Приемник с гибридным эквалайзером



Приемник с гибридным эквалайзером
Приемник с гибридным эквалайзером

 


Владельцы патента RU 2530219:

Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Научно-исследовательский институт системных исследований Российской академии наук (НИИСИ РАН) (RU)

Изобретение относится к области вычислительных систем, может использоваться в приемопередатчиках. Достигаемый технический результат- обеспечение возможности передачи высокочастотного потока данных по каналу с большим коэффициентом затухания. Приемник с гибридным эквалайзером включает детектор входного сигнала с генератором опорного напряжения, демультиплексор, монитор входного сигнала, монитор глазковой диаграммы, блок восстановления синхронизации, фазовращатель, линейный эквалайзер и рекурсивный эквалайзер, регулятор усиления, при этом гибридный эквалайзер связан с детектором входного сигнала, демультиплексором, монитором входного сигнал и монитором глазковой диаграммы, а регулятор усиления связан с монитором входного сигнала для образования следящей обратной связи, причем генератор опорного напряжения связан с монитором глазковой диаграммы для оптимизации точки сходимости в образованной следящей обратной связи. 2 илл.

 

Изобретение относится к области коммутационных сред для вычислительных систем. Используется как составная часть высокоскоростного последовательного мультиканального приемопередатчика.

Известен приемник с гибридным эквалайзером, включающий детектор входного сигнала с генератором опорного напряжения, демультиплексор, монитор входного сигнала, монитор глазковой диаграммы, блок восстановления синхронизации и фазовращатель (Hidaka Y., Horie Т., Koyanagi Y. A 4-channel 10.3 Gb/s transceiver with adaptive phase equalizer for 4-to-41dB loss PCB channel. // in Proc. IEEE International Solid - State Circuits Conf., pp. 346-348, 2011).

Недостатком описанного приемника является недостаточно широкий диапазон регулировки глубины компенсации, по причине зависимости размаха дифференциального напряжения обрабатываемого сигнала, от размаха дифференциального напряжения входного сигнала и от текущего значения глубины компенсации межсимвольной интерференции. Также недостатком описанного приемника является узкий диапазон по размаху дифференциального напряжения входного сигнала, который ограничен рабочей областью.

Задачей данного изобретения является обеспечение работы устройства для передачи высокочастотного потока данных по каналу с большим коэффициентом затухания.

Указанная задача решается за счет того, что приемник с гибридным эквалайзером, включающий детектор входного сигнала с генератором опорного напряжения, демультиплексор, монитор входного сигнала, монитор глазковой диаграммы, блок восстановления синхронизации и фазовращатель, согласно изобретению имеет линейный эквалайзер и рекурсивный эквалайзер и снабжен регулятором усиления, при этом гибридный эквалайзер связан с детектором входного сигнала, демультиплексором, монитором входного сигнал и монитором глазковой диаграммы, а регулятор усиления связан с монитором входного сигнала для образования следящей обратной связи, причем генератор опорного напряжения связан с монитором глазковой диаграммы для оптимизации точки сходимости в образованной следящей обратной связи.

Технический результат от использования данного изобретения состоит в увеличении диапазона по регулировки глубины компенсации эквалайзера и увеличении диапазона по размаху дифференциального напряжения входного сигнала, путем обеспечения возможности передачи высокочастотного потока данных по каналу с большим коэффициентом затухания.

Изобретение поясняется чертежами, где на фиг.1 изображена структурная схема приемника, на фиг.2 изображены импульсные и амплитудно-частотные характеристики приемника.

Приемник состоит из детектора входного сигнала (ДЕТВС) 1, фазовращателя (ФВ) 2, монитора входного сигнала (МВС) 3, гибридного эквалайзера (ГЭ) 4, демультиплексора (ДМ) 5, монитора глазковой диаграммы (МГД) 6, блока восстановления синхронизации (БВС) 7. Монитор входного сигнала 3 состоит из генератора опорного напряжения (ГОН) 8, компаратора напряжения (КН) 9, декодера регулировки усиления (ДРУ) 10. Гибридный эквалайзер 4 состоит из регулятора усиления (РУ) 11, линейного эквалайзера (ЛЭ) 12, рекурсивного эквалайзера (РЭ) 13. Демультиплексор 5 состоит из демультиплексора данных (ДМД) 14, демультиплексора ошибки (ДМО) 15. Монитор глазковой диаграммы 6 состоит из детектора межсимвольной интерференции (ДМСИ) 16, мажоритарной схемы сбора информации (МССИ) 17, интегрально-пропорционального фильтра (ИПФ) 18, декодера линейного эквалайзера (ДЛЭ) 19, декодера рекурсивного эквалайзера (ДРЭ) 20. Блок восстановления синхронизации 7 состоит из фазового детектора (ФД) 21, мажоритарной схемы сбора информации (МССИ) 22, интегрально-пропорционального фильтра (ИПФ) 23, декодера фазовращателя (ДФВ) 24.

Импульсные характеристики устройства, изображенные на фиг.2, представляют: ИХ С1 - импульсная характеристика на входе в канал передачи данных, ИХ С2 - импульсная характеристика на выходе канала передачи данных, ИХ С3 - импульсная характеристика на выходе регулятора усиления (РУ) 11, ИХ С4 - импульсная характеристика на выходе линейного эквалайзера 12 (ЛЭ), ИХ С5 - импульсная характеристика на одном из внутренних каскадов рекурсивного эквалайзера 13 (РЭ), АЧХ - амплитудно-частотная характеристика канала передачи данных, АЧХ РУ 11 - амплитудно-частотная характеристика регулятора усиления 11, АЧХ ЛЭ 12 - амплитудно-частотная характеристика линейного эквалайзера 12, АЧХ РЭ 13 - амплитудно-частотная характеристика рекурсивного эквалайзера 13.

Система работает следующим образом. На вход канала подается идеальный поток данных, имея импульсную характеристику ИХ С1. Все коэффициенты импульсной характеристики за исключением h0 равны нулю. Проходя через канал, сигнал затухает. В зависимости от качества и длинны канала величина затухания на одной и той же частоте может быть различна, что демонстрирует семейство амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) канала. Более того, ослабление имеет частотно-зависимый характер, что приводит к возникновению межсимвольной интерференции (МСИ), как показано на импульсной характеристике ИХ С2. Сигнал из канала поступает на вход детектора входного сигнала (ДЕТВС) 1 и регулятора усиления (РУ) 11. Если максимальное дифференциальное напряжение входного сигнала больше, чем внутреннее дифференциальное напряжение детектора входного сигнала (ДЕТВС) 1, формируется сигнал разрешения, активизируя гибридный эквалайзер (ГЭ) 4. В противном случае система продолжает находиться в пассивном состоянии.

После того как произошло детектирование входного сигнала, необходимо отрегулировать размах дифференциального сигнала на выходе регулятора усиления (РУ) 11, приведя его к оптимальному значению для обработки в линейном эквалайзере (ЛЭ) 12 и рекурсивном эквалайзере (РЭ) 13. Для этой цели используется блок монитора входного сигнала (МВС) 3, представляющий собой следящую обратную связь, задача которой формировать управляющие коды для регулятора усиления (РУ) 11 в зависимости от разности двух дифференциальных напряжений на входе компаратора напряжения (КН) 9. В момент активации монитора входного сигнала (МВС) 3, его начальное состояние имеет случайный характер, что соответствует произвольному коэффициенту передачи регулятора усиления (РУ) 11. Компаратор напряжения (КН) 9 сравнивает опорное дифференциальное напряжение, сформированное генератором опорного напряжения (ГОН) 8, с текущим максимальным дифференциальным напряжением на выходе регулятора усиления (РУ) 11, вырабатывая корректирующий сигнал, призванный уравнять эти напряжения. Корректирующий сигнал на выходе компаратора напряжения (КН) 9 - это однобитный сигнал, полярность которого определяет знак разности напряжений на входах данного блока. Декодер регулировки усиления (ДРУ) 10 аккумулирует входной корректирующий сигнал и вырабатывает цифровой код, понятный для регулятора усиления (РУ) 11.

Обратим внимание, что полоса пропускания амплитудно-частотной характеристики регулятора усиления 11 (АЧХ РУ 11) должна быть не меньше чем частота Найквиста fn обрабатываемого потока данных, что позволит изменить все коэффициенты импульсной характеристики ИХ С3 пропорционально коэффициенту передачи регулятора усиления (РУ) 11.

С выхода регулятора усиления (РУ) 11 сигнал поступает на вход линейного эквалайзера (ЛЭ) 12, задача которого минимизировать частотно-зависимый характер сигнала в диапазоне от 0 до fn/2. Максимальная частота полосы пропускания амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) линейного эквалайзера (ЛЭ) 12 определяется нагрузочной емкостью и предельными частотными характеристиками схемы, ограничивая по частоте предельно-допустимый входной сигнал, и должна быть не меньше чем частота Найквиста fn обрабатываемого потока данных. Активная частотная область линейного эквалайзера (ЛЭ) 12 определяется полюсом Ρ1. Значение Ρ1 приблизительно должно соответствовать fN/2, и в процессе работы фиксировано. Значение z1 регулируется цифровым кодом, поступающим из декодера линейного эквалайзера (ДЛЭ) 19 в зависимости от величины межсимвольной интерференции (МСИ) сигнала. В отсутствии межсимвольной интерференции (МСИ) ноль z1 практически совпадает с полюсом Ρ1 и коэффициент передачи линейного эквалайзера (ЛЭ) 12 во всем частотном диапазоне соответствует Клэмак. По мере увеличения межсимвольной интерференции (МСИ) ноль z1 начинает смещаться в низкочастотную область, уменьшая коэффициент передачи на низких частотах. Глубина компенсации межсимвольной интерференции (МСИ) линейного эквалайзера (ЛЭ) 12 соответствует диапазону (Клэмин÷Клэмак). Импульсная характеристика ИХ С4 на выходе линейного эквалайзера (ЛЭ) 12 показывает, что все коэффициенты за исключением h1 вернулись на свои исходные позиции.

С выхода линейного эквалайзера (ЛЭ) 12 сигнал поступает на вход рекурсивного эквалайзера (РЭ) 13, задача которого минимизировать частотно-зависимый характер сигнала на частоте fn. Максимальная полоса пропускания амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) рекурсивного эквалайзера (РЭ) 13 определяется предельными частотными характеристиками схемы. Частоты меньше fn/2 попадают в полосу заграждения, частоты выше fn/2 находятся в полосе пропускания. Коэффициент затухания в полосе заграждения регулируется цифровым кодом, поступающим из декодера рекурсивного эквалайзера (ДРЭ) 20 в зависимости от величины межсимвольной интерференции (МСИ) сигнала. В отсутствии межсимвольной интерференции (МСИ) коэффициент передачи во всем частотном диапазоне соответствует Крэмак. По мере увеличения межсимвольной интерференции (МСИ) коэффициент передачи в полосе заграждения уменьшается, тем самым, увеличивая текущую глубину компенсации рекурсивного эквалайзера (РЭ) 13. Глубина компенсации межсимвольной интерференции (МСИ) рекурсивного эквалайзера (РЭ) 13 соответствует диапазону (Крэмин÷Крэмак). Таким образом сигнал восстановлен, и ИХ С5 на одном из внутренних каскадов рекурсивного эквалайзера (РЭ) 13 соответствует импульсной характеристике (ИХ) С1 на входе канала.

Обратим внимание, что суммарная глубина компенсации гибридного эквалайзера (ГЭ) 4 соответствует сумме глубин компенсации линейного эквалайзера (ЛЭ) 12 и рекурсивного эквалайзера (РЭ) 13.

Выходы гибридного эквалайзера (ГЭ) 4 представляют собой два потока, тактируемых синхросигналом из фазовращателя (ФВ) 2. Оба потока поступают на вход демультиплексора (ДМ) 5. Высокочастотный поток данных подается на вход демультиплексора данных (ДМД) 14, который демультиплексирует его в низкочастотную параллельную шину данных. Высокочастотный поток ошибки подается на вход демультиплексора ошибки (ДМО) 15, который демультиплексирует его в низкочастотную параллельную шину ошибки. Данная операция дает возможность реализовать монитор глазковой диаграммы (МГД) 6 и блок восстановления синхронизации (БВС) 7 в низкочастотном цифровом домене.

С выхода демультиплексора (ДМ) 5 информация о данных и ошибки поступает в монитор глазковой диаграммы (МГД) 6 и блок восстановления синхронизации (БВС) 7. Монитор глазковой диаграммы (МГД) 6 представляет собой следящую обратную связь, задача которой формировать управляющие коды для гибридного эквалайзера (ГЭ) 4 и монитора входного сигнала (МВС) 3 в зависимости от величины межсимвольной интерференции (МСИ). Детектор межсимвольной интерференции (ДМСИ) 16 детектирует признак отсутствия или присутствия межсимвольной интерференции (МСИ), используя информацию с выхода демультиплексора (ДМ) 5. Формирование признака для каждого бита мультибитной входной шины осуществляется в параллель. Мажоритарная схема сбора информации (МССИ) 17 суммирует полученную информацию, выдавая на каждый такт синхросигнала, однобитный сигнал, информирующий об отсутствии или присутствии межсимвольной интерференции (МСИ). Интегрально-пропорциональный фильтр (ИПФ) 18 интегрирует входную информацию, по мере необходимости пошагово изменяя данные, записанные в декодере регулятора усиления (ДРУ) 10, декодере линейного эквалайзера (ДЛЭ) 19 и декодере рекурсивного эквалайзера (ДРЭ) 20. Блок интегрально-пропорционального фильтра (ИПФ) 18 необходим для контроля полосы пропускания монитора глазковой диаграммы (МГД) 6, обеспечивая устойчивость следящей обратной связи. Выходная информация декодера линейного эквалайзера (ДЛЭ) 19 и декодера рекурсивного эквалайзера (ДРЭ) 20 представлена в виде термометр кода, исключая дребезг при переключении линейного эквалайзера (ЛЭ) 12 и рекурсивного эквалайзера (РЭ) 13, соответственно. Обратим внимание, что опорное напряжение на выходе генератора опорного напряжения (ГОН) 8 меняется в зависимости от величины межсимвольной интерференции (МСИ), изменяя коэффициент передачи регулятора усиления (РУ) 11 и удерживая линейный эквалайзер (ЛЭ) 12 и рекурсивный эквалайзер (РЭ) 13 в оптимальной рабочей области.

Блок восстановления синхронизации (БВС) 7 представляет собой следящую обратную связь, задача которой формировать управляющие коды для фазовращателя (ФВ) 2 в зависимости от разницы фаз высокочастотного синхросигнала и высокочастотного потока данных. Фазовый детектор (ФД) 21 детектирует признак опережения или отставания синхросигнала по отношению к потоку данных, используя информацию с выхода демультиплексора (ДМ) 5. Формирование признака для каждого бита мульти-битной входной шины осуществляется в параллель. Мажоритарная схема сбора информации (МССИ) 22 суммирует полученную информацию, выдавая на каждый такт синхросигнала, однобитный сигнал, информирующий об опережении или отставании синхросигнала. Интегрально-пропорциональный фильтр (ИПФ) 23 интегрирует входную информацию, по мере необходимости пошагово изменяя данные, записанные в декодере фазовращателя (ДФВ) 24. Блок ИПФ 23 необходим для контроля полосы пропускания БВС 7, обеспечивая устойчивость следящей обратной связи. Выходная информация интегрально-пропорциональный фильтр (ДФВ) 24 представлена в виде термометр кода, исключая дребезг при переключении фазовращателя (ФВ) 2.

Задача фазовращателя (ФВ) 2 изменять фазу выходного высокочастотного квадратурного тактового сигнала, используя входной высокочастотный опорный квадратурный тактовый сигнал, поступающий из фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), в зависимости от управляющего цифрового кода из блока восстановления синхронизации (БВС) 7.

Таким образом, предложенное изобретение позволяет нивелировать зависимость размаха дифференциального напряжения обрабатываемого гибридным эквалайзером сигнала от размаха дифференциального напряжения входного сигнала и текущего значения глубины компенсации межсимвольной интерференции, увеличивая диапазон регулировки глубины компенсации и диапазон размаха дифференциального напряжения входного сигнала.

Приемник с гибридным эквалайзером, включающий детектор входного сигнала с генератором опорного напряжения, демультиплексор, монитор входного сигнала, монитор глазковой диаграммы, блок восстановления синхронизации и фазовращатель, отличается тем, что гибридный эквалайзер имеет линейный эквалайзер и рекурсивный эквалайзер и снабжен регулятором усиления, при этом гибридный эквалайзер связан с детектором входного сигнала, демультиплексором, монитором входного сигнал и монитором глазковой диаграммы, а регулятор усиления связан с монитором входного сигнала для образования следящей обратной связи, причем генератор опорного напряжения связан с монитором глазковой диаграммы для оптимизации точки сходимости в образованной следящей обратной связи.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах беспроводной связи для обработки аналогового сигнала базовой полосы в информационном терминале, которое осуществляет связь с использованием диэлектрика.Технический результат состоит в повышении помехоустойчивости приема сигналов.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах беспроводной связи. Технический результат состоит в минимизации ухудшения характеристик разделения ответных сигналов, подвергаемых кодовому мультиплексированию.

Использование: в области электроники. Технический результат - расширение функциональных возможностей.

Устройство компенсации шума электродвигателей относится к области промышленной и строительной акустики. Устройство содержит два идентичных электродвигателя, расположенных в камере малого объема, входные клеммы, подключенные через узкополосную фазосдвигающую цепь к одному электродвигателю, и резистивно-емкостную линию электрической задержки, подключенную между входными клеммами и другим электродвигателем, фазосдвигающая цепь выполнена узкополосной с настройкой фазы 90° для частоты сети 50 Гц, а линия электрической задержки выполнена в виде реостатно-емкостной цепи, при этом постоянная времени линии электрической задержки τэ=RC, где R и C - соответственно активное и емкостное сопротивления реостатно-емкостной цепи, и равна постоянной времени акустической задержки τα=l/с, где l - расстояние между электродвигателями по длине камеры, с - скорость звука в воздухе.

Изобретение относится к области связи и вычислительной технике и может быть использовано в устройствах передачи данных. Техническим результатом является повышение надежности.

Изобретение относится к способам приемопередачи дискретной (цифровой) информации и может быть использовано в технике электрорадиосвязи, телеметрии, радиогидролокации и в других областях.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в средствах радиоконтроля, радиолокации и радионавигации для приема и обработки сигналов. Технический результат заключается в повышении помехоустойчивости приема радиоимпульсного сигнала.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в различных системах цифровой обработки сигналов. Технический результат заключается в повышении достоверности обнаружения фазоманипулированного сигнала за счет увеличения уровня сигнала по отношению к уровню шума на выходе устройства и оценки уровня шума для формирования порога принятия решения о наличии сигнала.

Изобретение относится к области связи. Настоящее изобретение обеспечивает способ снижения уровней мощности, связанных с двумя или несколькими входными сигналами, используя уменьшение пика искажением, полученным из объединенного сигнала, который представляет собой комбинацию из входных сигналов.

Группа изобретений относится к области компьютерных сетей. Техническим результатом является обеспечение возможности установления, поддержания и использования резервных каналов в одноранговой (Р2Р) сети.

Изобретение относится к электрофизике, а более конкретно - к области сверхсильных импульсных магнитных систем, используемых в физике твердого тела и физике высоких энергий.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в малошумящих приемниках радиотелескопов, радиолокационных и радиотеплолокационных станций , а также в радиоспектрометрах.

Группа изобретений относится к вычислительной технике. Технический результат заключается в компенсации детерминированных искажений, вызываемых эффектом Доплера с целью уменьшения потери сигнала. Способ радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии, в котором выполняют прием излученного образцового сигнала при выходе радиоволны из ионосферного образования; прием излученного образцового сигнала в продолжение радиолинии, в области незначительного замирания от эффекта Доплера; прием в рабочем сеансе сигналов спектра с двумя боковыми образцового сигнала и высокоскоростного сигнала; если декодер показал статусную информацию, то выполняют компенсацию паразитных сдвигов спектральных составляющих сигнала от эффекта Доплера путем изменения фаз составляющих частотного разложения оператором компенсации искажений, помехоустойчивое декодирование высокоскоростного сигнала и передачу принятой информации получателю информации. 2 н.п. ф-лы, 15 ил.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в схемах радиочастотного передатчика для ослабления помех. Технический результат - уменьшение помех и/или повышение линейности в радиочастотном передатчике. Радиочастотный передатчик содержит усилитель, антенный порт, развязывающее устройство, выполненное с возможностью развязки выхода усилителя от помехового сигнала антенного порта, контур линеаризации и линию передачи, содержащую первую часть (связывающую источник сигнала с входом усилителя), вторую часть (связывающую выход усилителя с входом развязывающего устройства) и третью часть (связывающую выход развязывающего устройства с антенным портом). Контур линеаризации выполнен с возможностью ослабления нелинейности развязывающего устройства и содержит первый направленный ответвитель, связанный с третьей частью линии передачи, импеданс контура и, по меньшей мере, один дополнительный элемент контура линеаризации, выполненный с возможностью коррекции сигнала линеаризации и подачи скорректированного сигнала линеаризации в линию передачи. Предусмотрена возможность коррекции сигнала линеаризации и подачи скорректированного сигнала линеаризации в линию передачи. Радиочастотный передатчик содержит также схему ослабления помех, выполненную с возможностью ослабления влияния помехового сигнала на контур линеаризации. 3 н. и 4 з.п. ф-лы, 8 ил.

Изобретение относится к контролированию потребляемой мощности устройства мобильной связи, способного передавать данные передачи со скоростью передачи данных передачи на сеть связи. Технический результат - обеспечение возможности управления потребляемой мощностью устройств мобильной связи. Способ содержит уменьшение скорости передачи данных передачи в некотором интервале времени передачи для уменьшения потребляемой энергии устройства мобильной связи на некоторую величину энергии и сохранение некоторой величины энергии в накопителе или буфере энергии. 3 н. и 14 з.п. ф-лы, 10 ил.

Изобретение относится к системе мобильной связи и позволяет минимизировать изменения характеристики распределения мгновенной мощности временной диаграммы сигналов передачи, когда множество каналов мультиплексируются путем их частотного разделения. В терминале (200) блок (212) отображения отображает канал PUCCH на частотные ресурсы первого слота, отображает канал PUSCH на частотные ресурсы из числа частотных ресурсов первого слота, точно отделенных на заранее определенный частотный интервал (В) от частотных ресурсов, на которые отображен канал PUCCH, и циклически сдвигает частоты, с тем чтобы обеспечить отображение каналов PUCCH и PUSCH на частотные ресурсы в полосе частот преобразования IDFT или преобразования IFFT второго слота при поддержании заранее определенного частотного интервала (В), что дает возможность выполнить скачкообразную перестройку частоты каналов PUCCH и PUSCH между первым слотом и вторым слотом. 6 н. и 24 з.п. ф-лы, 44 ил.

Изобретение относится к беспроводной связи и может быть использовано в системах с подавлением помех. Технический результат - повышение эффективности подавления помех посредством выбора того, какие восстановленные пути из многолучевого сигнала из помех сигнала пользователя должны быть подавлены из полученного сигнала пользователя. В способе улучшения эффективности подавления помех оценивают мощность мешающего сигнала, содержащегося в полученном сигнале, оценивают мощность добавочного сигнала ошибки оценивания, добавленного к мешающему сигналу. Если оцененная мощность добавочного сигнала ошибки оценивания ниже, чем оцененная мощность мешающего сигнала, то подавляют помехи из полученного сигнала. 4 н. и 16 з.п. ф-лы, 2 ил.

Изобретение относится к области радиотехники и может использоваться в приемниках шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией. Заявляемое устройство компенсации структурных помех позволит повысить эффективность компенсации мощной структурной помехи за счет нейтрализации действия импульсной помехи, образующейся на выходе блока режекции, вследствие несовпадения информационных символов помехи и ее копии на интервалах первого элемента каждого периода повторения кода. Достигается это ценой незначительных дополнительных аппаратурных затрат в сравнении с известными устройствами и весьма малых энергетических потерь при приеме полезного сигнала: менее 0,1% при длине кода N=103 и более. Заявляемое устройство может быть реализовано на современной цифровой элементной базе, в частности, с использованием программируемых логических интегральных схем (ПЛИС). 1 ил.
Наверх