Система электропитания импульсного усилителя мощности

Изобретение относится к области силовой электроники и может быть использовано для электропитания усилителей мощности импульсных режимов работы в передающих устройствах гидролокационных станций освещения ближней обстановки. Технический результат изобретения заключается в ограничении максимального значения тока перезаряда и исключении экстремальных импульсных токов, влияющих на понижение надежности работы системы электропитания. Предложена система электропитания импульсного усилителя мощности со стабилизацией напряжения и ограничением тока при прямой и обратной передаче энергии, содержащая зарядное устройство (1), емкостный накопитель (2), ключевой преобразователь (3), фильтр (4) по шинам силового электропитания импульсного усилителя (7), датчик тока (8), также цепь (6) обратной связи по напряжению, цепь (9) обратной связи по току и схему (5) управления. Схема управления включает широтно-импульсный преобразователь (5.1), балансный сумматор (5.2), пороговый усилитель (5.3) сигнала обратной связи по току, вычитающее устройство (5.4), обеспечивающее сравнение сигналов управления и обратной связи по напряжению, выход которого через двухсторонний ограничитель (5.5) подключен к прямому входу балансного сумматора, соединенного инверсным входом с выходом порогового усилителя (5.3), а выходом через широтно-импульсным преобразователь (5.1) с входом управления обратного ключевого усилителя. Применение обратных связей по напряжению и току с заданными режимами двухстороннего ограничителя и порогового усилителя при использовании обратимого ключевого усилителя с широтно-импульсной модуляцией позволило минимизировать потери энергии, в том числе при динамическом управлении уровнем напряжения силового электропитания импульсного усилителя. При этом обеспечивается стабилизация напряжения в номинальном режиме работы и устраняются экстремальные режимы перезаряда емкостного накопителя и фильтра посредством ограничения максимального тока. 4 ил.

 

Изобретение относится к области силовой электроники и может быть использовано, главным образом, для электропитания усилителей мощности импульсных режимов работы в передающих устройствах гидролокационных станций (ГЛС) освещения ближней обстановки (ОБО).

Известно, что высокие требования, предъявляемые к тактико-техническим и эксплуатационным показателям современных ГЛС ОБО, должны обеспечиваться использованием сложных зондирующих сигналов, формируемых гидроакустическими фазированными антенными решетками (ФАР) в импульсных режимах работы [Александров В.А., Смирнов В.А., Ермолаева Е.Ю., Игнатьев К.В. Цифровые генераторные устройства гидролокационных станций освещения ближней области // Гидроакустика 2018 г., № 33, с. 70-77]. При этом выходная мощность возбуждения ФАР может достигать единиц и десятков кВт, при длительности циклов излучения единицы и десятки мс, что позволяет использовать емкостные накопители энергии для минимизации максимальной мощности потребления и габаритов передающей аппаратуры. Диапазон частот ГЛС ОБО, как правило, составляет десятки кГц при относительной полосе не более октавы. Соответственно, импульсные усилители мощности такого режима должны быть снабжены емкостным фильтром по шинам электропитания, наличие которого является необходимым условием их работы, особенно при существенно реактивном характере импеданса гидроакустических излучателей с коэффициентом активной мощности не более 0,3-0,5.

Технические требования к передающей аппаратуре ГЛС во многом аналогичны требованиям, предъявляемым к радиопередающим устройствам радиолокационных схем (РЛС), где также используются емкостные накопители энергии для обеспечения импульсных режимов работы [Шумилин М.С., Головин О.В., Севальнев В.П. и др. Радиопередающие устройства. М.: Высшая школа, 1981, патент РФ № 2465627. Стабилизатор постоянного напряжения. Опубл. 27.10.2012].

Однако силовое электропитание импульсного усилителя мощности непосредственно от емкостного накопителя имеет ряд существенных недостатков, а именно: уменьшение уровня напряжения электропитания и, соответственно, уровня выходного сигнала в цикле излучения, отсутствие возможности динамического управления уровнем и формой огибающей выходного сигнала посредством изменения напряжения электропитания. Последнее обстоятельство существенно ограничивает динамический диапазон регулирования выходной мощности импульсного усилителя и может приводить к заметным потерям энергии в передающей аппаратуре в номинальных режимах возбуждения ФАР.

Известно устройство электропитания, включающее зарядное устройство, емкостной накопитель и регулируемый импульсный преобразователь [Кушнерев Н.А. Устройство электропитания импульсного твердотельного передатчика с высокими удельными показателями // Радиотехника. 2009. № 5]. Достоинством этой схемы является возможность регулирования напряжения электропитания усилителя мощности во время цикла излучения независимо от изменения напряжения на емкостном накопителе. В результате допускается большой разряд, что позволяет значительно снизить емкостные габариты накопительных конденсаторов при уменьшении потерь энергии в импульсном усилителе. Недостатком известного устройства является ограниченная скорость снижения напряжения электропитания. Принимая во внимание весьма малый ток в паузе между циклами излучения, ограничение скорости снижения напряжения электропитания препятствует динамическому снижению уровня мощности, что существенно ухудшает тактико-технические показатели ГЛС.

Наиболее близким техническим решением, выбранным в качестве прототипа, является система электропитания импульсного усилителя, описанная в патенте РФ 2629788, опубликована в БИ № 1 01.09.2017. В устройстве-прототипе, в отличие от ранее приведенного аналога для электропитания импульсного усилителя мощности от емкостного накопителя, предложено использование обратного ключевого преобразователя напряжения, обеспечивающего принудительный разряд динамической емкости фильтра, что принципиально улучшает динамические характеристики регулирования.

Устройство-прототип (фиг. 1) содержит зарядное устройство 1 (ЗУ 1), емкостной накопитель 2 (ЕН 2), ключевой преобразователь 3, фильтр 4 нижних частот (ФНЧ 4), схему 5 управления, цепь 6 обратной связи по напряжению (ОСН 6) и импульсный усилитель 7 мощности (УМ 7). Причем ключевой преобразователь 3 выполнен на силовых ключах, обеспечивающих управляемый заряд и разряд емкости ФНЧ 4 в соответствии с сигналом на выходе схемы 5 управления из условия стабилизации напряжения электропитания УМ 7 на уровне, определяемом сигналом, поступающим с шины управления. Таким образом, в устройстве-прототипе обеспечивается заданный уровень напряжения электропитания импульсного усилителя мощности с возможностью быстрого нарастания и спада напряжения при широком диапазоне изменения напряжения емкостного накопителя ЕН 2.

Вместе с тем, динамическое управление напряжением электропитания в устройстве-прототипе связано практически с неограниченной амплитудой тока заряда и разряда, что приводит к понижению надежности и ухудшению энергетической эффективности известной системы электропитания импульсного усилителя мощности.

Выделенные недостатки обусловлены переходными процессами динамического изменения напряжения емкости фильтра.

Однако и в этом случае, несмотря на возрастание потерь энергии, в устройстве-прототипе наблюдается кратное превышение амплитуды выходного тока ключевого преобразователя 3 по сравнению с максимальным током потребления УМ 7. Особенно критическое значение имеет большое время, необходимое для разряда емкости фильтра для передающей аппаратуры ГЛС, где значительный уровень мощности каналов импульсных усилителей, обеспечивающих возбуждение гидроакустических ФАР, сочетаются с жесткими требованиями к габаритным показателям при значительных запасах использования силовых ключей по току.

Задачей изобретения является повышение надежности и энергетической эффективности системы электропитания импульсного усилителя мощности при расширении области использования.

Технический результат изобретения заключается в ограничении максимального значения тока перезаряда, и исключении экстремальных импульсных токов, влияющих на понижение надежности работы системы электропитания.

Технический результат достигается тем, что в известной системе электропитания импульсного усилителя мощности, содержащей зарядное устройство, подключенное входом к шине силового электропитания, а выходом - через емкостной накопитель к входу ключевого преобразователя, выход которого подключен к входу фильтра нижних частот, а вход управления ключевого преобразователя соединен с выходом схемы управления, контрольный вход которой через цепь обратной связи по напряжению подключен к выходу фильтра нижних частот и к шине электропитания импульсного усилителя мощности, а вход - к шине управления, посредством того, что в его состав введены новые признаки, а именно: введен датчик тока, а схема управления содержит широтно-импульсный преобразователь, балансный сумматор, пороговый усилитель, вычитающее устройство и двухсторонний ограничитель, причем L-вход фильтра нижних частот через датчик тока соединен с выходом ключевого преобразователя, выполненного на обратимом ключевом усилителе мощности, в свою очередь выход датчика тока через цепь обратной связи по току соединен с дополнительным контрольным входом схемы управления, подключенным через пороговый усилитель к первом входу балансного сумматора, выход которого соединен с входом широтно-импульсного преобразователя, а второй вход - через двухсторонний ограничитель соединен с выходом вычитающего устройства, первый вход которого подключен к контрольному входу схемы управления, а второй вход - к входу схемы управления, выход которой подключен к выходу широтно-импульсного преобразователя.

В предлагаемой системе электропитания (СЭП) реализация заявленного технического результата обеспечивается совокупностью вновь вводимых блоков и связей. Повышение надежности достигается за счет ограничения максимальной величины прямого и обратного тока заряда и разряда емкости фильтра при сохранении глубокой обратной связи по выходному напряжению в номинальных режимах работы посредством использования вычитающего устройства, двухстороннего ограничителя разностного сигнала по напряжению и обратной связи по току через пороговый усилитель, а также балансного сумматора, формирующего результирующий сигнал управления широтно-импульсным преобразователем в режимах стабилизации напряжения и ограничения тока ключевого преобразователя. При этом уменьшение потерь энергии достигается выполнением ключевого преобразователя на высокоэффективном обратимом ключевом усилителе мощности сигналов с широтно-импульсной модуляцией. В свою очередь повышение надежности и энергетической эффективности СЭП позволяют распространить применяемость предлагаемого технического решения для передающих трактов большой мощности, используемых в ГЛС ОБО.

Сущность изобретения поясняется фиг. 1-4, где приведены структурная схема заявленного устройства-прототипа (фиг. 1), структурная схема заявленного устройства (фиг. 2) и временные диаграммы, поясняющие его работу (фиг. 3, фиг. 4) при дискретном управлении уровнем сигнала импульсного усилителя мощности.

Структурная схема предлагаемого устройства (фиг. 2) содержит зарядное устройство 1 (ЗУ 1), емкостной накопитель (ЕН 2), ключевой усилитель 3 мощности, датчик 8 тока (ДТ 8), фильтр 4 нижних частот (ФНЧ 4), схему 5 управления, включающую вычитающее устройство 5.4 (ВУ 5.4), широтно-импульсный преобразователь 5.1 (ШИП 5.1), балансный сумматор 5.2 (БС 5.2), пороговый усилитель 5.3 (ПУ 5.3), двухсторонний ограничитель 5.5 (ДО 5.5), а также цепь 6 обратной связи по напряжению (ОСН 6), цепь 9 обратной связи по току (ОСТ 9) и импульсный усилитель мощности 7 (УМ 7).

Для пояснения принципа действия предлагаемого технического решения в режиме формирования огибающей сигнала УМ 7 на фиг. 3 иллюстрируются временные диаграммы сигналов со следующими обозначениями:

U_OC - сигнал цепи ОСН 6, приведенный к первому входу ВУ 5.4;

V_OC - сигнал на выходе двухстороннего ограничителя 5.5 с порогом ограничения V_{OC max} и V_{OC min} максимального и минимального уровней;

i_OC - сигнал цепи ОСТ 9, приведенный к входу порогового усилителя ПУ 5.3 порогами чувствительности I_{OC max} и I_{OC min} для положительных и отрицательных значений сигнала;

I_OC - сигнал по выходу порогового усилителя ПУ 5.3 с зоной нечувствительности: при I_{OC max} > i_OC > I_{OC min}, I_OC = 0;

U_p - результирующий разностный сигнал на выходе балансного сумматора БС 5.2;

V_п - опорное пилообразное напряжение тактовой частоты ƒ_т в ШИП 5.1 для формирования последовательности импульсов по результату сравнения с сигналом U_p;

V_ШИМ - последовательность импульсов напряжения с широтно-импульсной модуляцией ШИМ, формируемых на выходе КУМ 3, амплитудой которых определяется напряжением Е емкостного накопителя.

U - напряжение силового электропитания УМ 7.

На временных диаграммах, приведенных на фиг. 4, приняты следующие обозначения сигналов:

V_y - сигнал управления с дискретными уровнями V₁, V₂, V₃;

Е - напряжение емкостного носителя 2, изменяющееся относительно номинального значения Е₀ от минимального E_min до максимального E_max значения;

U - напряжение силового электропитания импульсного усилителя 7 мощности;

U_вч - напряжение выходного высокочастотного сигнала дискретного уровня U1, U₂, U₃, формируемого УМ 7 для возбуждения канала излучающей антенны;

i - выходной ток КУМ 3 в циклах излучения с дискретными значениями I₁, I₂, I₃ и в интервалах перезаряда конденсатора ФНЧ 4 через входной дроссель при изменении уровня U с ограничением максимального тока I_m (без ограничения - пунктирные линии).

Все структурные блоки, входящие в состав предложенной СЭП, выполняются по известным правилам, а их совокупное использование приводит к заявляемым техническим результатам.

Зарядное устройство 1 выполняется аналогичным образом, как и в устройстве-прототипе с режимом ограничения тока заряда и стабилизации максимального напряжения на емкостном накопителе 2. При силовом электропитании от объектовой сети зарядное устройство целесообразно выполнять на основе ключевых преобразователей напряжения с трансформаторной развязкой, например, выполненных по мостовой схеме, либо полумостовой схеме.

Емкостной накопитель 2 представляет собой набор последовательно-параллельно включенных электролитических конденсаторов, схема включения которых обеспечивает адаптацию к заданному максимальному напряжению E_max при требуемой емкости, необходимой для энергетической поддержки работы импульсного усилителя мощности при заданной длительности t_и и мощности P_max сигнала в цикле излучения в условиях установленной скважности возбуждения излучающей антенны. Так, например, для номинального напряжения Е=250 В при допустимом разряде ΔЕ=50 B в условиях заданных значений P_max=1 кВт и t_{и rnax}=0,2 c емкость накопителя должна быть обеспечена не менее:

Причем с уменьшением допустимого разряда во время импульса необходимая емкость и, соответственно, габариты накопителя ЕН 2 существенно возрастают.

Ключевой преобразователь 3 представляет схему обратимого ключевого усилителя мощности (КУМ), выполненную, например, на стойке мощных полевых транзисторов с собственными обратными диодами, включенных в полумостовую схему. Обратимый КУМ такого типа обладает высокой энергетической эффективностью при весьма высоких частотах переключения и выполняет функцию генератора импульсного напряжения. При этом, через ключевой преобразователь 3, в зависимости от разности среднего значения импульсного напряжения и напряжения на емкости ФНЧ 4, может замыкаться ток различной направленности, как от емкостного накопителя ЕН 2 через ФНЧ 4 к потребителю УМ 7, так и от емкости ФНЧ 4 в емкостной накопитель ЕН 2 при необходимости быстрого уменьшения напряжения Е в условиях рекуперации энергии.

ФНЧ 4 содержит дроссель индуктивностью L_ф и конденсатор емкостью c_ф, выход которого подключен к шине силового электропитания УМ 7, a L - вход (вход дросселя L_ф) к выходу ключевого преобразователя 3. Выбор емкости ФНЧ c_ф определяется из условия эффективного замыкания переменного тока потребления импульсного усилителя мощности УМ 7 Для ГЛС режима ОБО с минимальной рабочей частотой ƒ_р возбуждения канала гидроакустической ФАР при максимальной мощности потребления 1,0 кВт от стабилизированного напряжения Е_с=E_min=200 В емкость ФНЧ 4 должна быть не менее:

где ƒ_р=10 кГц - максимальная рабочая частота;

Х_с=0,1E_c/i_prnax - выходное сопротивление ФНЧ 4 на рабочей частоте (i_pmax - амплитуда максимального переменного тока потребления УМ 7).

В результате для i_prnax=P_max/E_c получим значение с_ф=1 мФ. Следует отметить, что перезаряд такой емкости при изменении напряжения электропитания УМ 7 в соответствии с сигналом управления приводит к значительным переходным процессам с экстремальными значениями токов через ключевой преобразователь 3.

Для ограничения токов перезаряда используются высокочастотное управление параметрами импульсного напряжения на L-входе ФНЧ 4 с использованием широтно-импульсной модуляции (ШИМ). При частоте ШИМ ƒ₀ значительно (более чем в 5 раз) выше рабочей частоты ƒ_р УМ 7 может быть обеспечено плавное регулирование выходного напряжения ФНЧ 4 при ограничении высокочастотного тока дросселя фильтра. Индуктивность дросселя L_ф в конечном счете определяет постоянную времени τ_ф ФНЧ 4, ограничивающую динамические характеристики СЭП.

Минимальное значение индуктивности L_ф выбирается из условия ограничения максимальной амплитуды ВЧ тока через дроссель на уровне:

Для принятых значений: i_max=5 А; E_max=300 В; ƒ₀=100 кГц - получим значение L_min=150 мкГн, что соответствует постоянной времени:

Соответственно частота среза фильтра ФНЧ-4 составит

Представленная оценка параметров емкости и индуктивности LC ФНЧ 4 подтверждает возможность динамического регулирования напряжения силового электропитания УМ 7 с установкой требуемого значения за 3-5 периодов рабочей частоты, что является приемлемым для реализации ГЛС режима ОБО. При этом в предлагаемом техническом решении реализуются ограничения экстремальных токов перезаряда емкости c_ф на допустимом уровне, превышающем максимальный ток потребления УМ 7 не более чем на (30-50)%. Такое ограничение, являющееся неотъемлемой частью обеспечения надежного функционирования СЭП, достигается соответствующей реализацией схемы 5 управления с использованием вновь введенных блоков (фиг. 2): ШИП 5.1, БС 5.2, ПУ 5.3, ВУ 5.4, ДО 5.5.

Широтно-импульсный преобразователь ШИП 5.1 должен обеспечить формирование последовательности импульсов V_ШИМ с частотой ƒ₀ для управления ключевым преобразователем 3. Типовая реализация ШИП 5.1 основана на использовании генератора пилообразного симметричного опорного напряжения V_п компаратора, обеспечивающего формирование ШИМ сигнала по результату сравнения напряжения V_п частотой ƒ₀ с результирующим разностным сигналом U_p (фиг. 3), включающим динамические изменения сигнала управления V_y, с учетом сигналов обратной связи по напряжения U_OC и току i_OC (фиг. 3).

Вычитающее устройство 5.4, обеспечивающее формирование разности сигналов U_OC как разность сигналов V_y и u_OC (фиг. 3), ВУ 5.4 выполняется на дифференциальном усилителе, коэффициент усиления K_U которого определяет глубину обратной связи по напряжению.

При превышении сигнала U_OC установленных границ изменения U_OCrnax и U_OCmin уровень сигнала ограничивается, как иллюстрируется на фиг. 3. Эту функцию ограничения выполняет двухсторонний ограничитель 5.5, который может быть выполнен, например, на двух стабилитронах, включенных через ограничивающих резистор параллельно выходу ВУ 5.4. Характер ограничения выходного сигнала ВУ 5.4 при формировании разностного сигнала по напряжению на выходе сигнала ДО 5.5 иллюстрируется на фиг. 3 и соответствует выполнению следующего условия:

где U_OCmax, U_OCmin - границы ограничения максимального и минимального ДО 5.5.

Пороговый усилитель 5.3 предназначен для передачи сигнала обратной связи по току i_OC при превышении его уровня максимально допустимых значений тока прямого I_OCmax и обратного I_OCmin направлений. ПУ 5.3 может быть выполнено на типовом операционном усилителе с коэффициентом усиления K_I с последовательным выключением ограничивающих стабилизаторов. При этом выходной сигнал I_OC порогового усилителя определяется соотношением:

Принцип действия ПУ 5.3 иллюстрируется временными диаграммами сигналов на входе i_OC и на выходе I_OC, представленными на фиг. 3.

Балансный сумматор 5.2 предназначен для формирования результирующего разностного сигнала U_p в соответствии с выражением:

БС 5.2 может быть реализован на дифференциальном усилителе с коэффициентом усиления K_p. При необходимости входные сигналы БС 5.2 могут передаваться через резистивные делители, изменяющие результирующие коэффициенты передачи сигналов обратной связи по напряжению K_OCU и току K_OCI:

где K_ΔI, K_ΔU - коэффициенты деления сигналов U_OC и I_OC на входах БС 5.2.

Проведенное описание блоков из состава заявленной СЭП импульсного усилителя мощности подтверждает практическую реализуемость предлагаемого технического решения.

Заявляемое устройство работает следующим образом.

Напряжение силового электропитания через зарядное устройство 1 обеспечивает заряд емкостного накопителя 2 до номинального значения напряжения Е_н=Е₀ при подготовке УМ 7 к работе. Одновременно входной сигнал управления V_y поступает через вычитающее устройство 5.4 и двухсторонний ограничитель в виде сигнала U_OC на прямой вход балансного сумматора 5.2. В результате на входе широтно-импульсного преобразователя 5.1 формируется сигнал U_p большого уровня, что приводит к переключению ключевого преобразователя 3 в соответствии с сигналом V_ШИМ. При этом через датчик 8 тока и дроссель L_ф ФНЧ 4 замыкается ток заряда конденсатора c_ф. По мере нарастания напряжения U на выходе ФНЧ 4, возрастание сигнала u_OC на выходе цепи ООС, что приводит к уменьшению сигнала U_OC и, соответственно, U_p до уровня стабилизации выходного напряжения ФНЧ

где β_U - коэффициент передачи цепи ОСН 6.

Точность стабилизации выходного напряжения ФНЧ 4 определяется глубиной обратной связи по напряжению, которая задается значением K_OCU, как правило, достигающим 20-30 дБ. При этом в номинальном режиме работы в условиях i_OC<I_OCmax (i_OC>I_OCmin) обратная связь по току не влияет на формирование результирующего разностного сигнала (сигнал на выходе порогового усилителя I_OC=0), что позволяет повысить стабильность напряжения в условиях изменения выходного тока ключевого преобразователя 3.

Вместе с тем, при перезаряде конденсатора c_ф ФНЧ 4 имеет место увеличение прямого либо обратного выходного тока КУМ установленных значений: i_OC>I_OCmax - для прямого тока; i_OC<I_OCmin ^_ для обратного тока. В этом случае на выходе порогового усилителя формируется сигнал I_OC, поступающий на инверсный вход БС 5.2 и изменяющий уровень U_p (фиг. 4: уменьшение при заряде конденсатора в условиях i_OC>I_OCmax; увеличение при разряде конденсатора в условиях i_OC<I_OCmin). Соответственно при изменении управляющего сигнала V_y резко изменяется напряжение U_OC на выходе вычитающего устройства, однако его значение ограничивается двухсторонним ограничителем 5.5 и далее не влияет на формирование результирующего разностного сигнала U_p, что позволяет перейти в режим ограничения выходного тока ключевого преобразователя 3.

Глубина обратной связи по выходному току в этом режиме определяется значением K_OCI и составляет не менее 30 дБ. При этом достигается ограничение выходного тока I_OC (фиг. 4) в прямом и обратном направлении на максимально допустимом уровне. В результате может быть минимизировано время перезаряда t_п конденсатора c_ф ФНЧ 4 в соответствии с постоянной времени фильтра Следует отметить, что передача и возврат энергии между емкостным накопителем и емкостью c_ф ФНЧ 4 через ключевой преобразователь 3 и дроссель L_ф осуществляется без существенных переходных процессов и потерь энергии при высоких динамических характеристиках регулирования напряжения U электропитания импульсного усилителя 7 мощности в соответствии с сигналом управления V_y (фиг. 4). Причем быстрый спад напряжения U достигается в том числе и во время паузы импульсов излучения U_ВЧ (фиг. 4).

Таким образом, заявляемое техническое решение соответствует требованиям динамического управления напряжением электропитания усилителя мощности в импульсных режимах работы с дискретным и непрерывным регулированием уровня возбуждения излучающей антенны. При этом в отличие от устройства-прототипа в предлагаемой СЭП достигается ограничение максимального значения тока перезаряда, и исключаются экспериментальные импульсные токи, влияющие на понижение надежности работы.

Как показано на фиг. 4 максимальный уровень токов перезаряда при стабилизации выходного тока КУМ (сплошные линии) кратно меньше импульсных токов в устройстве-прототипе (пунктирные линии) и незначительно на 20-30% превышает максимальный выходной ток I_З в циклах излучения. Относительные потери энергии в заявленном устройстве главным образом определяются потерями в ключевом усилителе мощности и не превышают 10% от максимальной мощности потребления импульсного усилителя мощности.

Достигнутая энергетическая эффективность существенно выше, чем в известных устройствах, где использование диссипативных звеньев для уменьшения переходных процессов может приводить к относительным потерям более 20%.

Повышение энергетической эффективности и надежности работы предлагаемой системы электропитания импульсного усилителя мощности обеспечивают внедрение заявляемого технического решения в передающих трактах ГЛС режима ОБО. В настоящее время на предприятии изготовлены экспериментальные образцы устройства электропитания усилителей мощности ультразвукового диапазона импульсных режимов работы, результаты которых подтвердили преимущества предлагаемого технического решения, что позволяет рекомендовать разработанное техническое решение для использования в опытных образцах ГЛС ОБО.

Система электропитания импульсного усилителя мощности, содержащая зарядное устройство, подключенное входом к шине силового электропитания, а выходом - через емкостный накопитель к входу ключевого преобразователя, выход которого подключен к входу фильтра нижних частот, а вход управления ключевого преобразователя соединен с выходом схемы управления, контрольный вход которой через цепь обратной связи по напряжению подключен к выходу фильтра нижних частот и к шине электропитания усилителя мощности, а вход - к шине управления, отличающаяся тем, что в ее состав введен датчик тока, а схема управления содержит широтно-импульсный преобразователь, балансный сумматор, пороговый усилитель, вычитающее устройство и двухсторонний ограничитель, причем L-вход фильтра нижних частот через датчик тока соединен с выходом ключевого преобразователя, выполненным на обратимом ключевом усилителе мощности, в свою очередь выход датчика тока через цепь обратной связи по току соединен с дополнительным контрольным входом схемы управления, подключенным через пороговый усилитель к первому входу балансного сумматора, выход которого соединен с входом широтно-импульсного преобразователя, а второй вход через двухсторонний ограничитель соединен с выходом вычитающего устройства, первый вход которого подключен к контрольному входу схемы управления, а второй вход - к входу схемы управления, выход которой подключен к выходу широтно-импульсного преобразователя.