соединен по переменному току с общей шиной источников питания 11 через последовательно соединенные первый 9 и дополнительный 12 частотозадающие конденсаторы, общий узел которых соединен с выходом устройства 13 и через второй 8 частотозадающий резистор соединен с токостабилизирующим двухполюсником 6, эмиттер выходного транзистора 3 связан с токостабилизирующим двухполюсником 6 через дополнительный прямосмещенный p-n переход 14, коллектор выходного транзистора 3 соединен со второй 10 шиной источника питания через первый 7 частотозадающий резистор, параллельно дополнительному прямосмещенному p-n переходу 14 включен эмиттерно-базовый переход вспомогательного транзистора 15, коллектор которого связан с первой 5 шиной источника питания.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.

На фиг.3 показан ИУ фиг.2, в котором в качестве источника вспомогательного напряжения 4 используется потенциал общей шины источников питания 11. Кроме этого, для уменьшения влияния низкоомной нагрузки ИУ в схему введен буферный усилитель 16, связанный с выходом устройства 13, к выходу которого 17 подключаются последующие каскады преобразования сигналов.

На фиг.4 показана схема ИУ фиг.2 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.

На фиг.5 приведены логарифмические амплитудно-частотные и фазочастотные характеристики ИУ фиг.4 в диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц при R21=390 Ом, С1=240 фФ.

На фиг.6 приведены логарифмические амплитудно-частотные и фазочастотные характеристики ИУ фиг.4 в более узком диапазоне частот (от 100 МГц до 10 ГГц) при R21=390 Ом, С1=240 фФ.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник сигнала 1, связанный со входом преобразователя «напряжение-ток» 2, выходной транзистор 3, база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения 4, эмиттер связан с первой 5 шиной источника питания через токостабилизирующий двухполюсник 6, а коллектор подключен к выходу преобразователя «напряжение-ток» 2, первый 7 и второй 8 частотозадающие резисторы, первый 9 частотозадающий конденсатор, вторую 10 шину источника питания. Коллектор выходного транзистора 3 соединен по переменному току с общей шиной источников питания 11 через последовательно соединенные первый 9 и дополнительный 12 частотозадающие конденсаторы, общий узел которых соединен с выходом устройства 13 и через второй 8 частотозадающий резистор соединен с токостабилизирующим двухполюсником 6, эмиттер выходного транзистора 3 связан с токостабилизирующим двухполюсником 6 через дополнительный прямосмещенный p-n переход 14, коллектор выходного транзистора 3 соединен со второй 10 шиной источника питания через первый 7 частотозадающий резистор, параллельно дополнительному прямосмещенному p-n переходу 14 включен эмиттерно-базовый переход вспомогательного транзистора 15, коллектор которого связан с первой 5 шиной источника питания.

Рассмотрим работу схемы фиг.3.

Источник входного сигнала u_вх (1) посредством входного преобразователя «напряжение-ток» 2 изменяет ток коллекторной цепи транзистора 3. Характер коллекторной нагрузки этого транзистора, образованной резисторами 7 и 8, а также конденсаторами 9 и 12, обеспечивает преобразование этого тока в ток резистора 8 выходной цепи. При этом наличие емкостного делителя, образованного конденсаторами 9 и 12, обеспечивает функциональную зависимость этого тока, соответствующую частотным характеристикам избирательного усилителя. Действительно, конденсатор 9 уменьшает этот ток в области нижних частот (f<f₀), где f₀ является частотой квазирезонанса ИУ, а конденсатор 12 уменьшает выходное напряжение в области верхних частот (f>f₀). Таким образом, используемая коллекторная нагрузка обеспечивает необходимый вид амплитудно- и фазочастотных характеристик схемы. Подключение к резистору 8 через прямосмещенный переход 14 базовой цепи транзистора 15 и эмиттерной цепи транзистора 3 обеспечивает реализацию в схеме контура обратной связи, причем часть тока резистора 8 изменяет эмиттерные токи транзисторов 15 и 3 и, следовательно, входной ток частотозависимой цепи (резисторы 7, 8 и конденсаторы 9, 12). В области нижних частот (f<f₀) эта связь в силу действия конденсатора 9 оказывается реактивной, а в области верхних частот (f>f₀) из-за шунтирующего действия конденсатора 12 не только реактивной, но асимптотически отсутствующей. Таким образом, в силу указанных выше свойств коллекторной нагрузки используемая обратная связь на частоте квазирезонанса ИУ f₀ является вещественной и ее глубина непосредственно определяет как реализуемую схемой добротность Q, так и коэффициент усиления K₀. Глубина этой обратной связи определяется соотношением тока эмиттера транзистора 15 и тока прямосмещенного p-n перехода 14 и направлена на увеличение Q и K₀ при сохранении частоты квазирезонанса f₀ без изменений.

Комплексный коэффициент передачи ИУ фиг.3 как отношение выходного напряжения (выходы устройства 13, 17) к входному напряжению u_вх определяется формулой, которую можно получить с помощью методов анализа электронных схем:

где f - частота сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

K₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f₀.

Причем:

где С₉, С₁₂, R₇, R₈ - параметры элементов 9, 12, 7 и 8;

- эквивалентное сопротивление;

h_11.i - h-параметр i-го транзистора (p-n перехода) в схеме с общей базой.

Добротность ИУ определяется формулой

где α_i - коэффициент передачи по току эмиттера i-го транзистора; m-число эмиттеров транзистора 15;

- эквивалентное затухание пассивной цепи.

За счет выбора параметров элементов, входящих в формулу (3), можно обеспечить Q>>1.

Формула для коэффициента усиления K₀ в комплексном коэффициенте передачи (1) имеет вид

где S₂ - крутизна входного преобразователя «напряжение-ток» 2.

Важной особенностью схемы является возможность оптимизации ее параметрической чувствительности.

Оптимальным соотношением является равенство емкостей конденсаторов 9 и 12 (C₉=C₁₂). В этой связи необходимое значение добротности Q может быть реализовано как структурно (выбором числа эмиттерных переходов (m) транзистора 15), так и параметрически - установлением соотношения между сопротивлениями резисторов R₇ и R₈ ((R₈+r)/R₇=k). В этом случае параметрическая чувствительность

определяется коэффициентом отношения резисторов (коэффициентом k). При этом численное значение числа m эмиттеров транзистора 15:

позволяет получить заданное значение добротности при условии равнономинальности цепи (k=1). Действительно, при m=2, k=1

а при m=3 (фиг.3)

Отметим, что условие k=1 связано с минимизацией влияния частотных свойств биполярных транзисторов на частоту квазирезонанса ИУ и его добротность. Что касается чувствительности (5), то она влияет на нестабильность параметров ИУ только через погрешность, обусловленную неидентичностью резистивных элементов (ΔΘ_R), которая для современных технологий значительно меньше относительных отклонений этих элементов, обуславливающих стабильность частоты квазирезонанса f₀.

Представленные на фиг.5-6 результаты моделирования предлагаемого ИУ фиг.4 подтверждают указанные свойства заявляемой схемы.

Таким образом, предлагаемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса f₀, а также повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., K.Schmalz, C.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 4.267.518.

4. Патент WO 2003/052925, fig.3.

5. Патентная заявка US 2011/0169568, fig.4.

6. Патент US 7.135.923.

7. Патент US 3.843.343.

8. Патентная заявка US 2008/0122530.

9. Патент US 6.972.624, fig.6A.

10. Патентная заявка US 2011/0109388.

11. Патент US 5.298.802.

Избирательный усилитель, содержащий источник сигнала (1), связанный со входом преобразователя «напряжение-ток» (2), выходной транзистор (3), база которого подключена к источнику вспомогательного напряжения (4), эмиттер связан с первой (5) шиной источника питания через токостабилизирующий двухполюсник (6), а коллектор подключен к выходу преобразователя «напряжение-ток» (2), первый (7) и второй (8) частотозадающие резисторы, первый (9) частотозадающий конденсатор, вторую (10) шину источника питания, отличающийся тем, что коллектор выходного транзистора (3) соединен по переменному току с общей шиной источников питания (11) через последовательно соединенные первый (9) и дополнительный (12) частотозадающие конденсаторы, общий узел которых соединен с выходом устройства (13) и через второй (8) частотозадающий резистор соединен с токостабилизирующим двухполюсником (6), эмиттер выходного транзистора (3) связан с токостабилизирующим двухполюсником (6) через дополнительный прямосмещенный p-n-переход (14), коллектор выходного транзистора (3) соединен со второй (10) шиной источника питания через первый (7) частотозадающий резистор, параллельно дополнительному прямосмещенному p-n-переходу (14) включен эмиттерно-базовый переход вспомогательного транзистора (15), коллектор которого связан с первой (5) шиной источника питания.